CN101814646A - 一种复合左右手传输线、双频多路功分器及设计方法 - Google Patents

Abstract

一种复合左右手传输线、双频多路功分器及设计方法，涉及微波技术，该复合左右手传输线作为一种传输线形式的人工电磁材料，其独特的非线性相位特性非常适合用来设计任意双频微波元件。一种复合左右手传输线的设计方法，并利用该复合左右手传输线设计双频多路功分器。在实施例中，给出一端输入，三端输出的双频等分功分器的设计过程。三个输出端口之间用复合左右手传输线连接；在端口与复合左右手传输线之间接入两节微带线阻抗转换器用来实现双频阻抗匹配；在阻抗转换器上焊接两组隔离电阻用来实现输出端口之间的相互隔离。本发明的功分器，可实现任意双频工作，输出端口隔离度高，且实现双频工作的同时，功分器性能好、尺寸小、重量轻、成本低。

Description

一种复合左右手传输线、双频多路功分器及设计方法

技术领域

本发明涉及微波技术领域，是一种复合左右手传输线、双频多路功分器及设计方法。

背景技术

在射频/微波电路中，为了将功率按一定比例分成两路或多路，需要使用功率分配器(简称功分器)。功分器反过来使用就是功率合成器。功分器在射频/微波大功率固态发射源的功率放大器中广泛地使用，其中等功率输出的功分器在实际电路中尤为常见。随着现代无线通信技术的发展，对双频多路功分器的需求越来越迫切。如何在实现双频工作的同时，保证功分器性能好、尺寸小、重量轻、成本低成为设计的难点。

人工电磁材料是近年来国际物理学和电磁学发展的一个全新的研究领域。所谓人工电磁材料是指将人造单元结构周期性排列形成的具有特殊电磁特性的材料。左手材料作为人工电磁材料的一种，同时具有负的介电常数ε和负的磁导率μ[1]D.R.Smith，W.J.Padilla，D.C.Vier，S.C.Nemat-Nassser，and S.Schultz：“Composite medium with simultaneouslynegative permeability  and permittivity，”Phys.Rev.Lett，vol.84，pp.4184-4187，2000；[2]R.A.Shelby，D.R.Smith，S.Schultz，“ExperimentalVerification of a Negative Index of Refraction，”Science，vol.292，pp.77-79，2001。左手材料突破了传统电磁场理论中的一些重要概念，其研究成果必将在许多重要领域中有重大应用前景。

在实现左手材料的方法中，复合左右手传输线(CRLH-TL)方法[3]C.Caloz，H.Okabe，T.Iwai，and T.Itoh，“Transmission line approach ofleft-handed(LH)materials，”in Proc.USNC/URSI National Radio ScienceMeeting，vol.1，San Antonio，TX，pp.39，2002是基于传输线理论，利用LC网络实现左手材料的方法。它具有宽频带、低损耗、中度色散等优点，具有很好的实际应用前景，吸引了很多研究人员利用其结构设计各种微波元件[4]C.Li，K.Y.Liu，F.Li，“Composite Right/Left-handed CoplanarWaveguide Band-pass Filter using Capacitively-Coupled Zeroth-orderResonators，”Applied Physics A，vol.87，pp.317-319，2007；[5]C.Caloz，A.Sanada，T.Itoh，A novel composite right/left-handed coupled-line directionalcoupler with arbitrary coupling level and broad bandwidth，IEEE Trans.Micro.Theory and Tech，vol.52，pp.980-992，2004。CRLH-TL与传统传输线不同，它具有非线性的相位响应，并且其零阶谐振的位置可控，这为双频微波元件的设计提供了很大便利[6]I-Hsiang Lin，Marc DeVincentis，ChristopheCaloz，Tatsuo Itoh，“Arbitrary Dual-Band Components Using CompositeRight/Left-Handed Transmission Lines，”IEEE Trans.Micro.Theory and Tech，Vol.52，No.4，pp.1142-1149，2004；[7]G.Monti，L.Tarricone，“Dual-bandartificial transmission lines branch-line coupler，”Inc.Int J RF and MicrowaveCAE 18，pp.53-62.2008。在文献[6]中，利用复合左右手传输线实现了多种双频微波元件，这些微波元件不仅能实现双频工作，而且尺寸紧凑。

发明内容

本发明的目的是公开一种复合左右手传输线、双频多路功分器及设计方法，利用复合左右手传输线(CRLH TL)结构，设计一种新型的双频功分器，以解决现有多路等分功分器不易实现任意双频工作，输出端口隔离度不高的问题。

为达到上述目的，本发明的技术解决方案是：

一种复合左右手传输线，包括传统微带线(1)和左手传输线(2)；其在一段传统微带线(1)中间接入一段左手传输线(2)；左手传输线(2)由n个级联的左手传输线单元组成，每个左手传输线单元包括串联电容和并联接地电感，电容和电感是集总元件或分布参数结构。

所述的复合左右手传输线，其所述传统微带线(1)具有一线宽(w)；复合左右手传输线具有一长度为传统微带线(1)和左手传输线(2)的总长度。

一种所述的复合左右手传输线的设计方法，是要设计工作频率为f₁和f₂的复合左右手传输线；其中：

A)如果左手传输线由分布参数实现，则：

步骤1：选定复合左右手传输线对应两个工作频率f₁和f₂的相位值；

步骤2：选定左手传输线级联单元个数n；

步骤3：根据以上确定的参数和阻抗匹配条件计算电容值C_L、电感值L_L、传统微带线(1)的长度l_R，计算结束；

B)如果左手传输线采用集总元件，则：

步骤1：选定复合左右手传输线对应两个工作频率f₁和f₂的相位值；

步骤2：选定左手传输线级联单元个数n；

步骤3：根据以上确定的参数和阻抗匹配条件计算C_L、L_L、l_R；

步骤4：会存在一个左手截止频率f_LH，若f_LH＜f₁，计算结束；若f_LH不小于f₁，步骤2中的参数n加1，重新按照步骤3进行计算，直到f_LH＜f₁为止。

一种双频多路功分器，其包含多个复合左右手传输线、多个双频阻抗转换器、多个隔离电阻；其中，

每个复合左右手传输线在一段传统微带线(1)中间接入一段左手传输线(2)；左手传输线(2)由n个级联的左手传输线单元组成，每个左手传输线单元包括串联电容和并联接地电感；

输入端口与多个复合左右手传输线依次串联连接，在输入端口与第一个复合左右手传输线接点、在多个复合左右手传输线相互间每个接点、及最后一个复合左右手传输线输出点，都通过一个双频阻抗转换器连接到输出端口，在相邻两个双频阻抗变换器间固接隔离电阻。

所述的双频多路功分器，其所述每个双频阻抗转换器(3)由两节微带传输线串联而成，两节微带传输线具有不同的长度和宽度。所述的双频多路功分器，其所述多个隔离电阻，分为两组，第一组中的隔离电阻将所有双频阻抗变换器的第一节末连接起来，第二组隔离电阻将所有双频阻抗变换器的第二节末连接起来，两组隔离电阻的阻值不同。

一种所述的双频多路功分器中隔离电阻阻值的计算方法，其将功分器中每节微带传输线等效成一个∏型二端口网络，利用端口隔离条件，根据基尔霍夫电流定律(KCL)列出方程组，其中的未知数为每个结点上的电压值和两组隔离电阻值；解上述方程组，得到两组隔离电阻的电阻值。

本发明的优点及积极效果在于：

传统的传输线相位响应为线性，要双频工作，只能工作在基频的整数倍频上，实现任意双频工作具有很大的局限性。本发明的复合左右手传输线结构，其相位响应与频率不再成线性关系，通过控制其斜率可以在任意两个频率得到所需的相位响应。利用这种复合左右手传输线实现的功分器可以任意双频工作。若采用合适阻值的隔离电阻，这种双频多路功分器的输出端之间可以互相隔离，这一点在用于功率合成器时非常有意义。这种双频功分器尺寸紧凑，在现代移动通信***中可用于信号的等比分配。

附图说明

图1是本发明复合左右手传输线结构图；

图2是本发明复合左右手传输线的相位结果示意图；

图3是本发明双频多路等分功分器的原理图；

图4是本发明具体实施例双频1:3等分功分器的版图；

图5是现有技术一节微带线及其等效∏型二端口网络示意图；

图6是本发明具体实施例双频1:3功分器的等效网络示意图；

图7是本发明具体实施例双频1:3功分器仿真与测量结果(实线是测量结果，虚线是仿真结果)；

图8a是本发明具体实施例双频1:3功分器无隔离电阻时输出端隔离度的测量结果；

图8b是本发明具体实施例双频1:3功分器有隔离电阻时输出端隔离度的测量结果。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明加以详细说明，应指出的是，所描述的实施例仅在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

如图1为传统传输线和左手传输线组合起来实现的复合左右手传输线的结构示意图，主要包括：传统微带线1和左手传输线2。具体实施例说明如下：

传统微带线1的线宽w为50欧姆阻抗线宽，长度l_R。左手传输线2由n个级联的左手传输线单元组成，每个左手传输线单元是由两个串联电容和一个并联接地电感组成的T型结构。两个电容值都为2C_L，电感值为L_L。电容和电感可以由集总元件或分布参数结构实现(在本实施例中用集总元件实现电容，用分布参数微带线打孔接地实现接地电感)。集总元件焊盘长a宽b，电感线长L，宽w_L，接地通孔半径r。本实施例具体设计采用如下的参数(作为示例)：n＝2，w＝4.2mm，l_R＝94.2mm，C_L＝2pF，L_L＝5.4nH，a＝2mm，b＝1.5mm，L＝7.5mm，w_L＝0.6mm，r＝0.2mm。所用介质基板的介电常数2.65，厚度1.5mm。

如图2是本发明复合左右手传输线相位响应结果示例；该图的横坐标表示频率，单位是10⁹赫兹(GHz)，纵坐标表示相位，单位是度(Degree)。可以看出在f₁和f₂附近，复合左右手微带线相位为0度，对于两个工作频率来说，其作用相当于一段整波长的微带线，这样保证了每个输出端的信号等幅同相。

如图3为是本发明双频多路等分功分器的原理图。一路输入，m路等分输出的双频功分器的m个输出端口之间由m-1个复合左右手传输线间隔。假设所有的端口阻抗都为Z_C，为实现阻抗匹配，每个输出端口都通过一个阻抗变换器连接到复合左右手传输线上，将端口阻抗Z_C转换到mZ_C。本发明采用两节阻抗变换器以实现双频的阻抗变换，两节微带线的特性阻抗和长度分别为Z₁、Z₂和l₁、l₂，应满足如下的关系：

$\left\{\begin{array}{c}{l}_1=l_2\\ l_2=\frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\β}}_2+{\mathrm{\β}}_1}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1=\sqrt{\frac{Z_0}{2\mathrm{\α}}(Z_C-Z_0)+\sqrt{{\left[\frac{Z_0}{2\mathrm{\α}}(Z_C-Z_0)\right]}^2+Z_0^3{Z}_C}}\\ Z_2=\frac{Z_0{Z}_C}{Z_1}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中β₁、β₂是对于两个频率的传播常数，α＝tan(βl₁)tan(βl₂)，Z₀为转换后的阻抗，这里Z₀＝mZ_C。本发明设计得到的最终参数如下(作为示例)：m＝3，l₁＝30mm，Z₁＝97Ω，l₂＝38.6mm，Z₂＝76.4Ω，Z_C＝50Ω。

图1所示的复合左右手传输线的特殊相位性质使其非常适用于设计双频微波元件。

实施例

假设本具体实施例要实现的双频多路功分器为三路等分功分器，一端输入，另外三端等幅同相输出。两个中心频率分别为f₁＝1.14GHz，f₂＝2.48GHz。

双频工作的复合左右手传输线的设计方法如下：

步骤1：复合左右手传输线的相位为传统传输线的相位和左手传输线的相位之和为：

${\mathrm{\φ}}_C={\mathrm{\φ}}_L+{\mathrm{\φ}}_R=n\·(\frac{1}{\mathrm{\ω}\sqrt{L_L\·C_L}}-{\mathrm{\β}}_R{l}_R)---\left(2\right)$

其中φ_C，φ_L，φ_R分别代表复合左右手传输线、左手传输线和传统传输线的相位响应，β_R为传统传输线的传播常数，l_R是传统传输线的长度，ω为工作频率。要保证各个输出端口输出信号，选定复合左右手传输线对应两个工作频率f₁和f₂的相位值如下：

步骤2：选定左手传输线级联单元个数n。本具体实施例中选定n＝2。

步骤3：左手传输线的特性阻抗定义为：

$Z_{0L}=\sqrt{\frac{L_L}{C_L}}---\left(4\right)$

将公式(2)、(4)代入公式(3)中，解方程组可以得到C_L、L_L、l_R的值。

步骤4：如果左手传输线用集总元件实现，会存在一个左手截止频率f_LH满足如下公式：

$f_{\mathrm{LH}}=\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{C_L{L}_L}}---\left(5\right)$

这种情况下，如果f_LH＜f₁，计算结束，否则步骤2中的参数n加1，重新按照步骤3进行计算，直到f_LH＜f₁为止。而如果左手传输线由分布参数实现，则可以跳过步骤4。

将设计好复合左右手传输线与双频阻抗转换器连接可以获得功分器的原始结构，进一步通过软件优化可获得最终结构。

如图4为本发明具体实施例优化设计得到的双频1:3功分器的版图，主要包括：传统微带线1、左手传输线2、两节阻抗变换器3、输入端口4、输出端口5、6、7。为使结构更为紧凑，传统微带线1成蜿蜒状，将左手传输线2接入传统微带线1的中间。将两节阻抗变换器3做成曲折状，使得各个阻抗变换器3与每节微带线1的终点靠近，便于焊接隔离电阻。传统微带线1、左手传输线2、两节阻抗变换器3都位于电路板的正面。图4中标注的w、l_R、C_L、a、b、L、w_L、r、l₁、l₂、Z_C参量与图1，图3中的含义相同。

如图5为现有技术一节微带线及其等效∏型二端口网络。一段长度为l，传播常数为γ，特性阻抗为Z_C的传输线可以等效成一个∏型二端口网络，其中Z＝Z_Csh(γl)，Y＝(ch(γl)-1)/Z。

如图6是本发明具体实施例双频1:3功分器的等效网络。其中输入端口4，输出端口5、6、7，Z_C为端口阻抗；R₁、R₂为隔离电阻，Z₁、Y₁和Z₂、Y₂分别是阻抗转换器3两节微带线的等效参数。因为蜿蜒的复合左右手传输线在设计频率的相位为零，可以把三个支路的连接点看成一个节点。这样此网络中就包括了7个节点：D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7，根据基尔霍夫电流定律(KCL)可以得到7个包含节点电压V₁、V₂……V₇的方程。由于两节阻抗转换器3的参数已知，只有7个节点D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7的电压为未知数。为了计算隔离电阻值，在任意一个输出端口输入信号，输入端口4匹配，理想隔离情况下，剩余两输出端口电压为零。这样就增加了2个方程，利用这9个方程可以求解出这9个未知数(V₁、V₂……V₇和R₁、R₂)，从而得到隔离电阻的值。本实施例中R₁＝50Ω，R₂＝200Ω。

如图7为本发明设计的滤波器的仿真和测量结果，其中，实线是测量结果，虚线是仿真结果。横坐标表示频率，单位是10⁹赫兹(GHz)，纵坐标表示S参数幅度，单位是分贝(dB)。S11代表输入端口4回波损耗，S21、S31和S41分别代表三个输出端口5、6和7的功率输出。测量得到两个中心频率分别为1.14GHz，2.48GHz；10dB回波损耗相对带宽分别为12.28％和8.9％；在两个中心频率附近，三个输出端口功率分配几乎均等。双频功分器输出端口之间的复合左右手传输线长度是104.8mm。若采用同样的基板(介电常数2.65，厚度1.5mm)，微带传输线在2.47GHz的波长≈121.5mm，传统级联多路功分器端口之间的长度为一个波长，相比之下，本发明中的新型双频功分器比仅工作在其中一个频率的传统多路功分器结构更加紧凑。

如图8a是本发明具体实施例双频功分器无隔离电阻时输出端隔离度测量结果，其中，实线为测量结果，虚线为仿真结果。横坐标表示频率，单位是10⁹赫兹(GHz)，纵坐标表示S参数幅度，单位是分贝(dB)，S23，S24和S34分别代表三个输出端口之间的隔离度。如图8b是本发明具体实施例双频功分器有隔离电阻时输出端隔离度测量结果，其中，实线为测量结果，虚线为仿真结果。横坐标表示频率，单位是10⁹赫兹(GHz)，纵坐标表示S参数幅度，单位是分贝(dB)。加入隔离电阻以后，两个频率的输出端口隔离度从原来的10dB左右增加到超过20dB。可见本发明的等效网络参数方法非常有效，计算得到的隔离电阻值准确。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明权利要求保护的范围之内。

Claims (7)

1.一种复合左右手传输线，包括传统微带线(1)和左手传输线(2)；其特征在于：在一段传统微带线(1)中间接入一段左手传输线(2)；左手传输线(2)由n个级联的左手传输线单元组成，每个左手传输线单元包括串联电容和并联接地电感，电容和电感是集总元件或分布参数结构。

2.根据权利要求1所述的复合左右手传输线，其特征在于：所述传统微带线(1)具有一线宽(w)；复合左右手传输线具有一长度为传统微带线(1)和左手传输线(2)的总长度。

3.一种根据权利要求1所述的复合左右手传输线的设计方法，是要设计工作频率为f₁和f₂的复合左右手传输线；其特征在于：

A)如果左手传输线由分布参数实现，则：

步骤1：选定复合左右手传输线对应两个工作频率f₁和f₂的相位值；

步骤2：选定左手传输线级联单元个数n；

步骤3：根据以上确定的参数和阻抗匹配条件计算电容值C_L、电感值L_L、传统微带线(1)的长度l_R，计算结束；

B)如果左手传输线采用集总元件，则：

步骤1：选定复合左右手传输线对应两个工作频率f₁和f₂的相位值；

步骤2：选定左手传输线级联单元个数n；

步骤3：根据以上确定的参数和阻抗匹配条件计算C_L、L_L、l_R；

步骤4：会存在一个左手截止频率f_LH，若f_LH＜f₁，计算结束；若f_LH不小于f₁，步骤2中的参数n加1，重新按照步骤3进行计算，直到f_LH＜f₁为止。

4.一种双频多路功分器，其特征在于：包含多个复合左右手传输线、多个双频阻抗转换器、多个隔离电阻；其中，

每个复合左右手传输线在一段传统微带线(1)中间接入一段左手传输线(2)；左手传输线(2)由n个级联的左手传输线单元组成，每个左手传输线单元包括串联电容和并联接地电感；

输入端口与多个复合左右手传输线依次串联连接，在输入端口与第一个复合左右手传输线接点、在多个复合左右手传输线相互间每个接点、及最后一个复合左右手传输线输出点，都通过一个双频阻抗转换器连接到输出端口，在相邻两个双频阻抗变换器间固接隔离电阻。

5.根据权利要求4所述的双频多路功分器，其特征在于：所述每个双频阻抗转换器(3)由两节微带传输线串联成曲折状而成，两节微带传输线具有不同的长度和宽度。

6.根据权利要求4所述的双频多路功分器，其特征在于：所述多个隔离电阻，分为两组，第一组中的隔离电阻将所有双频阻抗变换器的第一节末连接起来，第二组隔离电阻将所有双频阻抗变换器的第二节末连接起来，两组隔离电阻的阻值不同。

7.一种根据权利要求4或6所述的双频多路功分器中隔离电阻阻值的计算方法，其特征在于：

将功分器中每节微带传输线等效成一个∏型二端口网络，利用端口隔离条件，根据基尔霍夫电流定律(KCL)列出方程组，其中的未知数为每个结点上的电压值和两组隔离电阻值；解上述方程组，得到两组隔离电阻的电阻值。

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