CN101796422A

CN101796422A - 用于电容性地检测物体的方法和装置

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Publication number: CN101796422A
Application number: CN200880105654A
Authority: CN
Inventors: P·瓦利索; J·弗塔嫩; K·科一玛拉嫩; L·巴纳; J·梅基兰塔
Original assignee: Marimils Oy
Current assignee: Marimils Oy
Priority date: 2007-07-11
Filing date: 2008-06-19
Publication date: 2010-08-04
Also published as: AU2008274151A1; EP2167983A1; JP2010533288A; RU2010104679A; RU2486530C2; CA2693626A1; EG26198A; EP2167983A4; US20100283485A1; WO2009007500A1; US8531193B2; KR20100054130A

Abstract

人(BOD1)的接近导致具有一对电容极板(10a，10b)的传感器电容器(CX)的电容值的改变。所述改变通过以下方式检测：通过将传感器电容器(CX)耦合到电压源(40)来为其充电，其中，在所述充电的期间，所述电压源(40)与振荡回路电容器(C2)断开，把电荷从所述传感器电容器(CX)转移至振荡回路电容器(C2)，其中，在所述电荷转移的期间，所述电压源(40)与所述振荡回路电容器(C2)断开，重复所述充电和电荷转移若干次，监控所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)，以及确定取决于所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)的变化率的至少一个值。电容传感器的电容通常是低的，通常大约为100pF到1nF的量级。振荡回路电容器(C2)的电容可以高于传感器电容器(CX)若干个数量级。大振荡回路电容器(C2)作为有效滤掉信号噪声的低通滤波器的一部分。

Description

用于电容性地检测物体的方法和装置

技术领域

本发明涉及电容性地检测物体(例如人)。

背景技术

可以通过确定两个极板之间电容的改变来检测身体或物体的存在。物体的存在使得两个极板之间的介电常数发生改变，其进而导致所述两个极板形成的电容的改变(与该物体远离所述极板的情况相比时)。

例如，电容传感器可以在例如防盗警报***中用来检测人们的移动。

电容传感器的电容的绝对值通常非常小。耦合到传感器和监控电路的电磁噪声使得难以检测到所述电容的微小改变。

已知可以通过耦合所述电容器作为RC电路的一部分，并通过确定所述RC电路的时间常数来测量电容器的电容值。电阻器和电容器串联连接，并且通过电阻器从规定的电压开始为该电容器充电。充电时间可以以时间常数来表征。通过测量到达预定电压电平的时间，或通过测量预定加载时间之后的电压来确定由电容器和电阻器形成的电路的时间常数。当时间常数和电阻已知时，电容可以被计算出来。

该方法可以用于测量电容传感器的电容。该方法的问题在于如果测量出的电容低，则测量出的信号的能量非常低。因此，难以通过测量充电时间或预定加载时间之后获得的电压来得到足够的精确性。此外，电磁辐射可以轻易干扰测量。实际上，传感器的电容太低使得充电时间也短并且不能例如通过使用低成本的微控制器来足够精确地测量。此外，基于该原理的测量不包括任何类型的低通滤波器，其允许混杂(aliased)的高频噪声出现在待测量信号的上方。

已知可以通过把交流电压耦合到所述电容器，以及通过确定所述电容器的阻抗来测量电容器的电容值。

电容器因其阻抗阻挡了交流电流的流动。该阻抗在频域内与电容成反比例。通过使用例如诸如惠斯通电桥的桥式比较电路，未知电容器的阻抗可以与已知电容器的阻抗进行比较。该方法需要复杂的电路并因此较昂贵。

已知可以通过耦合所述电容器作为调谐振荡电路的一部分来检测电容器的电容值中的改变。

电容传感器装置可以包括由未知传感器电容器和已知线圈(电感)形成的谐振电路。在传感器电容器的电容达到规定值时，电路开始谐振且振动幅度突然增加。可以容易地测量电路是否在谐振。该方法极其灵敏，但仅在一定窄的电容范围内。在需要更宽的范围时，该方法不可行。

发明内容

本发明的目的是提供一种适于物体的电容性的检测的装置和方法。

在与当物体远离的情况相比时，物体的存在改变了电容传感器(即，传感器电容器)的电容。电容传感器附近的物体的移动改变了传感器电容器。

根据本发明的第一个方面，提供一种用于电容性地检测物体的装置，所述装置包括：

-电容传感器，具有传感器电容器，该传感器电容器形成于至少一个第一电容元件和至少一个第二电容元件之间，使得所述物体的存在能够改变所述传感器电容器的电容，

-电压源，

-第一开关，将所述传感器电容器耦合到所述电压源，以给所述传感器电容器充电，

-振荡回路电容器(tank capacitor)，

-第二开关，将所述传感器电容器耦合到所述振荡回路电容器，以把电荷从所述传感器电容器转移到所述振荡回路电容器，以及改变所述振荡回路电容器的电压，

-至少一个开关驱动单元，以通过打开和闭合所述开关若干次使得所述开关不同时处于闭合状态，从而控制所述充电和电荷转移，

-电压监控单元，监控所述振荡回路电容器的电压，以及

-控制器，确定取决于所述振荡回路电容器的电压变化率的至少一个测量值。

根据本发明的第二个方面，提供一种用于通过使用电容传感器来电容性地检测物体的方法，该电容传感器具有传感器电容器，该传感器电容器形成于至少一个第一电容元件和至少一个第二电容元件之间，使得所述物体的存在能够改变所述传感器电容器的电容值，所述方法包括：

-通过将所述传感器电容器耦合到电压源来为所述传感器电容器充电，其中，所述电压源在所述充电期间从振荡回路电容器断开连接，

-把电荷从所述传感器电容器转移到振荡回路电容器，其中，所述电压源在所述电荷转移的期间从所述振荡回路电容器断开连接，

-重复所述充电和电荷转移若干次，

-监控所述振荡回路电容器的电压，以及

-确定取决于所述振荡回路电容器的电压的变化率的至少一个测量值。

根据本发明，由测量电路来确定传感器电容器的未知电容。根据本发明，通过使用传感器电容器把电荷从电压源转移到所述振荡回路电容器若干次来对已知的振荡回路电容器充电。充电以与传感器电容器的电容成比例的速率增加所述振荡回路电容器的电压。可以通过比较第一变化率和第二变化率来检测物体的移动，其中第一变化率更早地被测量。如果振荡回路电容器的电压的变化率增加，可以确定物体已经移动得更加靠近电容传感器。所述电压的变化率的改变(二阶导数)表示，物体已经移动到电容传感器的附近。

传感器电容器的电压代表低能量信号，振荡回路电容器的电压代表高能量信号。通过较小的传感器电容器向较大的已知电容器转移电荷使得可以在例如模数转换之前把低能量信号整合(integrate)到高能量信号中。因此，测量装置对电磁干扰的灵敏性明显减小了。

测量装置的操作参数还可以被优化，从而优化分辨率、测量范围和/或数据采集速率。还可以通过软件调整所述操作参数。

测量装置固有地包括低通滤波器，其由较小的传感器电容器、电荷转移开关和较大的振荡回路电容器形成。所述低通滤波器有效地减弱高频干扰导致的噪声。

已知，可以通过使用例如100V量级或更高的危险的高电压来精确地测量小电容。归功于本发明，可以通过使用例如24V或更小的较低的电压来精确地测量电容的改变。

对本领域人员来说，通过以下给出的描述和示例，以及通过所附的权利要求，本发明的实施例和其益处将变得更加明显。

附图说明

在以下示例中，将参考附图更详细地描述本发明的实施例，其中

图1以三维视图示出了电容接近传感器；

图2示出了根据本发明的开关电容器测量电路的示意图；

图3示出了包括电压比较器的电容测量装置的电路图；

图4示出了图3的装置的时序图；

图5示出了包括模拟开关单元DG403DJ的电容测量装置的电路图；

图6作为示例示出了测量的输出；

图7a作为示例示出了测量参数的可能选择；

图7b示出了用于电容切换的截止频率；

图8示出了包括模数转换器的电容测量装置的电路图；

图9作为示例示出了图8的装置的时序图；

图10a作为示例示出了图3的装置的电容器电压的时间演变；

图10b作为示例示出了图8的装置的电容器电压的时间演变；

图11以三维视图示出了电容传感器阵列；

图12a以顶视图示出了传感器网；

图12b示出了图12a的网的横截面视图；

图13示出了差动电容测量装置的电路图；

图14a以三维视图示出了包括三个极板的电容接近传感器；以及

图14b以三维视图示出了包括两个极板的电容接近传感器，所述传感器布置在电学地上。

所有图都是示意性的。

具体实施方式

参考图1，电容传感器20可以包括第一导电元件10a，以及第二导电元件10b。元件10a、10b彼此电绝缘。元件10a、10b可以具有任何形式。元件10a、10b中的一个或两个可以是由几个部分构成的导电结构。电学地和大地也可以作为导电元件10a或10b(见图14b)。第一元件10a具有连接端T0，第二元件具有连接端T1。

元件10a、10b最好是极板。极板10a、10b可以布置在电绝缘基板5之中或之上。

极板10a、10b与位于所述极板10a、10b之间的介质一起形成电容***。所述电容***CX具有电容值CX。为了简单，符号CX此处用于表示物理实体(电容器)以及可测的量(电容)。

传感器20附近的物体BOD1的存在改变了极板10a、10b之间的介质的介电常数。因此，在与当物体BOD1远离传感器20的情况相比时，物体BOD1的存在改变了电容CX。

电容CX取决于物体BOD1和传感器20之间的距离，以及物体BOD1的材料、尺寸和形状。因此，所述电容***CX代表未知电容器。

在物体BOD1远离传感器20时，电容CX可能例如小于或等于5nF或甚至小于或等于1nF以提高空间分辨率。可能需要小面积的极板10a、10b来保证足够的空间分辨率。

物体的介电常数通常不同于空气的介电常数。通常，物体BOD1的存在增加了电容CX。同样导电物体BOD1的存在增加了电容CX。这是因为导电物体可以被理解为具有基本上无限大的介电常数。

传感器20可以包括电绝缘层(见例如图12)，以防止极板10a、10b和物体BOD1之间的电接触。

为了最佳的空间分辨率和信噪比，极板10a、10b的尺寸可以与待检测物体BOD1的尺寸在同一个数量级。如果物体BOD1是例如人的脚，则极板10a的尺寸可以是在例如在方向DX和DY上的3cm到30cm的范围内。

DX、DY和DZ是正交方向。基板5可以在由方向DX和DY限定的平面内。

参考图2，开关电容器电路是包括连接在两个开关之间的电容器的电路，使得电容器可以交替地充电和放电。这种类型的电路起到电阻器一样的作用。

图2示出了开关电容器电路，其包括未知传感器电容CX、第一开关S1、第二开关S2、以及电压源40。电压源提供电压V1。开关S1和S2以切换频率f_sw打开和闭合，使得开关S1、S2不同时处于闭合状态。例如，在第二开关S2在打开(不导电)状态时，第一开关可以处于闭合(导电)状态，反之亦然。

电压源40提供电压V1。开关S1的闭合使电荷转移至传感器电容器CX。开关S1的打开和开关S2的闭合使电荷从传感器电容器CX转移至振荡回路电容器C2。若干次交替地打开和闭合开关S1、S2逐步增加了振荡回路电容器C2的电压。可以持续进行这种切换，直到例如在振荡回路电容器C2上得到预定电压。

图3示出了接近检测装置100，其可以包括电容接近传感器20、开关S1、S2、S3、振荡回路电容器C2、电压源40、参考电压源58、比较器50、以及控制器60。电压源40提供电压V1。电容传感器20由传感器电容器CX代表。

电压源40的第一节点耦合到传感器电容器CX的第一端T0。电压源40的第二节点通过开关S1耦合到传感器电容器CX的第二端T1。因此，传感器电容器CX可以被充电至电源40的电压V1。

端T0还可以连接到地GND，例如，至大地。然而，这不总是必须的。

首先，振荡回路电容器C2可以通过闭合开关S3被放电。开关S3随后被打开并保持于打开状态。

在开关S2处于打开状态时，现在通过闭合开关S1对传感器电容器CX进行充电。然后，开关S1被打开以及电荷通过闭合开关S2从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器C2。转移的电荷少量增加了振荡回路电容器上的电压VX。

振荡回路电容器C2的电容可以例如大于或等于传感器电容器CX的最小电容值的10倍，优选地大于或等于所述传感器电容器CX的电容值的100倍。

通过连续若干次地闭合和打开开关S1和S2来增加振荡回路电容器的电压VX，直到电压VX到达或超过由参考电压源58提供的参考电压Vref。

电压VX和Vref可以耦合到比较器50的输入51、52。比较器50的输出53可以耦合到控制器60的输入61。

控制器60可以被配置为通过在比较器输出53的状态改变时闭合开关S3来给振荡回路电容器C2放电。

控制器60可以被配置为通过在从比较器输出53的状态改变开始的预定时间之后闭合开关S3来给振荡回路电容器C2放电。

可以通过至少一个开关驱动单元90来控制开关S1、S2、S3，该至少一个开关驱动单元90可以是分离的部件或集成在控制器60中。

控制器60可以被配置为对电荷转移循环的数量N_k计数，即，改变比较器输出的状态所需要的开关S2的闭合次数。控制器60可以被配置为通过端62、201把数量N_k发送到外部数据处理装置200。

数量N_k或取决于所述计数的数量N_k的其它信息代表了测量结果。

所述其它信息可以是例如时间常数，振荡回路电容器电压CX达到预定电压所需的时间段T_k，在预定时间段T_FIX之后达到的振荡回路电容器C2的电压VX，传感器电容器CX的绝对值，在与其在先值比较时传感器电容器CX的电容的变化，或在与其在先测量值比较时传感器电容器CX的电容的相对改变(例如，+1％)。

接近检测装置100的数据采集速率表示每个单位时间测量的独立电容值CX的数量。切换频率表示每个单位时间第二开关S2的闭合循环的数量。切换频率可以比数据采集速率高几个数量级。

参考电压Vref可以低于或等于电压源40的电压V1的30％，以提供计数数量N_k和电容值CX之间的基本上的线性关系。

参考电压源58可以包括例如由电阻器R1和R2形成的分压器。分压器的优点是测量结果基本上独立于绝对电压V1。而且，可以使用基于例如齐纳二极管的参考电压源。

数据处理装置200可以是例如监视***的计算机。

未知传感器电容CX的绝对值可以由装置100来确定。可以基于振荡回路电容C2的已知值、已知切换频率、和振荡回路电容器C2的电压VX与电压源40的电压V1之间的已知比率来计算传感器电容的绝对值CX。

在考虑到开关S1和S2的阻抗(电阻率和电容)时，可以实现更加精确的计算。

可以通过校准使通过计算确定的电容值CX更加精确，例如，通过将已知电容器耦合到端T0和T1来确定校准系数。

然而，很多情况下不需要确定传感器电容CX的绝对值。装置100可以被配置为检测传感器电容CX中的改变。该改变可以被确定为相对改变，例如，在与在先的测量值相比时有1％的增加。

切换频率和/或电容C2可以是可调节的，以优化数据采集速率、精确度和/或分辨率。例如，控制器60可以被配置为基于在先的测量值进行所述调节。可以通过软件调节数据采集速率、精确度和/或分辨率。

可以例如通过由其他的开关并联耦合其它的电容器来调节电容C2。

图4示出了图3的装置的时序图。从顶部开始的第一条、第二条、第三条以及第五条曲线分别示出了开关S1、S2、S3和比较器输出的逻辑状态。从顶部开始的第四条曲线示出了振荡回路电容器的电压VX的时间演变。

开关S3在时间t_4，k-1闭合，以给振荡回路电容器C2放电。开关S3可以保持闭合预定时间，以保证振荡回路电容器C2放电至足够的程度。

t表示时间。k是表示当前测量结果的指数的整数。逻辑状态0表示打开的开关，以及逻辑状态1表示闭合的开关。在振荡回路电容器C2的放电期间，开关S1、S2中的至少一个应当被打开。

开关S3在时间t_1，k打开，以及通过闭合开关S1对传感器电容器CX进行充电。S2保持在打开状态。开关S1在时间t_2，k打开以及开关S2被闭合以把电荷从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器C2。开关S1和S2交替地打开和闭合若干次，直到振荡回路电容器的电压VX到达或超过参考电压Vref。

振荡回路电容器的电压VX在时间t_3，k变为等于参考电压Vref。

开关S3在时间t_4，k闭合，以再次给振荡回路电容器C2放电。

时间t_2，k和t_3，k之间的时间段T_k与计数数量N_k(即，达到参考电压电平V_ref所需的开关S1和S2的连续打开和闭合循环的数量)成比例。时间段T_k的长度，或相应的计数数量N_k代表测量结果。

在时间t_1，k+1再次开始通过使用开关S1和S2的新的充电和电荷转移序列，以确定下一个计数数量N_k+1和/或下一个时间段T_k+1。

图5示出了通过使用微控制器IC1和模拟半导体开关单元IC2A(DG403DJ)实现的装置。开关单元被耦合于开关单元的输入15的方波信号驱动。驱动信号的频率可以是例如，500kHz。开关单元包括被配置为将第一开关设置为与第二开关不同状态的内部反相器。第一开关在开关单元的端3(D2)和端4(S2)之间。第二开关在开关单元的端1(D1)和端16(S1)之间。

传感器电容器CX1通过第一开关充电到电压VCC。然后，电荷被转移到振荡回路电容器C1。

传感器电容器CX1的电容可以是例如200pF的量级。振荡回路电容器C1的电容可以是例如470nF。

12(VL)表示电压源的端。GND表示地。“MEGA8-MI”是微控制器的商标。微控制器具有由数字1-32标记的端。PC6(RESET)、AGND、AREF、AVCC、PB6(XTAL1/TOSC1)、PB7(XTAL2/TOSC2)、GND、GND、VCC、VCC、PC0(ADC0)、PC1(ADC1)、PC3(ADC3)、PC4(ADC4/SDA)、PC5(ADC5/SCL)、ADC6、ADC7、PD0(RXD)、PD1(TXD)、PD2(INT0)、PD3(INT1)、PD4(XCK/T0)、PD5(T1)、PD6(AIN0)、PD7(AIN1)、PB0(ICP)、PB1(OC1A)、PB2(SS/OC1B)、PB3(MOSI/OC2)、PB4(MISO)、和PB5(SCK)是表示端1-32的功能的符号。驱动电压由微控制器的端14提供，以及振荡回路电容器的电压由微控制器的端24监控。

用于微控制器的端的标号不应当与用于如图1，11，12a，12b，14a和14b中所示的装置的其它部分的标号混淆。

图6以示例方式示出了在物体BOD1位于距离电容传感器20不同距离时所确定的计数数量值N_k的时间演变。在物体远离传感器时检测到最低值。

该值以取样频率19.52Hz被测量。所确定的值的最小指数值k为9670，最大为33991。

参考图7a，线A、B、C、D和E表示，在期望将12位分辨率用于测量时，在给定切换频率f_sw上的采样频率f和振荡回路电容器C2的适合电容值之间的可能关系。

例如，在切换频率为500kHz以及微控制器60的时钟频率为8MHz时，用于振荡回路电容器C2的适合值可以是例如470nF。可以以微控制器60的时钟频率检查(采样)比较器输出的状态或A/D转换器输出的状态。

更大的振荡回路电容器C2可以被选择用于更高的切换频率f_sw，因为在更高的切换频率上，每个单位时间转移的电荷也更大。

采样频率还可以等于切换频率。在这种情况下，精确度受到切换频率的限制。在切换频率为例如500kHz且分辨率为12位时，可以达到大约等于120Hz(＝500kHz/2¹²)的采样频率(数据采集速率)。

检查比较器输出的速率(采样频率)还可以比切换频率更高。电荷不是无限快地从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器C2。通过使用高于切换频率的采样频率，在电荷已经从传感器电容器CX完全转移到振荡回路电容器时，可以得到更详细的信息。因此，可以进一步提高精确度。采样频率可以是例如高于或等于切换频率的两倍。采样频率可以是例如切换频率的整数倍。

开关电容器CX和振荡回路电容器C2一起形成能够抑制噪声的低通滤波器。参考图7b，线A，B，C，D和E表示振荡回路电容器C2的电容和所述低通滤波器的截止频率f_c之间的关系。

为了有效的噪声抑制，选择低的截止频率f_c是有利的。然而，截止频率f_c还为数据采集速率设置了上限(每个单位时间可以被测量的独立电容值CX的数量)。因此不能选择截止频率f_c。

例如，在切换频率为500MHz且C2＝470nF时，截止频率f_c约为100Hz。

图8示出了接近检测装置100，其可以包括电容传感器20、开关S1、S2、S3、振荡回路电容器C2、电压源40、参考电压源58、模数(A/D)转换器70和控制器60。

电压源40提供电压V1。电容接近传感器20通过未知传感器电容CX来表示。

电压源40的第一节点耦合到传感器电容器CX的第一端T0。电压源40的第二节点通过开关S1耦合到传感器电容器CX的第二端T1。因此，传感器电容器CX可以基本上被充电到电压源40的电压V1。

端T0还可以连接到地GND。然而，这并非总是必须的。

首先，可以通过闭合开关S3对振荡回路电容器C2进行放电。然后，开关S3被打开并保持为打开状态。通过闭合开关S1而开关S2处于打开状态来对传感器电容器CX进行充电。然后，开关S1打开，通过闭合开关S2把电荷从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器C2。所转移的电荷少量增加振荡回路电容器上的电压VX。

通过例如在预定时间段T_FIX期间，连续若干次闭合和打开开关S1和S2来增加振荡回路电容器的电压VX(图9)。

可替换地，可以通过连续若干次闭合和打开开关S1和S2来增加振荡回路电容器的电压VX，直到电压VX达到或超过预定电压电平Vref。

电压VX可以耦合到A/D转换器70的输入71。A/D转换器70的输出可以耦合到控制器60的输入61。

开关S1，S2，S3可以被至少一个开关驱动单元90控制，其可以是分离的部件或集成在控制器60中。

驱动单元90可以被布置为通过在预定时间段T_FIX之后闭合开关S3来给振荡回路电容器C2放电。可替换地，驱动单元90可以被布置为通过在电压VX达到或超过预定电压电平Vref时闭合开关S3来给振荡回路电容器C2放电。

控制器60可以被布置为对电荷转移循环的数量N_k计数，即，改变比较器输出的状态所需的开关S2的闭合次数。控制器60可以被布置为通过端62，201发送计数的数量N_k到外部数据处理装置200。

计数数量N_k，或取决于所述计数数量的其它信息代表测量结果。

可替换地或附加地，控制器60可以被布置为确定振荡回路电容器C2充电期间的电压VX的变化率。控制器60可以被布置为根据电压VX的变化率来确定进一步的信息。

时间段T_FIX可以被布置为足够短，从而提供计数数量N_k和电容值CX之间大体上的线性关系。

参考电压Vref可以被布置为足够低，从而提供计数数量和电容值CX之间大体上的线性关系。Vref可以是例如低于或等于电压源40的电压V1的30％。

A/D转换器70的数据采集率可以高于或等于第二开关S2的切换频率，以为每个电荷转移步骤记录电压值VX，以及为数字信号处理捕获最大数量的数据点。然而，A/D转换器70的采集率还可以更低，以简化和加速数字信号处理。

可以在A/D转换器70的输入71之前耦合模拟低通滤波器以进一步减少噪声。

图9示出了图8的装置的时序图。从顶部开始的第一条、第二条和第三条曲线分别示出了开关S1、S2和S3的状态。第四条曲线示出了振荡回路电容器C2的电压VX的时间演变。

开关S3在时间t_4，k-1时闭合，以给振荡回路电容器C2放电。开关S3可以保持闭合一段预定时间，以保证振荡回路电容器C2放电到足够程度。

逻辑状态0表示打开的开关，逻辑状态1表示闭合的开关。开关S1、S2中的至少一个应当在振荡回路电容器C2放电期间打开。

开关S3在时间t_1，k打开，并且通过闭合开关S1对传感器电容器CX充电。S2在打开状态。在时间t_2，k打开开关S1并且闭合开关S2以把电荷从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器C2。开关S1和S2交替地打开和闭合若干次，直到从时间t_2，k开始已经经过了固定时间段T_FIX。

在时间段T_FIX结尾，即，在时间t_3，k，可以记录振荡回路电容器C2的电压VX的最终值V_k。最终值V_k代表具有指数k的测量值。传感器电容CX现在与最终值V_k近乎成反比例。

开关S3在时间t_4，k闭合，以再次给振荡回路电容器C2放电。

在时间t_1，k+1通过使用开关S1和S2再次开始新的充电和电荷转移序列，以确定下一个最终电压值V_k+1，即，确定新的测量值。

控制器60还可以被布置为在振荡回路电容器C2充电期间确定电压VX的变化，来代替确定最终电压V_k。控制器60还可以被布置为在振荡回路电容器C2充电期间确定电压VX的变化率，或取决于所述变化率的一些其它参数。

参考图10a，振荡回路电容器的电压VX可以具有噪声δ_V。电磁噪声可以例如，最初耦合到传感器20的极板10a，10b以及耦合到传感器20的导线。通常，最出名的噪声分量为由于电力网络的交流干线电压引起的50Hz(在欧洲)及其谐波(在美国为60Hz)。传感器20的噪声，即，传感器电容器CX的电压的噪声在电荷从传感器电容器CX转移到振荡回路电容器时明显减少，因为开关S2和振荡回路电容器C2的组合起到低通滤波器的作用。然而，传感器电容器CX的一部分噪声仍然延续到振荡回路电容器C2的电压VX。噪声还可以被直接耦合到装置100的测量电路。而且，在比较器的输入处的参考电压电平Vref也可以具有相当大的噪声。

通过检测何时电压VX达到或超过参考电压电平Vref来确定时间段T_k的长度和/或计数数量N_k。换句话说，可以通过确定VX的电压曲线与参考电压电平Vref接触或相交的点CP1来测量时间段T_k的长度和/或计数数量N_k。

噪声造成确定振荡回路电容器C2的电压VX中的不确定性，并且由此导致所确定的时间段T_k的长度中的偏差Δ_T，和/或计数数量N_k的值中的偏差。

如果考虑到若干个电压值，而不是A/D转换器70提供的单个电压值，则噪声的影响可以被减小。

参考图10b，，可以根据两个或更多进一步的电压值MP对在t_2，k通过零电压的线LIN1进行拟合。因此，交叉点CP1的位置可以是内插的或外推的。CP1是线LIN1和参考电压电平Vref的交叉点。可以根据在时间段T_FIX内测量的基本上所有电压值MP来拟合线LIN1，以提高测量准确度。例如，最小二乘法拟合可以用于确定线LIN1的斜率。线LIN1的斜率接近振荡回路电容器C2的电压VX的时间导数，即，变化率。

时间段T_FIX的长度可以固定，其基本上短于实际达到参考电压电平Vref所需的时间段T_k。因此，通过外推可以确定交叉点CP1、时间段T_k和计数数量N_k。所以，与没有外推相比，可以以更高速率确定传感器20的电容CX。

控制器60还可以被配置为执行拟合和外推所需的信号处理操作。

电压VX和时间之间的关系不是完全线性的。而且，可以根据测量点MP进行指数曲线的拟合而不是线LIN1。

代替拟合和外推，控制器60还可以被配置为确定振荡回路电容器电压VX的至少两个电压值MP的平均值V_AVE何时超过预定参考电压Vref。参考电压电平Vref还可以被适应地调节，以保证足够的分辨率和/或足够的采样率。控制器60或计算机200基于在先的测量循环提供的测量值来进行所述调节。

控制器60还可以被配置为基于第一组点MP的第一平均值和第二组点MP的第二平均值之间的差来确定振荡回路电压VX的变化率。

参考图11，传感器阵列20可以包括极板10a、10b、10c和10d的阵列，以检测物体BOD1的位置。每个极板10a、10b、10c、10d可以通过导体11a、11b、11c、11d连接到多路复用器30。多路复用器30可以被配置为将每个极板10a、10b、10c、10d顺序地耦合到端T1。一个或多个相邻极板可以分别被顺序地耦合到另一端T0。例如，在极板10c耦合到端T1时，相邻的极板11b可以耦合到端T1，以建立由极板10b和10c形成的电容传感器CX。

多路复用器30的端T0和T1可以耦合到如图3和图8中所示的测量电路。

多路复用器30还可以进一步被配置为与控制器60和/或数据处理器200通信，以将测量信号与当前启动的传感器的极板位置相关联，即，指示物体BOD1的位置。

图12a示出了传感器网W，其用于监控导电物体，例如，人体的移动和位置。例如，可以使用网W来监控老年人和残疾人。可能的应用还包括但不限于监控监狱和牢房、家庭和工业自动化、车辆安全气袋***和其它传感应用。传感器网W包括连续导电区域1。导体2将导电区域1连接到输出3。输出3配置有连接器。并联导体2线性延伸并与网W的纵向LD形成角度α。

所述网W中的一块可以用作地板传感器。

传感器阵列20可以是从纵向网W上切下的一块。网W可以包括多个极板1，每个都具有导体2。若干极板1的导体2可以被配置为延伸至在网W的切割末端处的连接区域3。因此，很容易将测量电路或伸长电线附接到传感器20，例如，通过使用压接(crimp)连接器。

未切割网W的导体和极板可以周期性地布置在基板5上，使得可以通过从网W上切割来形成传感器阵列20。在图12a的情况下，传感器阵列20可以包括5个或更少的极板1，其中，所述极板的导体2延伸至传感器20的末端处的连接区域3。

图12b示出了传感器网W(图12a中A-A部分)的横截面视图。传感器产品包括基板5，形成了在基板5的表面上形成的传感器元件的导电区域1，以及将传感器元件连接到输出3的导体2。导电区域1可以例如由蚀刻铜组成。

极板1和导体2被布置在电绝缘基板5上。极板1和导体2可以被保护层4覆盖，以防止磨损以及与物体BOD1的电接触。

传感器20还可以被实施为没有保护层4。传感器20还可以被实施为上下颠倒的。导体2和极板1可以在基板5的不同侧上。传感器20可以包括进一步的保护层和/或电绝缘层。

导电区域和导体可以从金属箔上冲切(die-cut)下来，并且他们可以层压在两个基板之间，即，在两个叠加的网之间。

导电区域及其导体可以位于一层中，并且可选的RF回路及其导体可以位于另一层中。原则上，在相同的产品中可以使用不同技术，例如，蚀刻、印刷或冲切。例如，导电区域可以从金属箔上冲切下来，但其导体可以被蚀刻。导电区域及其导体可以通过通孔彼此连接。

根据本发明的装置100可以用于，例如，监控在私人房屋、银行或工厂中的人的存在和/或移动，以实现防盗报警***。传感器20的网络可以用于监控百货公司中人的存在和/或移动，以例如优化货架的安排。传感器可以被用于例如医院中或老人的家中，以检测病人活动和其生命机能。传感器可以用于牢房中以监控禁地。传感器可以用于检测其它大的导电体的移动，例如，轮椅和铝梯。传感器可以用于检测动物的移动。

传感器20可以安装在例如地板结构之中或之上。测量电路可以靠近传感器20以减少噪声。传感器20的第一极板10a和振荡回路电容器C2之间的距离可以例如小于或等于0.5米。第一极板10a的宽度可以例如大于或等于将第一极板10a连接到测量电路的导体2的宽度的10倍。整个接近检测装置100可以被安装在例如地板结构之中或之上，以最小化传感器20和振荡回路电容器C2之间的距离。例如，振荡回路电容器C2和地板的上表面之间的距离可以小于或等于50毫米。

从电容传感器C2的两个极板10a，10b到振荡回路电容器C2的距离可以小于或等于0.5米，以减少噪声。

参考图13，两个电容传感器可以耦合到差动测量电路，以减少噪声的影响。在某些情况下，电磁噪声可能以基本相似的方式耦合到相邻的电容传感器。因此，所引起的共模噪声可以通过差动测量被有效消除，其中，传感器附近的物体BOD1的移动可能导致两个传感器的电容的不同。

接近检测装置100可以包括由第一传感器电容CXa代表的第一电容传感器，以及由第二传感器电容CXb代表的第二电容传感器。装置100可以包括用于确定第一传感器电容CXa的第一子单元，所述第一子单元包括开关S1a，S2a，S3a，以及第一振荡回路电容器C2a。装置100可以包括用于确定第二传感器电容CXb的第二子单元，所述第二子单元包括开关S1b，S2b，S3b，和第二振荡回路电容器C2b。此外，装置100可以包括电压源40、差动放大器80、A/D转换器70和控制器60。

首先，开关S3a，S3b可以被配置为给振荡回路电容器C2a，C2b放电。然后，如在图8的上下文中所述，可以通过开关S1a，S2a，以及通过第一传感器电容器CXa对第一振荡回路电容器C2a充电。如在图8的上下文中所述，可以通过开关S1a，S2a以及通过第二传感器电容器CX2来基本上同时对第二振荡回路电容器C2b充电。因此，第一振荡回路电容器C2a的电压VXa增加，并且第二振荡回路电容器C2b的电压VXb也增加了。假设与由传感器电容CXb代表的第二传感器相比，物体BOD1更靠近由传感器电容CXa代表的第一传感器，则与第二传感器的情况相比，第一传感器更有效地把电荷转移到第一振荡回路电容器C2a。因此，与第二振荡回路电容器C2b的电压VXb相比，第一振荡回路电容器C2a的电压VXa以更高的速率增加。第一振荡回路电容器CXa可以耦合到差动放大器80的非反相输入81。第二振荡回路电容器CXb可以耦合到差动放大器80的非反相输入82。因此，差动放大器80可以被配置为放大电压VXa和VXb之间的差VXa-VXb。差动放大器80的输出83可以耦合到A/D转换器70的输入71。A/D转换器的输出73可以耦合到控制器60的输入61。

电压源40的第一节点耦合到传感器电容器CXa的第一端T0。电压源40的第二节点通过开关S1a耦合到第一传感器电容器CXa的端T1a。因此，传感器电容器CXa可以基本上被充电到电压源40的电压V1。

电压源40的第一节点耦合到传感器电容器CXb的第一端T0。电压源40的第二节点通过开关S1b耦合到第二传感器电容器CXb的端T1b。因此，传感器电容器CXb可以被基本上充电到电压源40的电压V1。

端T0也可以连接到地GND。然而，这不总是必须的。

如图8中的情况，开关驱动单元90可以被配置为控制开关。控制器60可以通过端62，201与数据处理器200通信。电压源40提供电压V1。

可以通过闭合开关S3a，S3b来对振荡回路电容器C2a，C2b放电。然后，开关S3a，S3b被打开并保持在打开状态。当开关S2a处于打开状态时，通过闭合开关S1a来对传感器电容器CXa充电。当开关S2b处于打开状态时，通过闭合开关S1b来对传感器电容器CXb充电。然后，开关S1a，S1b打开，通过闭合开关S2a，S2b，电荷从传感器电容器CXa，CXb转移到振荡回路电容器C2a，C2b。所转移的电荷增加了振荡回路电容器上的电压VXa，VXb。

通过连续地闭合和打开开关S1a，S1b，S2a，S2b若干次来增加振荡回路电容器的电压VXa，VXb。

电压VXa可以以ΔV_a/dt的速率上升。电压VXb可以以ΔV_b/dt的速率上升。电压VXa，VXb以不同的速率增加，因为可以例如同第二传感器相比，物体BOD1更靠近第一传感器。上升速率之间的差ΔV_a/dt-ΔV_b/dt代表测量值，其可以从A/D转换器70的输出来确定和/或计算。

正的差可以表示物体BOD1更靠近第一传感器CXa，负的差可以表示物体更靠近第二传感器CXb。

如果两个A/D转换器基本上同时被使用，则可以省略差动放大器80(图13中未示出)。

图14a或14b示出了适于与图13中的装置100一起使用的传感器阵列20。参考图14a，传感器阵列20可以包括布置在基板5上的第一极板10a、第二极板10b和第三极板10c。第一极板10a连接到端T1a，第二极板可以连接到端T0，并且第三极板可以连接到端T1b。

第一极板10a和第二极板10b可以一起形成由传感器电容CXa代表的第一电容接近传感器。第二极板10b和第三极板10c可以一起形成由传感器电容CXb代表的第二电容接近传感器。

如图13所示，端T1a、T1b和T0可以耦合到装置100。在同极板10c相比，物体BOD1更靠近极板10a时，电容CXa高于电容CXb(假定物体BOD1的介电常数大于1)。

参考图14b，传感器阵列20可以包括安置在基板5上的第一极板10a和第二极板10b。第一极板10a可以连接到端T1a，并且第二极板10b可以连接到端T1b。传感器阵列20可以与导电结构22相结合地操作。导电结构22可以是例如大地、大金属板或建筑物的给水管道***。因此导电结构22可以是电学地GND。端T0可以耦合到导电结构22，其在此情况下起到电容传感器的电容元件的作用。

现在，第一电容传感器形成于第一极板10a和导电结构22之间。第二电容结构形成于第二极板10b和导电结构22之间。

如图13所示，端T1a、T1b和T0可以耦合到装置100。在同极板10b相比，物体BOD1更靠近极板10a时，电容CXa高于电容CXb(假定物体BOD1的介电常数大于1)。

可获得的分辨率取决于在重置(即放电)之前给振荡回路电容器C2充电所需的连续电荷转移循环的数量。例如，基于1024个电荷转移循环所确定的计数数量N_k或时间段T_k对应于10位的分辨率。例如，基于256个电荷转移循环所确定的计数数量N_k或时间段T_k对应8位的分辨率。

返回参考图3和8，开关S1和S2还可以是双向，电压源40的电压还可以改变。电压源的电压V1可以变为0或其极性甚至可以被反相。因此，振荡回路电容器还可以通过开关S1和S2以及传感器电容器CX放电回电压源。在此情况下，不需要操作放电开关S3，其甚至可以从***中除去。计数数量N_k在振荡回路电容器C2的充电和放电期间都可以被记录。因此，采样率可以再进一步增加。

装置100可以包括一个或多个低通滤波器以减少噪声。例如，在图13中，可以在放大器80和A/D转换器70之间实现模拟低通滤波器。

很多情况中，不需要确定电容CX的绝对值。检测所述电容CX的值的变化就足够了。

呼吸和心脏功能造成人和动物中(即，在物体BOD1中)的血液的空间分布的周期性变化。这造成传感器20的电容的周期性变化。因此，设备100可以用于监控人或动物的呼吸和/或心脏功能。人可以躺在传感器上或放置在地板或床上的传感器上。另外的毯子或床垫可以放置在传感器20上，即，在传感器和人之间。

电容的测量在电容传感器中是重要的。电容的值与测量信号值成比例，并且可以作为时间函数而改变。电容测量的精确度和速度直接限定了电容传感器或其中电容测量是重要的其它应用的属性。在一些情况下，待测量的电容非常小，并且测量是通过对非常低能量的信号进行积分来进行的。因此，测量对电磁辐射的干扰灵敏。低能量意味着积分时间段或信号值是非常小的，其使得难以采样和将电容值量化为具有足够高分辨率的数字信号。为了进一步，例如，使用计算机或微控制器处理信号，必须进行采样和量化。

使用开关电容器的方法测量电容使得可以在采样和量化之前将低能量信号整合到更大的能量信号中。因此，测量对干扰不再那么敏感。还可以控制测量以优化分辨率。根据本发明的测量方法还将模拟低通滤波器引入到测量电路中，进一步减弱了高频干扰信号。

根据本发明的方法和装置可以通过添加已知的电容器和处理器控制开关到测量电路中而实现。

在开关电容器电路的概念中，电容器连接在两个开关S1，S2之间。开关S1和S2轮流打开和关闭。开关优选地从来不同时闭合。在这种电路中，电容器起到电阻一样的作用，其值为

R_{C} = \frac{1}{f_{SW} C} - - - (1)

其中f_sw为开关的切换频率且C为电容。R_C定义了电容器C上的电压和由电容器C传输的电流之间的关系。

因为可以通过改变切换频率f_sw来调节电阻R_C，所以开关电容器可以用在例如模拟信号处理中。

参考回图2，开关电容器电路可以包括传感器电容CX和两个开关S1和S2。在开关电容器电路操作时，已知的切换频率f_sw可以用于打开和闭合第一开关S1和第二开关S2，使得第一开关S1闭合时第二开关S2打开，并且反之亦然。通过闭合第一开关S1以对传感器电容CX充电，已知的电容器C2经过开关电容器电路被充电。在由切换频率f_sw定义的一定时间段之后，第一开关S1打开且第二开关S2闭合以通过将电荷从传感器电容器CX转移到已知电容器C2来对已知电容器C2充电。然后可以测量得到所形成的RC电路的时间常数，并且该时间常数与CX的电容值成比例。

所测量的时间常数可以取决于三个因素：切换频率f_sw、C2的电容以及负载电压V(即，在电荷转移后获得的电容器C2的电压电平)。因此，可以调整测量时间和精确度来最大化分辨率和最小化测量时间。该调整还可以通过软件来完成，使得也可以扩展测量期间的测量范围、时间或精确度。另外，由RC电路形成的一阶低通滤波器显著地减弱了高频电磁干扰。

除了用于CX的直接时间常数测量的部件外，所提出的方法还可以使用两个开关和已知电容。因此，很多情况下，电路不会太复杂或昂贵。

目的可以是以最小成本尽可能精确地(以多于8位的精确度)测量电容传感器的电容。***可能能够测量0Hz到40Hz的频率的电容变化。

与正被测量的信号相比，引入***的噪声信号的幅值(50Hz和其倍数，以及采样抖动)可能为多倍。

在实验中可以使用具有表1所列属性的微控制器。可能的测量参数列在表2中。

表1 AtMega8L(商标)微控制器的属性

时钟频率 8MHz

程序存储器 8kB闪存

数据存储器 1kB SRAM

非易失性数据存储器 512B EEPROM

计时器 2×8b，1×16b

ADC 1×10b

模拟比较器 1

数字I/O 23

工作电压 2.7V-5.5V

闪存表示闪速存储器，SRAM表示静态随机存取储存器，EEPROM表示电可擦除可编程只读存储器，ADC表示A/D转换器，I/O表示输入/输出，以及b表示位。

表二测量参数

工作电压 V_CC＝5V

目标电压 V_t≈V_CC/3＝1.7V

传感器电容器 200-400pF

电阻 0.1mΩ

开关电容器测量电路如图2所示。在切换期间，开关S₁和S₂都在频率f_sw上交替打开和闭合，并且电容器C₁在切换过程中像电阻一样操作。因此，电容器C2一点一点地被充电。由CX导致的电流电阻R_C根据以下公式取决于电容CX和切换频率f_sw，

R_{C} = \frac{1}{f_{SW} CX} - - - (2)

在C2和f_sw已知时，可以确定电容CX。因为可以相对自由地选择已知电容器C2的电容和切换频率f_sw，所以可以适当地选择已知电容器C2的充电时间。

可以通过以下公式计算充电时间t_CHARGE

t_{CHARGE} = - \ln \frac{2}{3} \frac{C 2}{f_{SW} CX} - - - (3)

在已知充电时间时，且在已知从测量装置接收到的计数器的值X为充电时间t_CHARGE和处理器的时钟频率F_clk的乘积时：

x＝t·F_CLK (4)

可以从计数器的值X来计算传感器的电容CX：

CX = - \ln \frac{2}{3} \frac{F_{CLK}}{f_{SW}} \frac{C 2}{x} - - - (5)

可以从以下等式来计算使用开关电容器进行切换可得到的分辨率r_t：

r_{t} = 20 \cdot \log_{10} (- \ln (\frac{2}{3}) \frac{F_{CLK}}{f_{SW}} \frac{C 2}{CX}) - - - (6)

其中F_clk是处理器的时钟频率(计数器的值x以该频率增加)。可以例如通过处理器的PWM(脉冲宽度调制)发生器来产生切换频率f_sw，在此情况下，将不使用处理器的CPU(中央处理单元)时间。执行测量的频率(即，检验I/O端口的状态)取决于处理器需要多少处理资源用于信号处理操作。

图7a示出了作为采样频率的函数的电容C2。采样频率在水平轴(横坐标)上表示。图7a示出了在需要12位分辨率的测量精确度时，可自由选择的参数的比率是多少。

一种可能的配置是，切换频率F_sw＝500kHz，时钟频率F_clk＝8MHz以及C2＝470nF。使用以上参数，可以达到稍高于100Hz的采样频率。

在测量精确度的分析中，焦点主要在通过所使用的微处理器可以达到什么精确度上。模拟部件和开关也可能对测量精确度有影响。

在开关电容器的切换中，至少由开关电容器(CX)和已知电容器C2形成的低通滤波器过滤掉高频，在此情况下，信号不应被大量叠加。滤波器的截止频率可以从以下公式中得到：

f_{C} = \frac{1}{2 πRC} = \frac{1}{2 π} \frac{CX}{C 2} f_{SW}

截止频率与所选择的电容的依赖关系如图7b中所示。垂直轴示出了截止频率。使用以上列出的分量值(F_sw＝500kHz，F_clk＝8MHz以及C2＝470nF)，截止频率大约为f_c＝100Hz。不能自由选择截止频率，因为相同的参数也对期望的测量精确度的选择产生影响。另外，因此所形成的滤波器只有第一级(degree)，且其陡度(steepness)仅为每个倍频程大约-6dB。

进一步的模拟低通滤波器也可以连接到电路，从而可以避免有害的信号叠加。

由于模拟过滤，采样的信号可能包括不感兴趣频带中的频率。因此，可以在采样之前已经相对较好地过滤掉类似脉冲的噪声。与在充电时间的直接测量中一样，由于采样时间的变化而导致的相同的采样抖动问题仍可能发生。

在开关电容器的切换过程中，在电容器的两侧都需要模拟开关装置。为此目的，例如，可以使用模拟开关或FET晶体管。由于切换操作，在开关闭合时开关的电阻以及开关的电容尽可能低是重要的。可以通过增加半导体沟道的区域来减少电阻。然而，增加半导体沟道区域就增加了开关的电容。因此，在寻求小电容时，需要选择稍大的电阻。可能适合进行切换的模拟开关装置以及其关键参数在表3中列出。

表3模拟开关装置的电阻和电容

部件	编码	R_on	电容
部件	编码	R_on	电容	模拟开关	MAX312CPE	6.5Ω	47pF
模拟开关	CD4066BE	470Ω	8pF	模拟开关	MAX312CPE	6.5Ω	47pF
模拟开关	CD4066BE	470Ω	8pF	模拟开关	DG403DJ	50Ω	39pF
功率MOSFET	SFP9530	＜0.3Ω	160pF	模拟开关	DG403DJ	50Ω	39pF
功率MOSFET	SFP9530	＜0.3Ω	160pF	N-沟道MOSFET	2N5457	＞1kΩ	3pF

MAX312CPE，CD4066BE DG403DJ，SFP9530，和2N5457为一个或多个部件生产商所使用的标识码。R_ON表示导通状态时的电阻。

开关装置的电阻不是非常关键的因素，因为充电电容通常仅为200pF到400pF左右。如果开关的电阻不大幅提高到一千欧姆以上，在通过开关充电时电容器的充电时间仍然保持很小，使得即使1MHz的开关频率也可以被使用。高于1MHz的频率可能导致无线电干扰。

另一方面，开关装置的电容完全可以达到传感器电容器的电容的50％。因此，开关装置的电容对测量结果有巨大影响。因此，选择电容尽可能低的开关装置是有利的，即使这样做使得其电阻会较高。

在图5中示出了使用模拟开关DG403DG的切换电路。DG403DJ包括内部反相器，在此情况下，一个开关总是打开而另一个闭合。其他开关需要外部反相器电路，使用该外部反相器电路，可以分别为诸开关之一输入反相控制。

可以例如通过使用计算机和计算机程序一起来分析测量电路的操作。使用该程序，可以实时地在屏幕上打印出测量值。该值可以经由串行线由例如PC的计算机从微控制器接收。测量的示例输出(计数器值)在图6中示出。采样频率为19.52Hz。最小采样数量为9670并且最大采样数量为33991。

在开关测量方法中，在小传感器电容器的电压上升到对应于逻辑1的电压的电平前，其电荷可以被转移到更大的电容器数千次。因此，即使使用低时钟频率，也可以以高分辨率测量充电时间。此外，测量电路形成低通滤波器，其减弱了高频干扰。在直接的测量方法中，干扰将叠加到采样信号上。负载电容器的大小和传感器电容器的切换频率都对充电时间有影响。切换频率以及充电时间可以被计算机程序控制。在与充电时间的直接测量比较时，开关电容器测量方法可以显著地提高测量信号的电平。信号的噪声电平可以被显著地减少，并且测量的分辨率可以增加，例如，至大约14或15位。

然而，开关电容器测量模式也有一些缺点。在振荡回路电容器的充电时间增加时，最高可获得的采样频率(数据采集速率)降低。在使用8MHz处理器和14位到15位测量精确度时，理论最大采样频率在250Hz到500Hz之间。实际上，最大采样频率可以是例如160Hz。开关电容器测量方法还需要仅比直接测量方法稍微复杂和昂贵一点的电路。

通过调节振荡回路电容器的电容和切换频率，可以改变测量分辨率、测量的持续时间和电路的低通滤波器的截止频率。遗憾地是，分辨率、持续时间和截止频率不能彼此独立地被设置。实际上，可以设置两个最重要的：分辨率和持续时间。截止频率在实践中可以保持为高的，在此情况下，噪声信号可能在采样期间叠加在有效信号上。

本发明可以用在电容地板传感器中。地板传感器的电容是低的，其使得难以通过使用嵌入在地板传感器元件中的成本效果合算的微控制器来精确地测量电容。在与直接时间常数测量的7位比较时，所提出的方法将测量精确度增加到大约12-14位。使用本发明，可以在测量单元中使用廉价的、低功率微控制器。

微控制器的成本和功率消耗可能是重要的，因为其可能由电池供电并且嵌入在地板传感器元件中。

开关电容器电路具有大的测量范围。地板传感器必须既能够测量小电容以检测踏在元件上的人，又要能够在有人躺在传感器上时测量双倍或三倍的电容。在两种情况下，传感器最好应当能够测量可能仅为最大值的1∶1000的电容变化。

开关电容器电路的测量范围可以被调节。当一个人在地板传感器之上行走时，传感器的电容为例如仅约为200pF。然而，当有人躺在传感器上时，其电容可以增加至例如400-500pF。在此情况下，必须快速地改变测量范围，以取得提高的测量精确度。这可以例如，通过改变切换频率或通过软件改变负载电容来实现。

测量时间可以被调节。在一些情况下，可能有人快速走过地板。在此种情况下，可以使用低精确度快速扫描地板的元件，以监控快速移动。当一个人躺在地板上时，可能需要较高的精确度以监控人的呼吸和心跳。测量时间现在可以更长。通过选择更高的振荡回路电容或通过降低切换频率，***的测量模式可以被调节为更慢却更精确的状态。

开关电容器电路可以自动校准。在地板传感器安装在不同环境中时，其裸电容可能在每个地方都不同。为在所有类型的环境中有效地测量，传感器必须调节合适的测量范围，并使用裸电容校准测量值。在测量范围可以通过软件改变时，校准更容易且更有效。

时间常数可以被解释为***的阶跃响应达到其最终(渐近)值的63.2％(即低于其最终值36.8％)所花费的时间。在电容通过串联电阻器连接到电压源时，时间常数可以是电容上的电压已经达到电压源的电压的63.2％所花费的时间。

采样表示模拟信号到数字信号的转换。

采样方法表示例如电容器的充电时间的模拟变量被转换为数字变量的方式。

测量算法表示在采样信号上执行的信号处理操作，以将正被搜索的信号同噪声和其他干扰分开。

术语“包括”被解释为开放式的含义，即，包括第一电极和第二电极的传感器还可以包括其它的电极和/或其它部分。

对本领域的技术人员，很清楚对根据本发明的装置和方法的修改和改变都是可以想到的的。以上参考附图描述的具体实施例和示例仅是说明性的，而不用于限制本发明的范围，本发明的范围由附加的权利要求限定。

Claims

1.一种用于电容性地检测物体(BOD1)的装置(100)，所述装置(100)包括：

-电容传感器(20)，具有传感器电容器(CX)，所述传感器电容器(CX)形成于至少一个第一电容元件(10a)和至少一个第二电容元件(10b)之间，使得所述物体(BOD1)的存在能够改变所述传感器电容器(CX)的电容，

-电压源(40)，

-第一开关(S1)，将所述传感器电容器(CX)耦合到所述电压源(40)，以为所述传感器电容器(CX)充电，

-振荡回路电容器(C2)，

-第二开关(S2)，将所述传感器电容器(CX)耦合到所述振荡回路电容器(C2)，以把电荷从所述传感器电容器(CX)转移到所述振荡回路电容器(C2)，以及改变所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)。

-至少一个开关驱动单元(90)，通过打开和闭合所述开关(S1，S2)若干次使得所述开关(S1，S2)不同时处于闭合状态来控制所述充电和电荷转移，

-电压监控单元(50，70)，监控所述振荡回路电容器(C2)的电压(CX)，以及

-控制器(60)，确定取决于所述振荡回路电容器(C2)的电压的变化率的至少一个测量值。

2.根据权利要求1所述的装置(100)，其中，在所述物体(BOD1)远离所述传感器(20)时，所述传感器电容器(CX)的电容小于或等于1nF。

3.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其中，所述振荡回路电容器(C2)的电容大于或等于所述传感器电容器(CX)的电容的10倍，优选地大于或等于所述传感器电容器(CX)的电容的100倍。

4.根据权利要求1到3中任一项所述的装置(100)，其中，所述控制器(60)被配置为对所述振荡回路电容器(C2)的电压(CX)达到或超过预定电压电平(Vref)所需的所述第二开关(S2)的连续闭合循环的数量(N_k)计数。

5.根据权利要求1到3中任一项所述的装置(100)，其中，所述控制器(60)被配置为对所述振荡回路电容器(C2)的电压(CX)的多个测量值(MP)的平均值(V_AVE)达到或超过预定电压电平(V_ref)所需的所述第二开关(S2)的连续闭合循环的数量(N_k)计数。

6.根据权利要求4或5所述的装置(100)，其中，所述预定电压电平(Vref)被配置为基于在先的测量值而被调节。

7.根据权利要求1到6中任一项所述的装置(100)，其中，所述测量值是时间常数(t_CHARGE)。

8.根据权利要求1到7中任一项所述的装置(100)，其中，所述测量值是在预定充电时间段(T_FIX)之后获得的所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)。

9.根据权利要求8所述的装置(100)，其中，所述预定充电时间段(T_FIX)的长度被配置为基于在先的测量值而被调节。

10.根据权利要求1到9中任一项所述的装置(100)，其中，所述控制器(60)或另外的计算机(200)被配置为确定对应于所述传感器电容器(CX)的第一电容值的第一测量值和对应于所述传感器电容器(CX)的第二电容值的第二测量值之间的差。

11.根据权利要求1到10中任一项所述的装置(100)，进一步包括，对应于附加传感器电容器(CXb)的第二电容传感器，使得所述物体(BOD1)的存在能够改变所述附加传感器电容器(CXb)的电容，所述装置(100)进一步包括

-第一附加开关(S1)，将所述附加传感器电容器(CXb)耦合到电压源(40)，以为所述附加传感器电容器(CXb)充电，

-附加振荡回路电容器(C2b)，

-第二附加开关(S2b)，将所述附加传感器电容器(CX)耦合到所述附加振荡回路电容器(C2)，以把电荷从所述附加传感器电容器(CXb)转移到所述附加振荡回路电容器(C2b)，并改变所述附加振荡回路电容器(C2b)的电压(VXb)，

-至少一个开关驱动单元(90)，通过打开和闭合所述附加开关(S1b，S2b)若干次使得所述附加开关(S1b，S2b)不同时处于闭合状态来控制所述充电和电荷转移，

-电压监控单元(70，80)，监控所述振荡回路电容器(CX)的电压(VX)和所述附加振荡回路电容器(C2b)的电压(VXb)之间的差，以及

-控制器(60)，确定取决于所述振荡回路电容器(CX)的电压(VX)的变化率与所述附加振荡回路电容器(C2b)的电压(VXb)的变化率之间的差(ΔV_a/dt-ΔV_b/dt)的至少一个测量值。

12.根据权利要求1到11中任一项所述的装置(100)，其中，所述第二开关(S2)的切换频率(f_sw)被配置为基于在先的测量值而被调节。

13.根据权利要求1到12中任一项所述的装置(100)，其中，所述第一电容元件(10a)和所述振荡回路电容器(C2)之间的距离小于或等于0.5m。

14.一种通过使用电容传感器(20)来电容性地检测物体(BOD1)的方法，所述电容传感器(20)具有形成于至少一个第一电容元件(10a)和至少一个第二电容元件(10b)之间的传感器电容器(CX)，使得所述物体(BOD1)的存在能够改变所述传感器电容器(CX)的电容值，所述方法包括：

-通过将所述传感器电容器(CX)耦合到电压源(40)来为所述传感器电容器(CX)充电，其中，所述电压源(40)在所述充电的期间与振荡回路电容器(C2)断开，

-把电荷从所述传感器电容器(CX)转移到振荡回路电容器(C2)，其中，所述电压源(40)在所述电荷转移的期间与所述振荡回路电容器(C2)断开，

-重复所述充电和电荷转移若干次，

-监控所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)，以及

-确定取决于所述振荡回路电容器(C2)的电压(VX)的变化率的至少一个测量值。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述传感器电容器(20)已经被安装在地板之中或地板之上，使得所述振荡回路电容器和所述地板的表面之间的距离小于或等于50mm。