CN101826872B - 含改进lc压控振荡器的锁相环集成电路 - Google Patents

Abstract

含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，包括锁相环本体和含于其内的LC压控振荡器，该压控振荡器包括顺序串联的偏置模块(10)、负阻电路模块(20)和谐振电路模块(30)；偏置模块(10)为谐振电路模块(30)提供偏置电流，使谐振电路模块(30)工作在电流受限区，相位噪声和偏置电流成正比，从而通过调节偏置电流的大小获得更好的相位噪声性能；负阻电路模块(20)补偿谐振电路模块(30)的能量损耗；谐振电路模块(30)产生需要的振荡信号。使用本发明技术方案，能提高谐振频率，实现高的频率分辨率。

Description

含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路

技术领域 本发明涉及电子振荡器或脉冲发生器的自动控制、起振、同步或稳定，特别是涉及频率或相位的自动控制和同步，尤其涉及锁相环的组成部分一改进的LC压控振荡器。

背景技术 压控振荡器是锁相环中最重要的模块之一，用于产生高性能的振荡信号，在无线通信***得到非常广泛的应用，然而压控振荡器在实际应用中也存在一些问题，特别是随着CMOS工艺向深亚微米方向发展，由于频率和电压之间的高度非线性以及电源电压降低引起的小的电压摆幅，使得深亚微米CMOS工艺下的压控振荡器设计变得非常困难。

压控振荡器的一个问题是由于工艺、温度和电压波动导致的频率调谐范围无法满足设计要求，为了增加压控振荡器的频率调谐范围，目前主要的方法是采用数字辅助频率调谐的方法。这种方法是把压控振荡器宽的频率调谐范围变成一组重叠的曲线，从而能在较低的增益下获得较宽的频率调谐范围。频率调谐的方法是针对电容进行调谐，有两种实现方式：一种方式通过moscap电容实现频率调谐；另外一种方式是通过mim电容和开关一起实现频率调谐。Moscap频率调谐主要的优点是无需开关，通过控制电压的高低就可以实现电容的变化，但是在深亚微米工艺下，电源电压降到1.2V甚至更小，moscap的电容值在电源电压范围内随电压变化改变较大，这使得压控振荡器对电源的改变非常敏感，极易耦合衬底噪声。Mim电容和开关实现的频率调谐是一种广泛应用的方法，传统实现方法如图6(a)所示，每组电容需要两个开关，主要缺点是开通电阻比较大，使得电容单元的品质因子下降，不利于相位噪声的优化；另外的一种方法是如图6(b)所示，开关跨接在两个电容之间，面临的问题是开关在开通时无法完全开通，在关断时无法关断，开关的电阻严重影响电容的品质因子，不利于低相位噪声设计；为了消除图6(b)中的问题，人们又提出了一种改进电路如图6(c)所示，在开关管的两侧各有两个mos管，当开通时，两侧的nmos管Mn2和Mn3使得开关管能有效地开通，当断开时，两侧的pmos管Mp1和Mp2使得开关管能有效地关断。图6(c)的主要的问题是需要一个不同于电源电压的偏置电压，该电压必须非常干净，需要一个附加的滤波电容和偏置电压产生电路。另外，在开关管关断时，两个pmos管Mp1和Mp2并没有完全开通，寄生电容对偏置电压非常敏感，影响谐振电路的振荡频率。

压控振荡器另外的一个问题是受限于工艺，数字校正无法获得小于最小工艺变化的电容，因而限制了数字校正的频率分辨率，为了提高数字校正的频率分辨率，传统的实现方法如图7所示，开关关断时，电容为电容C1和C2串联的和；开关闭合时，电容为C1。开关开通和闭合引起电容值的改变。这种方法主要的缺点是电容C1和C2串联，存在潜在的不利影响，另外为了获得比较小的电容变化，需要电容C1和C2差值比较大，从而总的电容值比较大，电容值过大，在相同的谐振频率下，减小了谐振电感的值，小的谐振电感，意味着高的功耗和低的电感品质因子。

现代通信的发展对LC压控振荡器提出了越来越苛刻的要求，上述几种结构在频率分辨率，频率调谐范围等都无法满足收发信机对振荡信号的要求，因此，需要一种改进的LC压控振荡器电路的解决方案，能够解决上述相关技术中的问题。

现有技术存在以下不足：在频率分辨率，频率调谐范围等都无法满足收发信机对振荡信号的要求。

1、Moscap频率调谐时，由于moscap的电容值在电源电压范围内随电压变化改变较大，这使得压控振荡器对电源的改变非常敏感，极易耦合衬底噪声；

2、受限于工艺，数字校正无法获得小于最小工艺变化的电容，限制了数字校正的频率分辨率。

发明内容 本发明要解决的技术问题在于避免上述现有技术的不足之处而提出一种含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路。

本发明解决所述技术问题可以通过采用以下技术方案来实现：提出一种含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，包括锁相环本体和含于其内的LC压控振荡器，该压控振荡器又包括顺序串联的偏置模块、负阻电路模块和谐振电路模块，所述偏置模块的一端连接电源V_dd另一端和负阻电路模块相连接，负阻电路模块和谐振电路模块在两个输出端outp和outn上连接，该谐振电路模块的另一端连接电源地；所述偏置模块为谐振电路模块提供偏置电流，使谐振电路模块工作在电流受限区，谐振电路模块工作在电流受限区时，相位噪声和偏置电流成正比，从而通过调节偏置电流的大小获得更好的相位噪声性能；所述负阻电路模块用于补偿谐振电路模块的能量损耗；所述谐振电路模块产生所需要的振荡频率。

所述负阻电路模块由pmos管Mp2和Mp3交叉耦合对组成，其输出端为outp和outn，用于补偿谐振电路模块的能量损耗；所述Mp2和Mp3为p型mos场效应晶体管。

所述偏置模块包括偏置电路和晶体管MP1，偏置电路的输出和MP1的栅极相连接，偏置电路为Mp1提供栅极偏置电压；所述晶体管Mp1为谐振电路模块提供偏置电流；所述偏置电路由两级自偏置电路级联而成；所述Mp1为p型mos场效应晶体管。

所述偏置电路中，Mp4和Mp5构成一对电流镜像，Mp6的栅极和漏极连接在一起作为偏置电路的输出；电阻R2和R3均有一端接地，R3另一端同时接Mn4的源端和Mn3的栅端；R2另一端同时接Mn2的源端和Mn1的栅端；Mn1的漏极接Mn2的栅极，Mn3的栅极接R3和Mn4的源极，而漏极接Mn4的栅极；Mn2、Mn1和R2构成了一个负反馈，为Mp4提供了自偏置的电流源；Mn3、Mn4和R3为Mp6提供了自偏置的电流源。

所述谐振电路模块包括电容部分和电感部分，它俩并联在输出节点outp和outn之间。

所述电容部分包括并联在一起的数字粗调电路、数字精调电路和模拟调谐电路，三者的一端连接在一起作为输出端outp，另外一端连接在一起作为输出端outn。

所述数字粗调电路电容包括m条并列支路，电容取权值不同的值，每条支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出outp或者outn连接。

所述数字精调电路电容包括n条并列支路，电容取相同的值，每条支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出outp或者outn连接。

模拟调谐电路由两个变容二极管背靠背连接而成，该两变容二极管未连接在一起的一端分别和输出outp或者outn连接，俩变容二极管相互连接在一起的一端作为模拟控制端，俩变容二极管均呈反向偏置状态。

同现有技术相比较，本发明所述技术方案的有益效果在于：

1、数字粗调部分的调谐电容相对传统结构而言，具有更小的寄生电容，能提高谐振频率，降低电路设计的复杂度和减小版图的面积；

2、数字精调部分的调谐电容相对传统结构而言，在获得相同的电容变化量时需要的电容值减小一半以上，开关开通电阻的影响更小，易实现高的频率分辨率。

附图说明

图1是本发明含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路优选实施例之LC压控振荡器结构示意图；

图2是所述选实施例之LC压控振荡器的偏置电路示意图；

图3是所述选实施例之LC压控振荡器电容部分谐振电路模块30的31之电路示意图；

图4是图3中电容部分31的数字粗调电路311之结构示意图；

图5是图3中电容部分31的数字精调电路312之结构示意图；

图6是现有技术调谐电容单元结构示意图；

图7是现有技术高频率分辨率电容调谐单元；

图8是本发明优选实施例之改进型LC压控振荡器频率调谐范围和现有技术电容调谐单元的频率调谐范围之对比示意图。

具体实施方式 以下结合各附图所示之优选实施例作进一步详述。

本发明含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，如图1所示，包括锁相环本体和含于其内的LC压控振荡器，该压控振荡器又包括顺序串联的偏置模块10、负阻电路模块20和谐振电路模块30，偏置模块10和负阻电路模块20一端相连接，负阻电路模块20和谐振电路模块30串联在两个输出端outp和outn之间；偏置模块10为谐振电路模块30提供偏置电流，使谐振电路模块30工作在电流受限区，谐振电路模块30工作在电流受限区时，相位噪声和偏置电流成正比，从而通过调节偏置电流的大小获得更好的相位噪声性能；负阻电路模块20用于补偿谐振电路模块30的能量损耗；谐振电路模块30产生所需要的振荡信号。

如图1所示，负阻电路模块20由pmos管Mp2和Mp3交叉耦合对组成，其输出端为outp和outn，用于补偿谐振电路模块30的能量损耗；Mp2和Mp3为p型mos管。

如图1所示，偏置模块10包括偏置电路11和晶体管Mp1，偏置电路11的输出和Mp1的栅极相连接，偏置电路11为Mp1提供栅极偏置电压；Mp1为谐振电路模块30提供偏置电流；偏置电路11由两级自偏置电路级联而成；所述Mp1为p型pmos管。

图2所示是偏置电路11的示意图，Mp4和Mp5构成一对电流镜像，Mp6的栅极和漏极连接在一起作为偏置电路11的输出；电阻R2和R3均有一端接电源地，R3另一端同时接Mn4的源极和Mn3的栅极；R2另一端同时接Mn2的源极和Mn1的栅极；Mn1的栅极接电阻R2的一端和Mn2的源极，漏极接Mn2的栅极，Mn3的栅极接R3和Mn4的源极，而漏极接Mn4的栅极；Mn2、Mn3和R2构成了一个负反馈，为Mp4提供了自偏置的电流源；Mn3、Mn4和R3为Mp6提供了自偏置的电流源。

如图1所示，谐振电路模块30由电容部分31和电感部分32并联在输出节点outp和outn之间。

图3是谐振电路模块30的电容部分31的电路图，包括并联在一起的数字粗调电路311、数字精调电路312和模拟调谐电路313，三者的一端连接在一起引出输出端outp，另外一端连接在一起引出输出端outn。数字粗调电路311共有m个支路并列而成，电容取权值不同的值，每个支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出outp或者outn连接；数字精调电路312共有n个支路并列而成，电容取相同的值，每个支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出outp或者outn连接；模拟调谐电路313由两个变容二极管串连连接而成，两个变容二极管未串连在一起，两端分别引出和输出端outp、outn连接，变容二极管的另外一端连接在一起作为模拟控制端，每个变容二极管呈反向偏置状态。

下面结合附图，用一个具体的实施例详细说明本发明的实现：

如图1所示，一种改进的LC压控振荡器，包括偏置模块10、负阻电路模块20和谐振电路模块30，偏置模块10和负阻电路模块20一端相连接，负阻电路模块20和谐振电路模块30串联在两个输出端outp和outn之间；偏置模块10为谐振电路模块30提供偏置电流，使谐振电路模块30工作在电流受限区，谐振电路模块30工作在电流受限区时，相位噪声和偏置电流成正比，从而通过调节偏置电流的大小获得更好的相位噪声性能。

如图1所示，Mp2和Mp3构成交叉耦合对提供负阻，补充谐振电路模块30的能量损耗。Mp2和Mp3为pmos管，具有低的低频冲激噪声。另外交叉耦合对采用pmos管实现，将降低振荡输出接点outp和outn静态输出电压，这使得变容二极管容易工作在负偏置的状态，不会造成正向导通的问题。由pmos构成的交叉耦合对的缺点是在获得相同的负阻下，相对nmos交叉耦合对而言，需要更大的宽长比，从而导致寄生电容较大，不利于电感值的选择。

如图1所示，电感L1和电感L2为中间抽头的差分电感，和电容部分一起构成了谐振电路模块30，电感中间抽头接地，谐振电路模块30的谐振输出的静态偏置点为零电平。静态偏置点为零决定了模拟调谐电容和数字调谐电容的选择，模拟调谐电容主要有两种选择，mos类型的变容管和二极管型的变容，在深亚微米工艺下，由于电源电压降低，mos变容管的电容电压曲线非常陡峭，意味着压控振荡器是增益比较大，大的增益不适合低相位噪声设计；另外mos变容管的电容电压曲线线性度不好，不适合小数分频的锁相环结构，由于mos电容这些缺点，一般选择变容二极管作为模拟调谐电容，变容二极管具有较好的线性度，但是变容二极管存在有正向导通的问题，为了克服正向导通问题，需要附加使用较大的隔直电容和偏置电路，隔直电容意味着变容管电容的变化值减小，调谐频率减小。

在本发明中，采用了pmos交叉耦合对，差分电感中间抽头接地，采用变容二极管作为模拟调谐部分，无需额外增加隔直电容，这就能减少谐振电路模块30的电容值。如图3所示，数字粗调电路311和数字精调电路312均采用mim电容加开关的实现方式，其中数字粗调电路311的电容的取权值不同的值，而数字精调电路312的电容的值取相同的电容值。

如图3所示，本发明中的数字粗调电路311和数字精调电路312中采用的调谐电容不建议采用mos电容，mos电容实现频率调谐无开关控制，通过高低电平的切换就可以实现频率的调整，但是mos电容的主要问题是在深亚微米工艺下，电源电压下降，在整个电源电压范围内，电容电压曲线比较陡峭，电容不随电压的变化的区域已经超出工作电压的范围，例如，在1.2V电源电压下，该区域已经大于±1.8V，如果在低电源电压下，采用mos电容作为粗调谐电容，意味着压控振荡器的频率对电源电压非常敏感，非常容易将衬底噪声耦合到压控振荡器的输出。

在本方案中，采用数字粗调电路311和数字精调电路312两组数字调谐的电容的目的主要在于，由于工艺、温度以及电源电压的误差，数字粗调谐的精度达不到设计要求，通过数字精调谐做一些局部的调整，从而提高数字校正的频率精度，这有助于有效加速模拟锁定过程和优化噪声性能。

数字粗调电路311部分如图4所示，采用mim电容加开关的实现方式，开关的作用主要在开通时能有效地开通，开通电阻尽可能小；在关断时有效地关断，关断电阻尽可能的大。开关管Mn1宽长比足够大，使得开通电阻非常小，两侧的四个mos管非常小，使得寄生电容足够小。当开关管开通，两侧的两个nmos管Mn2和Mn3导通，两侧的nmos管工作在线性区，开关管的源极和漏极的电压值是确定值，近似为零，这样，开关管的栅源电压近似为最大值，因为开通电阻反比于栅源电压，栅源电压的增加意味着开通电阻的减小。而在传统结构图6(b)中，开关跨接在两个电容之间，开关管的源极和漏极电压处于浮动值，使得开关管的栅源电压减小，从而使得开关管的开通电阻比较大，不利于低噪声设计。当开关管关断时，开关管可能不能有效地关断，这是因为振荡节点outp和outn的振荡在零电平上下振荡，出现小于零电压的情形，一旦负电压大于开关管的阈值，开关可能打开，这就出现开关不能有效关断的情形。为了解决开关不能有效关断的问题，传统的解决方法是采用图6(c)中的电路结构，这种方法要求VP电压非常干净，额外需要一个电路产生VP电压，该电压不同于电源电压，而且该电压需要大电容进行滤波。这增加了版图面积。最后，VP电压的浮动跟寄生电容的减少有直接的关系，从而影响谐振频率。在本发明中，两个pmos管Mp1和Mp2的源极接电源，而漏极分别与开关管的源漏极相连。该结构的一个特点是pmos管的源极接在电源上，无需额外的电路产生VP电压，无需单独为这部分电路提供一个大的滤波电容。另外一个特点是pmos管Mp1和Mp2的基极和源极连在一起，接在电源上，使得n1和n2的静态偏置点在电源附近，使得开关管始终在关断状态，Mp1和Mp2避免了n1和n2点偏置点浮空的情况发生。Mp1和Mp2的栅源值处于最大值，这样Mp1和Mp2有效开通状态。在n1和n2位置的寄生电容是依赖于偏置电压，偏置电压越高，则这些点的寄生电容有效减少，因而，当偏置电压为电源电压时，意味着最小的寄生电容。

为了提高频率分辨率，本发明引入了数字精调谐单元，如图5所示，受限于工艺，一般情况下无法获得比工艺规定的更小的电容值，而电路***往往需要离散电容获得高于工艺限制的频率分辨率。为了有效解决这个问题，图7是一种传统解决方案，两个电容C1和C2串联起来，C2并联了一个开关。当开关关断时，电容为C1和C2串联的和，当开关导通时，电容为C1，这样电容的变化就是C1和C2串联的和减去C1，通过合理调整C1和C2的值，就能获得小于工艺规定的最小电容。该方法的一个缺点是电容C1和C2串联，产生一些无法预料的影响。另外，为了获得比较小的频率变化，则需要C1和C2的差值比较大，这意味着C1和C2的和比较大，比较小的电容变化是以大的电容值为代价，这将会增加版图面积。最后，开关管M0的引入，引入开通电阻，对相位噪声有不利的影响。为了解决这个问题，本发明采用图5所示的结构，低电平时，电容C1开通，高电平时，电容C2关断，电容C1和电容C2并联，电容C1和C2的值不同，在该结构中，如果一个电容为C，另外一个电容为1.2C，电容的差值为0.2C，而电容的总和为2.2C。相比而言，图7所示的结构，若一个电容为C，一个电容为4*C，这样串联以后得到的电容只有0.8*C，通过将C与0.8*C取差，可以得到0.2C的单位电容。总的需要的电容为5C，改进结构相对传统结构，总电容减小了一半以上。另外相对传统结构而言，开关管的数目降为一个，开通时开通电阻减小，有助于提高谐振电路的谐振因子，从而有利于相位噪声性能。

图8为本发明的一个实例的频率调谐图，采用tmsc 0.13μm工艺，谐振频率在5GHz左右。采用改进结构后，谐振频率比传统结构高8MHz左右，这说明改进结构能有效地减小寄生电容，寄生电容的减少意味着电感值能取得更大，因而改进的频率调谐电容单元是有助于更好的噪声性能和更宽的频率调谐范围。

本发明优于传统结构的锁相环频率综合器，因为引入的数字粗调谐振电容单元可以减少开关关断时的寄生电容，降低电路的复杂度和减少版图面积。

本发明的第二个优点是用于数字精调谐的电容单元能获得小于最小工艺变化的频率分辨率，而且相对传统结构而言，能在更小的总的电容下，获得更大的电容变化，更小的开通电阻，有助于提高频率调谐范围和相位噪声性能。

上述为本发明的优选实现过程，本领域的技术人员在本发明的基础上进行的通常变化和替换包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，包括锁相环本体和含于其内的LC压控振荡器，该压控振荡器又包括顺序串联的偏置模块(10)、负阻电路模块(20)和谐振电路模块(30)，所述偏置模块(10)的一端连接电源V_dd，另一端和负阻电路模块(20)相连接，负阻电路模块(20)和谐振电路模块(30)在两个输出端outp和outn之间连接，该谐振电路模块的另一端连接电源地；

所述偏置模块(10)为谐振电路模块(30)提供偏置电流，使谐振电路模块(30)工作在电流受限区，谐振电路模块(30)工作在电流受限区时，相位噪声和偏置电流成正比，从而通过调节偏置电流的大小获得更好的相位噪声性能；

所述偏置模块(10)包括偏置电路(11)和晶体管Mp1，偏置电路(11)的输出和MP1的栅极相连接，偏置电路(11)为Mp1提供栅极偏置电压；所述晶体管Mp1为谐振电路模块(30)提供偏置电流；

所述偏置电路(11)由两级自偏置电路级联而成；所述Mp1为p型mos场效应晶体管；

所述负阻电路模块(20)用于补偿谐振电路模块(30)的能量损耗；

所述谐振电路模块(30)产生所需要的振荡频率，其包括并联在输出端outp和outn之间的电容部分(31)和电感部分(32)；

所述电容部分(31)包括并联在一起的数字粗调电路(311)、数字精调电路(312)和模拟调谐电路(313)，三者的一端连接在一起作为输出端outp，另外一端连接在一起作为输出端outn。

2.如权利要求1所述的含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，其特征在于：

所述负阻电路模块(20)由pmos管Mp2和Mp3交叉耦合对组成，其输出端为outp和outn，用于补偿谐振电路模块(30)的能量损耗；

所述Mp2和Mp3为p型mos场效应晶体管。

3.如权利要求1所述的含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，其特征在于：

所述偏置电路(11)中，Mp4和Mp5构成一对电流镜像，Mp6的栅极和漏极连接在一起作为偏置电路(11)的输出；

电阻R2和R3均有一端接地，R3另一端同时接Mn4的源端和Mn3的栅端；R2另一端同时接Mn2的源端和Mn1的栅端；Mn1的漏极接Mn2的栅极，Mn3的栅极接R3和Mn4的源极，而漏极接Mn4的栅极；

Mn2、Mn1和R2构成了一个负反馈，为Mp4提供了自偏置的电流源；Mn3、Mn4和R3为Mp6提供了自偏置的电流源。

4.如权利要求1所述的含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，其特征在于：

所述数字粗调电路(311)包括m条并列支路，m条并列支路的电容取权值不同的值，每条支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出端outp或者outn连接。

5.如权利要求1所述的含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，其特征在于：

所述数字精调电路(312)包括n条并列支路，n条并列支路的电容取相同的值，每条支路包括两个电容和一个开关，开关串连连接在两个电容之间，两个电容未连接开关的一端分别和输出端outp或者outn连接。

6.如权利要求1所述的含改进LC压控振荡器的锁相环集成电路，其特征在于：

模拟调谐电路(313)由两个变容二极管背靠背连接而成，该两变容二极管未连接在一起的一端分别和输出端outp或者outn连接，俩变容二极管相互连接在一起的一端作为模拟控制端，俩变容二极管均呈反向偏置状态。

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