CN101789702B

CN101789702B - 用于控制谐波失真的电力变换***和方法

Info

Publication number: CN101789702B
Application number: CN200910215641.8A
Authority: CN
Inventors: 戴景娅; 郎永强; 吴斌; 纳维德·R·扎加里; 许德伟
Original assignee: Rockwell Automation Technologies Inc
Current assignee: Rockwell Automation Technologies Inc
Priority date: 2008-12-30
Filing date: 2009-12-30
Publication date: 2014-09-03
Anticipated expiration: 2029-12-30
Also published as: US8044631B2; US20100165674A1; EP2214301B1; CN101789702A; EP2214301A1

Abstract

一种用于控制谐波失真的电力变换***和方法。提供用于控制谐波失真的控制***、方法和电力变换***，其中，使用多采样空间向量调制(SVM)控制电力变换器开关器件，其中在每个SVM周期期间两次或更多次采样参考向量，以在每个SVM周期期间多于一次地更新SVM驻留时间。

Description

用于控制谐波失真的电力变换***和方法

技术领域

本公开一般地涉及电力变换，尤其涉及控制马达驱动和其它电力变换器中的谐波失真。

背景技术

电力变换***将电力从一种形式变换成另一种形式，并且可以在诸如用于使用来自输入源的电力给马达供电的马达驱动的各种应用中采用。这种电力变换器已经被广泛地用于电力需要从DC变换到AC或反之亦然的中压马达驱动和其它应用。通常，使用以受控方式激励的电气开关构成电力变换器，以经常在存在变化负载状态的情况下，根据期望速度和/或扭矩分布，有选择地以诸如具有受控振幅、频率和相位的单或多相位AC的期望形式将输入功率变换成输出功率，以驱动AC马达。这种变换装置通常被构造为用于变换DC到AC的逆变器，和/或在从交流电到直流电的变换的情况下为整流器，其中输入和/或输出交流电连接经常是多相位的。经常使用高压、高速的基于半导体的开关器件的阵列、以确定电力变换性能的阵列开关的定时来构成多相位变换器，所述开关器件被有选择地通过脉宽调制(PWM)进行激励，以将AC连接与DC总线端子的一个或另一个耦合。例如，在马达驱动应用中，逆变器开关启动的定时控制被用于提供来自DC总线的可变频率、可变振幅的多相位AC输出功率，以控制跨过宽电压以及各速度范围的被驱动马达，以在存在变化负载状态的情况下，控制马达速度和/或扭矩。

电流源型变换器(CSC)被广泛地用于高功率中压(例如，2.3-13.8KV)应用中，其通常使用具有数百赫兹或更少的器件开关频率以减轻器件开关损耗并且维持额定器件热工作条件。针对这些变换器，可以使用若干不同的调制方案，包括：选择性谐波消除(SHE)、梯形脉宽调制(TPWM)，以及空间向量调制(SVM)。其中，SHE对于以低开关频率减少低次谐波失真有效。然而，由于实施困难，SHE的调制指数通常是固定的，因而SHE调制方法通常不允许控制灵活性。传统SVM和TPWM调制技术允许调制指数调整，但是通常遭受高水平低次谐波失真，尤其是经常接近马达驱动AC滤波器的谐振频率的第5和第7谐波。因此，需要改进电力变换***和开关器件调制技术，从而使得能够控制低次谐波失真，同时允许马达驱动或其它电力变换***的电力变换的调制指数控制。

发明内容

现在概述本公开的各个方面以提供对公开的基本理解，其中以下不是对该公开的广泛综述，并且旨在既不标识该公开的某些要素，又不描述其范围。而是，这概要的主要目的是在此后出现更多详细描述之前，以简化形式呈现该公开的某些概念。提供多采样SVM(MS-SVM)技术用于操作电力变换器的开关器件，其中所计算的SVM驻留时间值在给定SVM周期内被更新多于一次，通过更新，低次谐波失真可以在电力的变换中得到控制，并且提供各种技术被用于减少附加开关的实现。可以有利地在马达驱动或其它电力变换***中使用该公开，以实现与SHE技术的低次谐波失真控制比较更出众的低次谐波失真控制，同时允许传统SVM的调制指数控制和其它控制灵活性。

根据本公开的一个或更多个方面，为此提供电力变换***和开关控制***。电力变换器包括具有用于接收或供应多相位电力的两个或更多AC端子的多相位AC连接，以及接收或供应DC电力的DC电路。变换***还包括开关网络，诸如具有在DC和AC端子之间耦合的多个开关器件的逆变器或整流器，以及通过空间向量调制向开关提供控制信号的开关控制***。根据从与电流空间向量图扇区中表示期望变换AC的电流参考向量相关的调制指数和角导出的驻留时间值产生SVM开关控制信号，以提供在连续系列的空间向量调制周期的每一个空间向量调制周期中对应于定义电流图扇区的向量的三个开关状态。开关控制***包括多采样SVM(MS-SVM)部件，其在每个SVM周期期间两次或更多次采样参考向量并更新驻留时间值。***可以是电流源型变换器(CSC)或电压源型变换器器(VSC)类型，并且可以是用于驱动AC马达负载的马达驱动。此外，***可以包括整流器和逆变器两者，其中任意一个或两者可以使用MS-SVM技术来操作。为了抵制某些过度开关，一旦选择零向量，某些实施例中的开关控制***可以根据SVM零向量维持控制信号，直到给定SVM周期结束。

根据公开的另一方面，为开关电力变换器的SVM开关控制提供一种方法。该方法包括根据连续系列的空间向量调制周期的每一个空间向量调制周期中多个驻留时间值，通过空间向量调制向开关网络的多个开关器件提供开关控制信号。该方法还包括在每个调制周期期间多次采样电流参考向量，并且针对电流参考向量的每个采样，根据与电流空间向量图扇区中表示期望变换AC的电流参考向量相关的调制指数和角导出驻留时间值，以有选择地提供在开关网络中对应于定义电流图扇区的三个图向量的三个开关状态。

该公开的另一方面提供具有计算机可执行指令的计算机可读介质，所述指令用于根据连续系列空间向量调制周期的每一个空间向量调制周期中多个驻留时间值，通过空间向量调制向开关网络的多个开关器件提供开关控制信号，以使用该开关网络将电力从DC变换到AC或从AC变换到DC。该计算机可读介质还包括计算机可执行指令，所述指令用于在每一个调制周期期间多次采样电流参考向量，并且针对电流参考向量的每个采样，根据与电流空间向量图扇区中表示期望变换AC的电流参考向量相关的调制指数和角导出驻留时间值，以有选择地提供在开关网络中对应于定义电流图扇区的三个图向量的三个开关状态。

附图说明

以下描述和附图详细阐明了本公开的某些示例性实现，其指示若干可以执行该公开的各种原理的示例性方式。然而，所例示的例子不是该公开的许多可能实施例的穷尽说明。当结合附图考虑时，在该公开的以下详细描述中提出了该公开的其它目的、优点和新颖特征，其中：

图1A是示出根据本发明的一个或更多个方面的示例性CSC型马达驱动电力变换***的示意图，该电力变换***使用来自三相AC电源的电能，经由由使用多采样空间向量调制(MS-SVM)的马达控制***操作的开关型AC-DC-AC电力变换***驱动感应马达；

图1B和图1C是示出根据本公开的其它方面的示例性多采样SVM方法的流程图；

图2A是示出具有由图例原点处的零向量和两个非零向量分别定义的6个图例扇区中的一个扇区中的采样参考电流向量的示例性空间向量图例的示意图；

图2B是进一步示出根据公开的、在MS-SVM的一个示例性实现中的图2A中的示例性参考向量的向量合成的简化示意图；

图2C是在没有扇区转换的同步例子中的SVM周期内的向量角位移的简化示意图；

图2D是示出在SVM周期内具有扇区转换的异步情况的简化示意图；

图3是示出根据预定静态驻留时间的传统空间向量调制向量选择的曲线图；

图4是示出图3的传统SVM中的显著第5和第7次谐波失真的示例性谐波分布；

图5是示出根据本公开一个或多个方面的、使用每SVM周期更新8次的驻留时间值的示例性MS-SVM向量选择的曲线图；

图6是示出图5的MS-SVM实现中第5和第7次谐波显著减少的示例性谐波分布；

图7是示出具有由扇区转换导致的附加开关的、使用每SVM周期多次更新的驻留时间值的示例性MS-SVM向量选择的曲线图；

图8是示出具有由扇区转换导致的两个附加开关的、使用每SVM周期多次更新的驻留时间值的示例性MS-SVM向量选择的曲线图；以及

图9是示出具有由离散化和扇区转换导致的三个附加开关的、使用每SVM周期多次更新的驻留时间值的示例性MS-SVM向量选择的曲线图。

具体实施方式

现在参考附图，下文中结合附图描述本公开的若干实施例或实现，其中整个附图中同样的附图标记用于表示同样的要素，并且其中各种特征不必按比例绘制。该公开提供了用于操作马达驱动的信息捕获***和方法，其中马达驱动信息被捕获和存储在非易失性存储器中用于分析导致诸如***故障、关机、器件故障等的触发事件的驱动和生产条件。尽管该公开不局限于所示实施例，但该公开发现了结合任何形式的电力变换***的实用性，并且下文中在给多相感应马达120供电的示例性开关型AC-DC-AC马达驱动变换***110的上下文中图解和描述。在这点上，当示例性电力变换器110是电流源型变换器(CSC)型***时，该公开也可以结合电压源变换器(VSC)来实现。此外，本发明的MS-SVM方面可以在所图解的***中在整流器110a和/或逆变器110b中的一个或两者中实现，其中所有这种变型实施例被考虑为处于本公开和权利要求书的范围内。

图1示出根据本发明的一个或更多个方面的包括向马达驱动型电力变换***110提供多相位AC电力的AC电源112的***。在一个实施例中的示例性马达驱动型电力变换***110是具有线端和机器(负载)端开关变换器110a和110b的电流源型变换器，所述开关变换器110a和110b分别通过用于马达驱动操作的开关控制***140操作，通过控制由DC电路150耦合的开关整流器110a和开关逆变器110b有选择地向马达负载120提供三相电力。在所示例子中，三相AC电源112经由三相输入114a向马达驱动110提供电力。本公开可以有利地结合单相实现以及具有三个或更多供电线路的多相位***使用。此外，通过使马达驱动110适用于以电源频率接收和变换输入交流电，电源112可以以任何适当的源频率进行操作，其中该公开不局限于图1的三相实施例。

在该例子中，AC输入电源由构成具有开关调节器电路或级的形式的线端变换器110a的第一组开关S1-S6切换，以产生中间DC总线电流，并且机器端变换器110b包括形成CSI开关逆变器级的第二组开关S7-S12，该CSI开关逆变器级有选择地切换直流电以向马达负载输出114b提供交流电，用于向马达120的导线提供驱动电流，其中包括DC链接扼流器(choke)或电感器的中间DC电路150链接第一和第二组开关并且提供整流器110a和逆变器110b之间的前向和反向电流路径。中间电路150的电感器包括：在具有连接到上方整流器开关S1-S3的第一端A1以及与逆变器110b的上方输出开关S7-S9耦合的第二端A2的前向或正DC路径中的第一绕组WA，以及具有耦合到下方整流器开关S4-S6的第一端B1和耦合到逆变器110b的下方输出开关S10-S12的第二端B2的负或返回DC路径中的第二绕组WB。此外，示例马达驱动110包括在输入相位源V_AS、V_BS和V_CS(112)和整流器110a的分别对应的开关电路输入结点A、B和C之间串联的可选线路反应器L_SA、L_SB和L_SC，以及Y形耦合到输入结点A、B和C的可选输入线路滤波电容器C_FI。另外，示例性驱动110也可以选择性地包括沿输出线路U、V和W连接的输出滤波电容器C_FO。

开关器件S1-S6和S7-S12可以是根据诸如相位控制、脉宽调制等的任何适当的类型或形式的一个或多个开关方案，以开放或闭环方式控制的任何可适当控制的电气开关类型(例如，半导体闸流管、IGBT等)。此外，在驱动110中，分别从开关控制***140的整流器和逆变器控制部件144a和144b向各个开关S1-S6和S7-S12提供整流器和逆变器开关控制信号142a和142b，以便实现指定电力变换任务，其中控制器140可以配有一个或更多个设定点期望值和一个或更多个反馈信号或值，由此控制输出功率，其中这种输入(未示出)可以具有诸如电信号、数字数据等的任何适当形式，并且其可以从诸如外部网络、开关、驱动器110上提供的用户接口，或其它适当源的任何适当源接收。

开关控制***140和其部件144、146可以被实现成任何适当硬件、软件、可编程逻辑或其组合，起任何适当控制器或调节器的作用，由此根据一个或更多个期望分布或设定点以开环或闭环方式控制马达120。在这点上，尽管具体马达控制方案或应用不是本发明的严格需求，但示例性控制器可以在包括控制扭矩、速度、位置等的大量不同模式或控制方案下操作。开关控制***140用于提供适当开关信号142，以根据指定控制策略操作马达120，其中开关控制142提供脉宽调制(PWM)开关定时控制。在操作中，来自输入电源112的三相交流电被提供给整流器110a，并且开关控制器140的整流器控制部件144a产生适当整流器控制信号，以有选择地激活第一组开关S1-S6以便在DC电路150中的DC总线上产生直流电。然后，来自中间电路150的直流电经由连接到第二绕组端A2和B2的逆变器110b变换成交流输出电，其中开关S7-S12从控制器140的逆变器部件144b接收逆变器开关控制信号142b，以便以受控方式向马达120提供具有适当振幅、频率和相位的交流电。

通常，变换器110可以操作以变换来自源112的输入电力以给马达负载120供电，或可以操作来变换来自马达120(例如，充当发电机)的电力以向电网112供电，其中开关变换器110a和110b能以各种模式操作。从而，变换器110包括起接收或供应多相位电力作用的至少一个多相位AC连接114，以及接收或供应DC电力的DC电路150。每一个开关网络110a，110b包括各自耦合在DC电路150的电流路径之一和AC连接114a、114b的一个AC端子之间的多个开关器件S1-S6、S7-S12，并且开关根据相应开关控制信号142有选择地电耦合相应DC电流路径和相应AC端子。

根据本公开的各个方面，开关控制***140根据从调制指数m_a和角θ_ref导出的多个驻留时间值T₀-T₂，通过空间向量调制向级110a和110b中的一个或两者提供开关控制信号142，所述调制指数m_a和角θ_ref与电流空间向量图扇区中的表示期望变换AC的电流参考向量I_ref相关。此外，SVM控制采用参考向量I_ref的多个采样以便在每个SVM周期T_S多于一次地更新驻留时间值T₀-T₂，在这里称作多采样SVM或MS-SVM。发明人理解该技术可以有利地用于抵制低次谐波失真，尤其是第5和第7谐波，以便提供空间向量调制的控制灵活性(包含调制指数控制的能力)以及通常与选择性谐波消除(SHE)型控制相关的降低的低次谐波优点。在这点上，下面提供关于逆变器110b的使用开关控制***140的逆变器控制部件146中的MS-SVM部件146的MS-SVM控制的描述。整流器110a的相似MS-SVM控制可以根据本发明的各个方面，通过其整流器控制部件144a中的MS-SVM部件146，单独或结合逆变器110b的MS-SVM控制来实现。

如下面进一步示出和描述的，逆变器控制144b的MS-SVM部件146操作来有选择地提供对应于三个图例向量(例如，下面图2A和图2B中的向量I₀-I₂)的开关网络110中的三个开关状态，所述图例向量定义连续系列的空间向量调制周期T_S的每一个空间向量调制周期T_S中的电流图扇区(例如，图2A中的扇区1)，以变换来自DC电路150的电力，以使用逆变器开关网络110b向马达120提供输出交流电，其中MS-SVM部件146在每个调制周期T_S内多次采样电流参考向量I_ref并且导出驻留时间值T₀-T₂。以这种方式，根据最大电流驻留时间值T₀-T₂执行SVM向量选择。另外，当这里示出和描述的示例性实施例提供向量开关模式的使用，其中根据计算的驻留时间T₁和T₂选择两个非零向量，在SVM周期T_S的末端处跟随零向量I₀时，本公开的各个方面可以结合任何向量选择模式使用。

在示例性逆变器电路110b实现中，开关器件S7-S12可以分别地操作以根据相应逆变器开关控制信号142b有选择地电耦合相应DC电流路径和输出连接114b的相应AC端子以在AC输出连接114b处变换直流电到交流电。开关控制***140根据从调制指数m_a和角θ_ref导出的逆变器驻留时间值T₀-T₂，通过空间向量调制提供逆变器开关控制信号142b，所述调制指数m_a和角θ_ref与表示在连续系列逆变器空间向量调制周期T_S的每个逆变器空间向量调制周期T_S中的AC输出连接114b处的期望变换AC的逆变器电流参考向量I_ref(例如，图2A和图2B)相关。MS-SVM部件146可以操作来采样逆变器电流参考向量I_ref，并且在每个逆变器空间向量调制周期T_S期间多次导出逆变器驻留时间值T₀-T₂。此外，在所示的马达驱动变换器110中，包括开关器件S1-S6的整流器开关网络110a通过整流器控制144a来操作，以在DC电路150中变换输入交流电到直流电，并且整流器控制部件144a提供使用在每个调制整流器空间向量调制周期期间多次采样整流器参考向量并且导出整流器驻留时间值的MS-SVM部件146的整流器开关控制信号142a。

现在参考图1A、图2A和图2B，逆变器开关方案提供在任意给定时间导通(ON)的两个开关器件S7-S12，其中一个被连接到正DC总线，并且另一个被连接到负总线，从而定义了包括6种活跃开关状态和三种零状态的总共9种开关状态。可以由图2A中示出的示例性空间向量图300中示出的向量I₀-I₆来示出这些开关状态。在该图300中，空间向量平面被分成由6个活跃向量I₁-I₆定义的6个扇区(图2A中的扇区1-扇区6)，同时所有三个零向量处于表示为I₀的图例原点或中心。三相参考电流可以被表达成图300平面中的旋转参考向量I_ref，并且可以基于安培秒平衡被绑定参考向量I_ref的扇区的向量合成。例如，如果参考向量I_ref位于扇区“n”中，则参考向量可以被由定义该扇区(例如，向量I₀、I₁和I₂针对图2A和2B中所示的参考向量位置定义扇区1)的向量和合成。这里，角θ_sec是扇区内角位移，并且因此限制其范围[0，π/3)。可以通过下列等式(1)执行向量合成：

(1), \{\begin{matrix} {\overset{&RightArrow;}{I}}_{ref} T_{s} = {\overset{&RightArrow;}{I}}_{1} T_{1} + {\overset{&RightArrow;}{I}}_{2} T_{2} + {\overset{&RightArrow;}{I}}_{0} T_{0} \\ T_{s} = T_{1} + T_{2} + T_{0} \end{matrix}

通过角θ_sec和表示向量大小的调制指数m_a描述参考向量I_ref，并且从这些中，可以根据下列等式(2)导出SVM驻留时间T₀-T₂：

(2), \{\begin{matrix} T_{1} = m_{a} \sin (π / 3 - θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{2} = m_{a} \sin (θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{0} = T_{s} - T_{1} - T_{2} \end{matrix}

还参考图3和图4，在图1A的示例性变换***110中，开关序列或模式是三分段方法其中从一个向量到另一个向量的转换有利地只涉及一个器件接通和一个器件断开。采样频率是f_s＝1/T_s，并且得到的器件开关频率是f_sw＝f_s/2。在一个实现中，计数器重复地针对每个SVM周期从0计数到T_S。如图3的传统SVM模式302中所示，计算出的值T₁和T₁+T₂与SVM计数值相比较用于适当向量选择。在这点上，传统SVM涉及每SVM周期T_S一次计算驻留时间值T₁和T₂。在这种情况下，在SVM周期T_S的开始处选择第一(非零)向量并且一旦计数器值达到T₁，则选择第二(非零)向量然后，如果计数器达到T₁+T₂，则选择零向量图4提供示出这种传统SVM开关方案的谐波内容的曲线图304，其中，第5和第7次谐波分别是基波分量的大约8％和4％。通常在电力变换***中不期望这种谐波分布，并且在图1A的变换器110的情况下，当输出114b处的AC滤波电容器C_FO不能有效地过滤图3的曲线图304中示出的较低次第5和第7谐波时，图3中的传统SVM技术的高水平第5和第7谐波是不可接受的。于是，电力变换***不能利用SVM开关技术的灵活控制方面，并且代以SHE成为主要调制方法。

现在参考图1A到图1C，本公开提供一种解决方案，其中在图1的***110中实现多采样SVM。图1B和图1C示出根据本公开的示例性MS-SVM方法200、250，其中，图1B示出根据每个SVM周期中的计算的驻留时间值的示例性向量选择200，并且图1C示出图1A的***110中的示例性MS-SVM部件146的操作，以在每个SVM周期T_S多于一次地采样参考向量I_ref并且导出驻留时间值T₀-T₂。当下面以一系列动作或事件的形式图解和描述方法200、250时，应当理解本发明的各种方法不受这种动作或事件的所图解序列限制。在这点上，除了下文中具体地提供之外，某些动作或事件可以按不同序列和/或与除根据本发明在这里图解和描述的动作或事件之外的其它动作或事件并行出现。还应注意，不是所有图解的步骤需要根据本发明实现处理或方法，并且一个或更多个这种动作可以被合并。所图解的方法和本发明的其它方法可以在硬件、软件或其组合中实现，以便提供这里所述的MS-SVM调制控制功能，并且可以在包含但不限于上述图解的***110的任何电力变换***中使用，其中该公开不局限于这里示出和描述的具体应用和实施例。

在图1B中，当前SVM周期T_S在202处开始，其中T₀-T₂的初始值被计算并且在204处将SVM计数器值T设置成0。在206处，MS-SVM部件146将开关模式设置到第一非零向量(例如，图2A中的I₁)，并且在208处，计数器值T与第一驻留时间值T₁相比较。一旦计数器T达到T₁(在208处为是)，则开关模式在210处被设置到第二非零向量(图2A中的I₂)，并且在212处，计数器与T₁+T₂的和相比较。如果在达到T₁+T₂之前，计数器T达到T_S，则过程200返回到204以开始新SVM周期。另外，一旦计数器T达到T₁+T₂(在212处为是)，则在214处，开关模式被设置到零向量I₀。然后，当达到SVM周期的结束(在216处T＝T_S)时，过程200返回到204以开始如上所述的新SVM周期。

图1C中的流程图250示出图1A的***110中的示例性MS-SVM部件146的操作，以在每个SVM周期T_S中多于一次地采样参考向量I_ref并且导出驻留时间值T₀-T₂。在252处，整数K被设置成每SVM周期的采样数量，其中K是大于1的整数。在下面图5的例子中，K被设置成8，其中部件146在每个SVM周期T_S中8次采样参考向量I_ref并且导出/更新相应驻留时间值T₀-T₂。在某些实施例中，尽管不是该公开的严格需求，但MS-SVM采样可以是周期性的(例如，采样周期是T_S/K)。在这点上，部件146可以以非周期性的方式采样参考向量I_ref，并且采样时间可以在给定SVM周期T_S内变化，和/或可以针对不同SVM周期T_S变化，其中所有这种不同实现被认为是处于本公开的范围内。

当前SVM周期T_S在254处开始并且在256处计数器N被设置成零。在258处，通过诸如根据在图1A的逆变器控制器144b中实现的控制策略中的期望马达速度和扭矩的任何适当技术采样参考向量I_ref。根据这点，在258处，MS-SVM部件146确定电流参考向量调制指数m_a、该扇区θ_sec内的扇区号和相应角位移。然后，在260处，根据SVM周期T_S、调制指数m_a和角θ_sec，使用上述等式(2)计算驻留时间T₀-T₂。在262处进行关于是否计数器N＝K的确定。如果是(在262处为是)，则过程250返回以在254处开始如上所述的下一个SVM周期。否则(在262处为否)，则在264处计数器N增加，再次采样参考向量I_ref，并且更新参考向量扇区号，确定调制指数m_a和角θ_sec。在266处，根据重新采样的参考向量I_ref的SVM周期T_S、调制指数m_a和角θ_sec，使用上述等式(2)计算更新的驻留时间T₀-T₂。然后，过程250返回到262，其中进行关于K采样是否取入当前SVM周期T_S的确定。如果未取入(在262处为否)，则在如前所述的264和266处，过程继续再次采样参考向量I_ref并且更新驻留时间值T₀-T₂直到发生K更新(N＝K，在262处为是)，然后计数器N被复位并且新SVM周期T_S在254处开始。

在操作中，发现MS-SVM技术提供了诸如图1A示出的变换器110的马达驱动中显著减少的低次谐波。在许多这种***中，提供了图1A中的输出滤波电容器C_FO，其结合***的线端或机器端电感，可能经受诸如第5和第7谐波的针对高水平低次谐波的不期望的LC谐振状态，其中通过所述MS-SVM技术提供的低次谐波减少来方便对中压驱动和先前被认为是不能实行的其它高电力变换***应用空间向量调制(和调制指数控制的可能性)。在这点上，过滤电容C_FO实际上通常能够有效地过滤高次谐波，使得***110作为整体能够处理在与变换器110中的MS-SVM开关控制的应用相关的这种高次谐波中的任何附带增加。

还参考图5和图6，图5进一步图解示出***110的针对逆变器控制144b中的MS-SVM部件146的MS-SVM操作的曲线图400，其中根据参考向量I_ref的多次采样，使用上述等式(2)导出驻留时间值。在这点上，多次采样以采样比SR＝T_S/T_ms进行，其中T_ms是参考向量采样之间的时间周期。然而，如上所述，参考向量采样不必是周期性的。如图5所示，在MS-SVM部件146中计算的T₁和T₁+T₂的值在给定SVM周期T_S期间逐渐地变化，反映在一个SVM周期期间平滑地变化的新更新的向量参考角θ_ref。于是，具有这些驻留值的计数器的交叉点相应地移动。图6提供示出从SR＝8的MS-SVM逆变器控制获得的所得到模拟谐波的曲线图402。图6与图4的曲线图304中的传统SVM结果的比较示出特别是第5和第7的低次谐波通过使用根据本公开的MS-SVM明显地降低。

还参考图2C、图2D和图7-9，此外，多采样方法的改进的低次谐波减少只通过逆变器110b中相对少量的附加器件开关实现。MS-SVM方法的开关模式和开关频率可以依据调制指数和射角的值发生改变。如上述等式(2)所示，驻留时间计算取决于调制指数和射角两者，其中调制指数值影响所有有效向量的总驻留时间以及输出电流的大小。在实际应用中，射角θ_ref是同步帧的角θ_syn和控制角θ_w的和。同步帧可以关于线电压或马达转子通量/转子位置定向，并且同步帧以某个速度旋转。控制角θ_w是参考角θ_ref和同步参考帧的角θ_syn之间的角度位移。计数器通常与θ_syn同步，在这种情况下，控制角θ_w确定扇区中参考向量I_ref的角位移θ_sec，其中角位移θ_sec将改变活跃向量间的驻留时间分布。于是，调制指数m_a或控制角θ_w的调整导致不同开关模式和各种输出波形。

图2C示出同步情况(θ_w＝0)的例子，其中由于扇区边界也是SVM周期边界，所以未产生附加切换。图2D描述异步情况，其中θ_w变化，并且扇区转换在某些SVM周期内发生(例如图2D中的CP3)。在这点上，CP3内所采样的参考向量处于扇区n(在图2D中的)或处于扇区(n+1)(在图2D中的)。这导致附加的切换，但是有助于减少低次谐波。存在可以依据参考向量的调制指数m_a和角位移θ_sec的值增加切换频率的三种不同情况。图7-9分别示出模拟曲线图410、412和414，以说明这些情况，其中基波频率f₁＝60Hz并且SVM周期T_S是1/18 f₁。如图7-9所示，通常，空间向量图的扇区之间交叉的扇区边界(例如，图2A上方)是附加器件切换的主要原因。在这些扇区转换处，定义新扇区的一组新向量被用于MS-SVM部件146中，因而在当前SVM周期T_S中加入向量转换的数目。

图7中的曲线图410和图2D的向量图示出第一种情况，其中，通过扇区转换导致一个附加器件切换，其中使用大SR模拟图7和8中的驻留时间以更好地说明扇区转换效应。如在图7中的每个扇区内所见，计数器重复地从0到T_S累加计数大约三次，而每个扇区重复模拟驻留时间曲线(T₁和T₁+T₂)。在这点上应该注意，给定扇区中的时间T₁被单调地降低，并且在诸如曲线图410所示的CP1和CP2的比较时间内，通常只有一个点与计数器相交。驻留时间曲线的附加交叉点和计数器导致附加向量转换，并且因此增加器件切换事件。在这种情况下，两个点交叉的唯一机会处于出现扇区转换的SVM周期，诸如图7中的CP3期间。另一个驻留时间切换点交换曲线T₁+T₂在一个扇区内不是单调的，但是其斜率比计数器的斜率更缓。因此，如图7所示，具有计数器的交叉点的可能数量被限定为一。在该例子中，从时间t₁开始，参考向量位于扇区n，并且当t₂-t₁＝T₁(t₂)时，选择第一向量直到计数器接近时间t₂，在此处，MS-SVM部件146切换到第二向量I_n2。在计数器值达到T₁+T₂之前，在图7的例子中的时间t₃处出现从扇区n到扇区(n+1)的扇区转换(还参见图2D)。这里，由MS-SVM部件146选择扇区(n+1)的另一组向量，并且驻留时间值T₀-T₂被重新计算，导致从0开始到m_asin(π/6)T_s逐步增加。此外，计数器数值在这里低于T₁，并且选择向量I_(n+1)1。对于两个相邻扇区，具有I_(n+1)1＝I_n2，因此该转换不涉及所图解的实施例中的附加切换。相似地，向量在时间t4处切换到I_(n+1)2，并且在时间t₅处切换到0向量I_(n+1)0。总之，该比较时间CP3包括不同向量的4个转换：与传统SVM序列相比较，一个附加向量转换出现在示例性MS-SVM方法中，于是，器件切换频率从f_S/2增加到f_S/2+f₁，其中f_S/2＝1/T_S并且f₁是基波频率。

图8图解了示出由扇区转换导致两个附加切换的第二种情况的曲线图412。该例子和图7的例子之间的差别是控制角θ_w以及因此每个SVM周期中的参考向量的角位移θ_sec。在图8所示情况中，由于t₄处的扇区转换，另外两个切换被加入器件。在时间t₄之前，切换操作相似于传统SVM调制的切换操作，其中向量从I_n1转换到I_n2，并且然后在时间t₃处转换到零向量I_n0。尽管在t₃之后不存在计数器交叉点，但在时间t₄处的扇区转换强制MS-SVM部件146选择I_(n+1)0作为新零向量。从一个零向量到另一个零向量的这种转换涉及两个器件接通和两个器件关闭。结果，存在每基波频率周期的每个器件的两个附加切换，并且器件切换频率现在是f_S/2+2f₁。

图9图解了示出由与采样比SR相关的离散化导致附加器件切换事件的第三种情况的曲线图414。在这点上，每SVM周期T_S的参考向量采样数量越高，所计算的驻留时间值T₀′-T₂的曲线越连续。如先前所述，图7和8的驻留时间值曲线被模拟成连续曲线，相似于非常高采样比SR。图9中的曲线图414示出在较低SR＝8处所计算的驻留时间值的离散化，使得由于采样参考向量并且更新驻留时间值T₀-T₂的离散时间造成驻留时间曲线具有“楼梯”形式。然而，如图9所示，该离散化可以导致附加切换。通过SR＝8，驻留时间值T₀-T₂在每个SVM周期T_S期间被计算8次，并且如图9的放大部分中所圈出和示出的，T₁+T₂的离散值产生与计数器的多个交点。于是，在零向量之后出现从I_(n+1)0到I_(n+1)2的另外两个转换，并且然后回到I_(n+1)0。应当注意，该第三种情况只在T₁+T₂的曲线以与计数器的斜率相当的斜率增加时出现。两个附加切换的时长通常是短暂的，并且将切换频率从SVM中的f_S/2增加到MS-SVM中的f_S/2+3f₁。

为了抵制这些附加器件切换，该公开的另一方面提供了一旦在给定SVM周期T_S中选择了零向量，则调整MS-SVM以有效地在所选择的零向量处保留。在图1所示的***110中，开关控制***140的MS-SVM部件146根据向量切换序列提供逆变器开关控制信号142b，所述向量切换序列具有在每个空间向量调制周期T_S中持续的零向量I₀，并且一旦选择零向量I₀，则开关控制***140根据零向量维持开关控制信号142直到空间向量调制周期T_S结束。这样，所修改的MS-SVM可以进一步降低器件切换频率，同时维持具有降低第5和第7次谐波的期望谐波分布。在操作中，在给定SVM周期T_S期间的MS-SVM部件146，一旦选择零向量，则部件146将保持使用该零向量直到该周期T_S结束，由此，依据调制指数m_a的具体值和参考向量的角，MS-SVM方法的器件切换频率被提高成与SVM(f_S/2)相同或增加一个基波频率(f_S/2+f₁)。

与传统SVM实现相比较，MS-SVM技术只需要略高的器件切换频率，同时允许没有低次谐波失真的不利影响的调制指数控制。在下面的表I中列出了三种情况，其中第二种SVM方法的器件切换频率被选定为720Hz而不是600Hz以避免三次谐波。

表I

方法	SVM周期(S)	采样比	器件切换频率(Hz)
				MS-SVM	1/1080	8	540 or 600
SVM-540	1/1080	1	540
				SVM-720	1/1440	1	720

与传统SVM技术相比较，MS-SVM的第5和第7次谐波在调制指数和参考向量角的整个范围中为低。具体来说，通过使用MS-SVM方法明显地抑制在高调制区域中的谐波。在这些模拟中，发现MS-SVM的第5和第7次谐波在调制指数m_a的整个范围中在0.022以下，并且在单一调制指数处，SVM_540和SVM_720的第5次谐波的大小大约分别是最大基波频率电流的8.5％和7.5％。通过使用所公开的MS-SVM方法，第5次谐波的大小被降低到1.2％。在那些比较中，调制指数针对固定在零处的射角变化。在其它模拟中，还发现谐波的大小在θ_w的各种角度处不同。此外，如图7-9所示，每个SVM周期中的相关参考向量角确定开关模式，并且谐波分布每20度重复。通过将调制指数m_a设置为一致，当θ_w从0到20度变化时，SVM_540的第5次谐波的大小处于I_w1，max的8％到11％的范围中，同时MS-SVM的大小低于1.2％，其中第5和第7次谐波两者基本在各种角度处被降低，其中当调制指数m_a等于1.0时，I_w1，max是最大基波频率电流。

当传统SVM和公开的MS-SVM开关方案被应用于基于CSI的驱动***时，由于高次谐波基本上被滤波电容器C_FO(图1A上方)和机器电感抑制，所以低次谐波是主要问题。于是，MS-SVM还表现出与传统SVM相比低得多的电流波形。利用恒定DC链路电流和电流源型变换器110模拟稳定状态感应机器(例如，1250hp，4160V)操作。下面的表II中列出了所模拟的THD和主要谐波部件。在这种情况下，机器电流的低次谐波基本上通过使用与传统SVM开关方案相比较的本发明的MS-SVM技术减少。于是，由电流波纹引起的机器扭矩波纹将被减少。

表II

电流THD

第5

第7

第11

第13

第17

第19

第23

第25

MS-SVM

1.40％

0.58％

0.26％

0.13％

0.17％

0.52％

0.94％

0.54％

0.20％

SVM

4.23％

3.98％

1.01％

0.14％

0.29％

0.36％

0.70％

0.44％

0.26％

根据本公开的另一方面，提供计算机可读介质，诸如计算机存储器、电力变换器控制***内的存储器(例如，图1A上方的开关控制***140)、CD-ROM、软盘、快擦写存储器驱动、数据库、服务器、计算机等，其具有计算机可执行指令用于根据连续系列的空间向量调制周期T_S的每个空间向量调制周期T_S中多个驻留时间值T₀′-T₂，执行通过空间向量调制向开关网络的多个开关器件(例如，图1A的变换器110中的S₁-S₆和/或S₇-S₁₂)提供开关控制信号142的步骤，以使用开关网络110将电力从DC变换到AC或从AC变换到DC，在每个调制周期T_S期间多次采样电流参考向量I_ref，并且针对电流参考向量I_ref的每个采样，根据与电流参考向量I_ref相关的调制指数m_a和角θ_sec导出驻留时间值T₀-T₂，以有选择地提供对应于定义电流图扇区的三个图向量I₀-I₆的开关网络110中的三个开关状态，其中电流参考向量I_ref在电流空间向量图扇区中表示期望变换AC。在各种实施例中，其它计算机可执行指令被包括在介质中，其用于根据向量切换序列通过空间向量调制提供开关控制信号142，所述向量切换序列具有在每个空间向量调制周期T_S中持续的零向量I₀，具有在驻留时间T₀-T₂处的向量之间的切换，并且用于一旦选择零向量I₀，则根据零向量维持开关控制信号142直到空间向量调制周期T_S结束。此外，考虑介质包含其它计算机可执行指令的实施例，用于根据上面的等式(2)，在每个调制周期T_S期间多次导出驻留时间值T₀-T₂。

上述例子仅仅是本发明的各种方面的若干可能实施例的图解，其中在其它本领域技术人员阅读和理解该说明书和附录附图时，将出现等同变化和/或改变。具体涉及通过上述部件(组件、器件、***、电路等)执行的各种功能，除非另外指示，用于描述这些部件的术语(包括参考″装置″)旨在对应例如硬件、软件或其组合的任何部件，即使结构上不等价于执行该公开所图解的实现中的功能的所公开的结构，但其执行所述部件(即，功能等同)的指定功能。另外，尽管该公开的具体特征可以只参考若干实现中的一个图解和/或描述，但该特征可以在期望时与其它实现的一或多个其它特征组合，并且有利于任何指定或具体应用。并且，针对范围，在详细描述和/或权利要求书中使用术语″包含″、″具有″，或其变型，这些术语旨在以类似于术语″包括″的方式被包含。

Claims

1.一种电力变换***，包括：

至少一个多相位交流连接，其具有用于接收或供应多相位电力的两个或更多交流端子；

直流电路，其用于接收或供应直流电力，所述直流电路包括第一直流电流路径、第二直流电流路径和至少一个存储部件；以及

开关网络，其包括在所述直流电流路径之一和所述交流端子之一之间单独耦合的多个开关器件，所述开关器件能够单独地操作以根据相应开关控制信号有选择地电耦合相应直流电流路径和相应交流端子；

其特征在于，所述电力变换***还包括：

开关控制***，其根据与在电流空间向量图扇区中表示期望变换的交流的电流参考向量I_ref相关的调制指数m_a和角θ导出的多个驻留时间值T₀到T₂，通过空间向量调制来提供所述开关控制信号，以有选择地提供所述开关网络中与定义连续系列的空间向量调制周期T_s的每一个空间向量调制周期T_s中电流图扇区的三个图向量相对应的三个开关状态，以使用所述开关网络将电力从直流变换到交流或从交流变换到直流，所述开关控制***包括多采样空间向量调制部件，所述多采样空间向量调制部件能够操作以在每个调制周期T_s期间多次采样电流参考向量I_ref并导出所述驻留时间值T₀到T₂。

2.如权利要求1所述的电力变换***，其中，所述开关网络是开关整流器，其包括在所述直流电流路径之一和具有用于接收多相位电力的交流端子的多相位交流连接之间单独耦合的多个开关器件，所述开关整流器的开关器件能够单独操作以根据相应开关控制信号有选择地电耦合相应直流电流路径和具有用于接收多相位电力的交流端子的多相位交流连接，以在直流电路中将输入交流电变换到直流电；

其中，所述开关控制***包括整流器控制部件，所述整流器控制部件能够操作以根据从调制指数m_a和角θ导出的驻留时间值T₀到T₂，通过空间向量调制提供所述开关控制信号，所述调制指数m_a和角θ与表示在连续系列的空间向量调制周期T_s的每一个空间向量调制周期T_s中具有用于接收多相位电力的交流端子的多相位交流连接处的期望变换的交流的电流参考向量I_ref相关；以及

其中，所述整流器控制部件包括多采样空间向量调制部件，其能够操作以在每个空间向量调制周期T_s期间多次采样所述电流参考向量I_ref并且导出所述驻留时间值T₀到T₂。

3.如权利要求1所述的电力变换***，其中，所述开关控制***根据向量切换序列提供所述开关控制信号，所述向量切换序列具有在每个空间向量调制周期T_s中持续的零向量I₀，具有在所述驻留时间T₀-T₂处的向量之间的切换，并且其中，一旦选择所述零向量I₀，则所述开关控制***根据所述零向量维持所述开关控制信号，直到所述空间向量调制周期T_s结束。

4.如权利要求1所述的电力变换***，其中，所述开关控制***根据具有零向量I₀，以及第一非零向量I_a和第二非零向量I_b的向量切换序列提供开关控制信号，在每个空间向量调制周期T_s中，所述零向量I₀被应用时间T₀，所述第一非零向量I_a被应用时间T₁，所述第二非零向量I_b被应用时间T₂，其中，所述多采样空间向量调制部件能够操作以在每个调制周期T_s期间多次采样所述电流参考向量I_ref，并根据以下等式导出所述驻留时间值T₀-T₂：

\{\begin{matrix} T_{1} = m_{a} \sin (π / 3 - θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{2} = m_{a} \sin (θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{0} = T_{s} - T_{1} - T_{2} \end{matrix},

其中θ_sec是扇区内电流参考向量I_ref的角位移。

5.一种用于开关电力变换器的空间向量调制开关控制的方法，其特征在于，所述方法包括：

根据连续系列的空间向量调制周期T_s的每一个空间向量调制周期T_s中多个驻留时间值T₀到T₂，通过空间向量调制向开关网络的多个开关器件提供开关控制信号，以使用所述开关网络将电力从直流变换到交流，或从交流变换到直流；

在每个调制周期T_s期间多次采样电流参考向量I_ref；以及

针对所述电流参考向量I_ref的每个采样，根据与在电流空间向量图扇区中表示期望变换的交流的电流参考向量I_ref相关的调制指数m_a和角θ导出所述驻留时间值T₀到T₂，以有选择地提供所述开关网络中与定义电流图扇区的三个图向量对应的三个开关状态。

6.如权利要求5所述的方法，其中，根据向量切换序列通过空间向量调制提供所述开关控制信号，所述向量切换序列具有在每个空间向量调制周期T_s中持续的零向量I₀，具有在所述驻留时间T₀到T₂处的向量之间的切换，所述方法还包括一旦选择所述零向量I₀，则根据所述零向量维持所述开关控制信号，直到所述空间向量调制周期T_s结束。

7.如权利要求6所述的方法，其中，在每个调制周期T_s期间，根据以下等式多次导出所述驻留时间值T₀到T₂：

\{\begin{matrix} T_{1} = m_{a} \sin (π / 3 - θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{2} = m_{a} \sin (θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{0} = T_{s} - T_{1} - T_{2} \end{matrix},

其中θ_sec是扇区内电流参考向量I_ref的角位移。

8.一种用于操作多个开关器件以变换电力的控制***，其特征在于，所述控制***包括：

空间向量调制部件，其根据连续系列的空间向量调制周期T_s的每一个空间向量调制周期T_s中多个驻留时间值T₀到T₂，通过空间向量调制来提供多个开关控制信号；所述空间向量调制部件能够操作以在每个调制周期T_s期间多次采样电流参考向量I_ref，并且针对电流参考向量I_ref的每个采样，根据与在电流空间向量图扇区中表示期望变换的交流的所述电流参考向量I_ref相关的调制指数m_a和角θ导出所述驻留时间值T₀到T₂，以有选择地提供与定义电流图扇区的三个图向量相对应的三个开关状态。

9.如权利要求8所述的控制***，其中，所述空间向量调制部件根据向量切换序列提供所述开关控制信号，所述向量切换序列具有在每个空间向量调制周期T_s中持续的零向量I₀，具有在所述驻留时间T₀到T₂处的向量之间的切换，并且其中，一旦选择所述零向量I₀，则所述开关控制***根据所述零向量I₀维持开关控制信号，直到所述空间向量调制周期T_s结束。

10.如权利要求8所述的控制***，其中，所述空间向量调制部件根据向量切换序列提供所述开关控制信号，所述向量切换序列具有零向量I₀，以及第一非零向量I_a和第二非零向量I_b，在每个空间向量调制周期T_s中，零向量I₀被应用时间T₀，第一非零向量I_a被应用时间T₁，并且第二非零向量I_b被应用时间T₂，其中，所述空间向量调制部件能够操作以在每个调制周期T_s期间多次采样所述电流参考向量I_ref，并且根据以下等式导出驻留时间值T₀到T₂：

\{\begin{matrix} T_{1} = m_{a} \sin (π / 3 - θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{2} = m_{a} \sin (θ_{\sec}) T_{s} \\ T_{0} = T_{s} - T_{1} - T_{2} \end{matrix},

其中θ_sec是扇区内电流参考向量I_ref的角位移。