CN101728962B - 开关变换器的整流器的控制装置 - Google Patents

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Abstract

用于开关变换器的整流器的控制装置；变换器通过输入电压供电，并且适合提供输出电流(Iout)。整流器(T1，T2)适合对变换器的所述输出电流进行整流，并且包括至少一个晶体管(T1)；控制装置(100，200，300)适合驱动所述至少一个晶体管。控制装置包括：第一部件(100)，适合识别每个变换器开关半周期的开始和结束以及测量其长度；第二部件(200)，适合生成用于在给定数量(n)的测量变换器开关半周期之后并且当变换器的输出电流(Iout)变成大于参考电流(Iref)时导通所述晶体管的信号(EN-SR)。

Description

开关变换器的整流器的控制装置
技术领域
本发明涉及开关变换器、具体为谐振变换器的整流器的控制装置。
背景技术
谐振变换器是强迫开关变换器的大类，其特征在于存在主动参与确定输入输出功率流的谐振电路。在这类变换器中，通过DC电压供电的、由电源开关桥或半桥(通常为功率MOSFET)组成的电路生成方波电压，将该方波电压施加到调谐为所述方波的基本频率的谐振电路。这样，由于其选择性特性，谐振电路主要响应这个基本分量以及在可忽略程度上响应高阶谐波。由此可见，可通过改变方波的频率、同时使占空比常数保持在50％来调制循环功率(circulating power)，并且根据谐振电路的配置，与功率流关联的电流和/或电压将具有作为正弦或分段正弦的模式。这些电压和/或电流经过整流和滤波，以便向负载供应DC电力。在干线网络应用中，因为依靠安全规程，向负载供应电力的整流器-滤波器***通过变压器耦合到谐振电路，变压器提供上述规程下所需的源与负载之间的隔离。如同在所有隔离网络变换器中那样，在这种情况下，通常也区分连接到输入源的初级侧(即，与变压器的初级绕组相关)和经由整流器-滤波器***向负载供应电力的次级侧(即，与变压器的次级绕组相关)。
目前，最广泛使用的谐振变换器之一是LLC谐振变换器，特别是半桥形式的。这个名称源自谐振电路采用两个电感器和一个电容器的事实。半桥形式的原理示意图如图1所示，其中由输入电压Vin供电并且由装置1驱动的两个晶体管M1、M2的半桥向包括电容器C、电感Ls和电感Lp的串联(series)供电，其中变压器10与电感Lp并联。变压器具有次级绕组，其中中心抽头连接到地GND，而次级绕组的端部连接到阴极连接在一起的整流器二极管D1和D2，以及连接到其上存在输出电压Vout的电容器C1和电阻R的并联。
除了谐振变换器的典型优点(没有陡波前的波形、由于“软”开关引起的电源开关的低开关损耗)之外，这种变换器具有优于采用仅具有两个无功元件的谐振电路的变换器的显著优点。实际上，所述LLC变换器能够工作在相对于输入电压和输出电流的大范围的操作条件，包括无负载条件、具有较小频率变化；它具有实现“软”开关操作的可能性，其中所有电源开关处于相对于输入电压和输出电流的所有操作条件。实际上，对于初级侧的功率MOSFET，具有零电压导通(ZVS-零电压开关)，因此具有零关联损耗，而对于次级侧的整流器，具有零电流导通和关断(ZCS，零电流开关)，因此没有反向恢复和与其关联的现象。初级侧功率MOSFET的关断开关损耗也相当低。此外，另一个优点是磁集成，即，将所有磁装置(电感和变压器)组合在单个物理组件中的可能性。
由于这类性质，这些谐振变换器的特征在于高变换效率(＞95％是可易于实现的)、工作在高频的能力、低EMI(电磁干扰)生成以及最后，高功率密度(它表示构建降低体积的变换***的可能性)。
在当前类型的变换器电路中，需要高变换效率和高功率密度，如同例如笔记本的AC-DC适配器的情况那样。LLC谐振变换器当前是最佳地满足这类要求的变换器。
但是，可实现的最大效率受到变换器的次级侧的整流器的损耗限制，它占总损耗的60％以上。
已知的是，为了显著降低与次级整流关联的损耗，可借助所谓的“同步整流”技术，其中一个整流器二极管由具有适当的低导通电阻的功率MOSFET取代，使得其上的电压降明显低于二极管上的电压降，并且通过在功能上与二极管等效的方式来驱动。这种技术广泛用于传统变换器中，特别是逆向和正向变换器中，对其还存在市场销售的专用集成控制电路。还存在将这种技术用于谐振变换器、特别是LLC变换器中的不断增长的迫切需要，以便尽可能多地增强其效率。图2示出具有次级同步整流器的形式的图1的变换器；在这种情况下，代替二极管D1和D2，存在通过两个信号G1和G2适当驱动并且连接在连接到地GND的中心抽头次级绕组的两个部分的端子之间的两个晶体管T1和T2，而C1和R的并联设置在次级绕组的中心抽头与地GND之间。从功能角度来看，与图1的示意图相比，不存在差别。在当前技术发展水平，不存在特别专用于驱动LLC谐振变换器的同步整流器的市场销售的集成控制电路。
为了驱动作为谐振变换器中的同步整流器的功率MOSFET T1和T2，有时利用借助于传统PWM控制变换器的方法，也就是说，基于其中同步整流器的驱动电压通过变压器的辅助绕组来获得的“自驱动”方式以及其中驱动初级侧功率MOSFET栅极的相同信号用于驱动次级侧的同步整流器的栅极的“初级驱动”方式。两种方法都存在主要缺点。在自驱动方式的情况下，驱动电压没有确定快速开关(特别是在关断时是必需的)的陡波前，使得由于延迟，在同步整流器中可观测到电流倒向。这些倒向通过充当虚负载，使输出电容器放电，由此增加输出电压纹波，并且削弱中-低负载时的效率，它是在给定与消耗的降低有关的最近法律的情况下具有几乎不容忽略的重要性的一个参数。另外，变压器和谐振电路中的电流状况(current regime)发生改变，并且在某些条件下，可观测到ZVS的损耗，具有由于功率MOSFET的结构固有的寄生双极晶体管的触发、范围从初级侧功率MOSFET中的功率耗散的中等增加到其破坏的结果。在“初级驱动”方式的情况下，变换器正确地起作用，只要各同步整流器中的电流的传导占用整个开关半周期(CCM，连续传导模式)。否则，也就是说，如果对次级绕组的电流传导仅占用开关半周期的一小部分(DCM，不连续传导模式)，则变换器不再正确工作。实质上，如果相同的信号用于初级侧MOSFET和同步整流器，则后者将保持导通，即使电流在完成半周期之前下降到零，从而导致电流的倒向连同上述缺点。这构成对变换器的操作能力的严重限制：为了避免工作在DCM，不仅存在工作在窄操作范围内的限制，而且还需要负载从不下降到低于某个最小值，因为像所有变换器那样，就在前面所述的意义上，LLC谐振变换器也趋向于在低负载下工作在DCM中。近来，已经开发更精炼的技术，目的在于改进这种特定拓扑结构中的次级同步整流器的驱动逻辑。在专利US7184280和US7193866中描述了这些技术的示例。在两种情况下，初级侧功率MOSFET和同步整流器的驱动信号由单个控制电路生成，这建立其相互关系。这类方法的基本缺点在于，驱动信号的一个或另一个必须跨越初级与次级侧之间的隔离势垒，因此需要使用附加变压器。除此之外，两种方法均没有考虑以下事实：次级二极管上(因而在适当控制时也在同步整流器中)的电流不仅在各开关半周期的最后部分而且还在初始部分可能为零。在US7184280中或多或少考虑的最后方面是当输出电流很低时暂缓同步整流并且将次级整流功能委托给用作同步整流器的功率MOSFET的体二极管或者与所述同步整流器反并联连接的肖特基二极管的合理性。实际上，对于低电流，与导通电阻上的传导关联的损耗的降低(与二极管上的损耗相比)通过用于驱动同步整流器的功率的损耗来抵偿。
发明内容
鉴于现有技术发展水平，本发明的目的是提供一种用于开关变换器的整流器的控制装置，该控制装置使整流器能够以自主方式来驱动，即，没有与提供开关变换器的晶体管的驱动信号的控制器的任何直接连接。具体来说，涉及谐振变换器的情况下，这避免使用附加变压器在初级-次级侧隔离势垒上传递驱动信号。
根据本发明，这个目的通过用于开关变换器的整流器的控制装置来实现，所述变换器通过输入电压进行供电并且能够提供输出电流，所述整流器适合对变换器的所述电流输出进行整流并且包括至少一个晶体管，所述控制装置适合驱动至少一个晶体管，其特征在于包括适合检测各变换器开关半周期的开始和结束并且适合测量其时长的第一部件，适合在变换器的给定数量的测量开关半周期之后并且当变换器输出电流变得大于参考电流时生成用于导通所述晶体管的信号的第二部件。
由于本发明，有可能提供一种用于开关变换器的整流器、具体是用于谐振变换器的控制装置，它允许所述整流器以从变压器的电流角度忠实再现整流器二极管的行为的方式被驱动。所述控制装置优选地能够自主识别变换器的低负载状况，并且在这种情况下暂缓整流器的驱动，以便降低关联损耗，而在输出电流增加时立即恢复驱动。
因此，所述控制装置肯定在尽可能广的操作条件范围上提高LLC类型谐振变换器的变换效率。
附图说明
通过以下仅作为非限制性示例在附图中所示的本发明的实施例的详细描述，本发明的特性和优点将变得清楚，附图包括：
图1是根据已知技术、具有中心抽头次级绕组和通过二极管的全波整流的LLC类型谐振变换器的简图；
图2是根据已知技术、具有中心抽头次级绕组和通过同步整流器的全波整流的LLC类型谐振变换器的简图；
图3示出根据本发明、用于开关变换器的整流器的控制装置的框图；
图4是图3的控制装置的块的更详细简图；
图5是图3的装置的另一个块的更详细简图；
图6是相对于图5的电路块的功能的状态机；
图7是图3的装置的另一个块的更详细简图；
图8是相对于图7的电路块的功能的状态机。
具体实施方式
参照图3，示出根据本发明的一种用于开关变换器的整流器、具体是谐振变换器、并且更具体是图2所示的LLC谐振变换器的整流器的控制装置。LLC谐振变换器通过电压Vin、优选地通过DC电压供电，并且包括变压器10和耦合到变压器10的LLC谐振网络(由电感Ls、Lp和电容器C组成)，变压器10具有初级绕组101和中心抽头次级绕组102；变压器提供变换器的输出电流Iout。包括两个晶体管T1、T2的整流器耦合到变压器10、具体是耦合到变压器的次级绕组102；更具体来说，晶体管T1和T2连接在中心抽头次级绕组102的两个部分的端子与地GND之间。所述变换器包括用于整流器的控制装置。
所述控制装置包括：块100，它能够检测各变换器开关半周期的开始和结束并且测量其长度；以及块200，适合于生成用于在变换器的给定数量n的测量开关半周期之后并且当变换器输出电流Iout变成大于参考电流Iref时导通晶体管T1或T2的信号EN-SR。控制装置优选地包括块300，它用于施加(impose)晶体管T1和晶体管T2的导通间隔的时长。
块100具有作为其输入参数的用作图2的LLC变换器中的同步整流器的功率MOSFET T1、T2的漏极端子两端的电压Vt1和Vt2，并且从块300接收指示在各开关半周期内上述块的操作状态的一组信号A0、A1...An。优选地，块100接收指示谐振变换器的操作或非操作状态的逻辑信号PG作为输入。电压Vt1和Vt2优选地可使用T1和T2的RDS(on)来读取，那是如图3所示与晶体管T1和T2的漏极端子串联连接的感测电阻器Rs。
块100的输出由一组信号B0、B1...Bn组成，它们可以是模拟和/或数字的，取决于块100的配置。每个半周期的开始和结束优选地通过适合将电压Vt1、Vt2与电压参考VR1、VR2进行比较的部件111、112来获得，其中假定VR2＞VR1，正如在图4中可看到。对于Vt1＜VR1且Vt2＞VR2，将会存在当前半周期的开始(It is imposed that withVt1＜VR1 and Vt2＞VR2there will be the start of the current half-cycle)，其中晶体管T1可导通而晶体管T2必须保持截止，并且存在前一个半周期的结束，其中T2可能已经导通而T1已经保持截止；对于Vt2＜VR1且Vt1＞VR2，还将会存在当前半周期的开始，其中晶体管T2可导通而晶体管T1保持截止，并且存在前一个半周期的结束，其中T1可能已经导通而晶体管T2已经保持截止。接收比较部件111和112的输出的部件113适合于在出现指示为第一和第二条件的上述条件的一个或另一个时生成有限时长的脉冲信号B0，其中脉冲B0的前沿FS解释为当前传导半周期的结束，而脉冲B0的后沿FD解释为下一个传导半周期的开始。如同受关注的每隔一个时间间隔那样(like every other timeinterval of interest)，每个半周期的时长(例如整流器传导周期或者半周期的某个部分的时长)可使用已知技术的任何技术来测量，例如使用与脉冲B0或者与在脉冲B0的前沿FS重置且在所述脉冲的后沿FD释放(release)的模拟斜波(ramp)同步的高频时钟。
块200具有基于外部信号Vt1、Vt2和块100始发的信号B0、B1...Bn来确定分别在上述第一和第二条件下同步整流器T1和T2是否必须导通的功能。为了避免变换器行为的不对称性，优选的是，块200的逻辑使得当晶体管T1在出现第一条件时已经导通，晶体管T2在出现第二条件时将同样导通，而当T1保持在关断状态时，T2也必须保持在关断状态。这确保两个同步整流器MOSFET的对称行为，并且抵消(counteract)LLC半桥扩大其操作中的任何不对称性的效果的自然趋势。块200的输出是逻辑信号EN-SR，它确定晶体管T1和T2在其相应周期是可导通还是必须保持在关断状态。
块200的操作可通过图5所示的简图和图6的状态机来定义。
当信号PG为低时，块200将关断，因为没有向它充分供电或者因为来自外部的强制禁用；这种状态对应于图6的状态机的状态19。当装置接通、即具有高信号PG时，由于向它正确供电和/或使它外部启用以便进行操作，因此，所有内部电路将接通，参考电压被生成并且将调整到其稳态值；这种状态对应于图6的状态机的状态20。具有高信号PG的块100将变为活动，准备识别变换器开关周期并且测量每个半周期的时长。块100还包括部件115(图4)，它能够计算已经由块100识别和测量的变换器开关周期的给定数量n(其中n为正整数)；一旦n个变换器开关周期已经被测量，信号B2将被传送给块200，它处于状态30，即，其中块200接通但处于非操作条件的状态。
块200包括用于检验变换器输出电流Iout是否大于给定参考电流Iref的部件202。为了检验是否Iout＞Iref，可使用部件203或204所实现的两个标准。部件203能够参照晶体管T1来测量半周期的开始与晶体管T1的体二极管开始传导的时刻之间经过的时间间隔Td变为比预定时间Tt1更短的时间，预定时间Tt1又可等于开关半周期THC的时长的预定分数(fraction)α。而部件204能够又参照晶体管T1来测量晶体管T1的体二极管开始传导的时刻与它停止传导的时刻之间经过的时间间隔Tc是否超过预定时间Tt2，预定时间Tt2又可等于开关半周期THC的时长的预定分数α。有可能参照晶体管T2以相同的方式进行操作。时间间隔Td和Tc由块100经由部件114来提供，并且在信号Bo、B1..Bn之间。
在已经测量n个开关周期并且已经检验Iout＞Iref之后，块200将经由块205发出逻辑信号EN-SR，即，将使它成为高逻辑电平；块300将接收所述信号EN-SR，并且实现晶体管T1或T2之一的导通。与信号EN-SR的发出对应的状态是状态40。
在其中开关半周期的时长用作比较项的优选情况下，有可能在完成测量所观测的时间间隔(Td或Tc)时使用前一个半周期的时长作为THC而将EN-SR设置成高，或者在完成当前半周期时将EN-SR设置成高，在这种情况下，Td或Tc的测量将保存在存储器中，并且将使用刚获取的THC值。
当输出电流Iout变为低于电流Iref时发生的信号EN_SR的高-低转变而是可根据同样反映用于确定其低-高转变的那些标准的标准并且采用相同的部件203或204来确定：也就是说，在半周期的开始与体二极管(body diode)T1开始传导的时刻之间经过的时间间隔Td超过预定时间、或者优选地超过开关半周期THC的时长的预定分数α时，或者在体二极管TR1开始传导的时刻(或者备选地当T1导通的时刻)与T1关断的时刻之间经过的时间间隔Tc变为小于预定时间、或者优选地小于开关半周期THC的时长的预定分数α时。
优选的是等待给定时间段，即，优选的是，信号EN-SR从高转变到低或者反之的条件没有根据Td或Tc对单个开关周期中的THC的百分比的比较结果出现(on the basis of the result of the comparison Td orTc versus a percentage of THC in a single switching cycle)，而是对某个数量的开关周期确认所述结果。这通过部件206来实现，部件206配置成等待直到对于给定数量n2(其中n2为正整数)的开关周期检验到条件Iout＞Iref。
同样优选的是，考虑开关周期的所述数量，所述数量按照信号EN-SR是从低转变到高还是从高转变到低而不同(said number ofswitching cycles be different according to whether the transition of thesignal EN-SR from low to high or its transition from high to low isconsidered)。同步整流器的禁用与变换效率、因而与稳态有关(regard)，而其启用也涉及与变换器的动态特性有关的方面(对负载变化的瞬时响应)。
因此，希望的是信号EN-SR从高到低的转变在对于n1个连续开关周期满足条件Td＞α·THC(或者Tc＜α·THC)时发生，而信号EN-SR从低到高的转变在对于n2个连续开关周期满足条件Td＜α·THC(或者Tc＞α·THC)时发生，其中n2＜n1。开关周期的数量n1和n2的测量经由部件206来获得。
有可能的是，变换器可通过间歇方式起作用。在这种情况下，如果半桥停止开关，则在次级侧，电压Vt1和Vt2的转变波前将不再存在。因此，希望的是，如果块100没有接收到同步信号(并因此不再存在脉冲B0的生成)，则迫使信号EN-SR为低。这可或者通过使用“超时”(例如，当不存在比预定时间更长的时间的脉冲B0时)，或者通过在各传导半周期结束时使信号EN_SR成为低，然后在接收到同步信号B0并且Iout＞Iref时使它又成为高来实现。
块300具有基于外部信号Vt1、Vt2和PG、块200始发的信号EN-SR和块100始发的信号B0、B1...Bn来控制同步整流器T1和T2必须导通多少时间的功能。为了避免变换器行为的不对称性，优选的是，块300的逻辑使得当晶体管T1在出现第一条件时已经导通，晶体管T2在出现第二条件时同样导通，而当T1保持在截止状态时，T2也必须保持在截止状态。
块300的操作可通过图7所示的方案和图8中仅参照晶体管T1的状态机来定义。
当信号PG为低时，块300将关断，因为没有向它充分供电或者因为来自外部的强制禁用；这种状态对应于图7的状态机的状态11。
从状态11，当检测到T1的漏极的电压Vt1超过参考值VR2时存在到状态12的转变，并且这种状态在完整的下一个开关半周期将持续，其中T2可进行传导。从状态12，在脉冲B0的前沿、即当在出现条件Vt1＜VR1和Vt2＞VR2时识别下一个半周期的开始时，将存在到状态13的转移(passage)。在这种状态所花费的时间中，块300将经由部件301向块100传送重置脉冲A0，以便在获取刚确定的开关半周期的时长之后重置块100的所有时间测量电路114、115。
在脉冲B0的后沿，发生到状态14的转移。
块300包括部件302，它适合于采用信号A1来关断装置，即用于如果检测到电压Vt2变为低于参考值VR2，则从状态14转回到状态11。如果发生这种情况，则表示次级电压由于某种原因而倒向，并且T2在电压Vt2变为低于VR1时立即导通。为了避免两个同步整流器同时传导，晶体管T1未导通(互锁逻辑)。
当信号EN-SR＝1并且当检测到关联晶体管T1的体二极管导通时，发生到状态15的转移。块300包括部件303，它能够感测与晶体管T1关联的体二极管导通；这种部件303将电压Vt1与负参考Vneg(例如-0.5V)进行比较，并且传递输出信号A2。可通过相同方式检测到晶体管T1的体二极管的传导的停止。
为了确保晶体管T1的体二极管由于尖峰(spike)而未导通，优选的是当对于至少预定时间段TH确认导通条件时发生到状态15的转移；这通过同一个部件303来确保。TH的值表示掩蔽尖峰的必要性与没有过度延迟晶体管T1的导通的必要性之间的折衷，这将增加传导损耗并且损害效率。
状态在最少时间TONmin保持在状态15，在此期间，栅极驱动器G1无疑将为高，并且晶体管T1相应地无疑将会导通；在这个时间结束时，发生到状态16的转移。
从这个状态，在信号PG为低或者电压Vt2变为低于参考值VR2(互锁逻辑)或者电压Vt1变为正或零的情况下，有可能向状态11演进；电压Vt2与电压VR2之间的比较经由块100的比较部件112进行。
从状态16到状态17的转变由块100在预定时间Ts之后驱动，预定时间Ts又可等于晶体管T1或晶体管T2的前一个开关半周期的百分比。时间Ts由同一个部件115来设置。
从状态17，如果电压Vt1变为正或零(同步整流器中的电流的倒向)，或者如果Vt2变为低于参考值VR2(互锁逻辑)，则状态可演进到状态11；否则，它可演进到状态18或状态19。关于待实行的转变的判定将在块100传送信号Tm时进行，信号Tm从部件115始发并且对应于开关半周期的时长的一半。在这个时刻，经由部件305将电压Vt1与接近零(例如-25mV)的负参考值Vth进行比较。
如果电压Vt1＜Vth，则将存在到状态18、否则到状态19的转变。在开关半周期的中间点，晶体管T1上的电流尚未达到峰值，因此仍然在上升。因此，当晶体管T1上的电流属于引起大于作为晶体管导通时的漏极和源极端子之间的电阻的其电阻RDSon两端的|Vth|的电压降的充分实体时将达到状态18，而当T1上的电流不属于充分实体并且其RDSon两端的电压低于|Vth|时将达到状态19。假定在前一种情况下，变换器工作在关联高电流状况的模式之一，其中电流导数(currentderivative)也相当高，而在后一种情况下，它工作在关联低电流状况的模式之一，其中也较少强调导数。
在第一种情况(Vt1＜Vth)下，为了避免T1中的电流倒向或使T1中的电流倒向为最小，建议相对于电流实际下降为零的时刻预先使后者关断；进行这个操作，以便考虑零和T1关断感测电路的不可避免的传播延迟。实际上，在这种情况下，T1将关断，并且当Vt1＞Vth时将从状态18转移到状态11。
在第二种情况(Vt1＞Vth)下，传播延迟的影响受到更大限制，并且因此认为不需要预先使T1关断；T1将在零感测电路检测到标记从状态19到状态11的转移的事件Vt1≥0时立即关断；因此，块300包括部件306，它用于接收来自部件305的输出信号，以及如果晶体管T1的电阻RDSon两端的电压降大于|Vth|，则能够通过信号Gloff使晶体管T1关断。判定的这种区分的优点在于，在中间负载下，晶体管T1的传导将不会过早结束(时间段的中间)，正好损失电流为最大的部分。显然，从状态18或者从状态19开始，条件Vt2＜VR2(互锁逻辑)的检测将在任何情况下通向状态11。
相对于同步整流器T2的控制的判定过程可通过与对于晶体管T1所考虑的相同的状态机来描述，除了可能在其周期中没有更新信号EN-SR的事实。
根据本发明的控制装置可用于其中需要对变换器的输出电流进行整流的开关变换器的任何整流器。

Claims (14)

1.用于开关变换器的整流器的控制装置，所述变换器采用输入电压供电并且提供输出电流(Iout)，所述整流器对所述变换器的所述输出电流(Iout)进行整流并且包括至少一个晶体管(T1)，所述控制装置驱动所述至少一个晶体管，其特征在于所述控制装置使所述整流器能够以自主方式被驱动，且所述控制装置包括用于检测所述变换器的各开关半周期的开始和结束以及测量其时长的第一部件(100)，用于在所述变换器的第一预定数量的测量开关半周期之后并且当所述变换器的所述输出电流(Iout)大于参考电流(Iref)时生成用于所述晶体管的导通的信号(EN-SR)的第二部件(200)。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述变换器是谐振变换器，并且包括具有初级和次级绕组的变压器(10)和耦合到所述变换器的所述初级绕组和所述输入电压的谐振网络，所述次级绕组属于中心抽头类型并且与所述整流器耦合，所述整流器包括至少一个单整流晶体管对(T1，T2)，该晶体管对的各晶体管提供有体二极管，所述控制装置驱动所述晶体管对以及生成用于使所述晶体管对中的一个晶体管(T1)导通的信号。
3.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，包括用于在所述第二部件的输出处接收所述导通信号(EN-SR)并且用于设置所述晶体管的导通时刻和关断时刻的第三部件(300)。
4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述第三部件(300)确定当导通晶体管的电流通路的端子之间所检测的电压(Vt1)低于给定电压(Vneg)时的所述晶体管的所述导通时刻。
5.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述第三部件(300)确定自检测到导通时刻的时间延迟段之后的所述晶体管的所述导通时刻。
6.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述第三部件包括其它部件(305)，该部件用于当所述导通晶体管的电流通路的端子之间所检测的电压在对应于所述开关半周期的时长的一半的时刻(Tm)低于另一个给定电压(Vth)时关断所述控制装置。
7.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，所述晶体管对包括第一(T1)和第二(T2)MOSFET晶体管，所述第一部件(100)包括用于检测所述晶体管对的漏极端子的输入电压的部件(Rs)以及用于将所述漏极端子的输入电压与第一(VR1)和第二(VR2)参考电压进行比较的部件(111，112)，其中所述第二参考电压(VR2)高于所述第一参考电压(VR1)，所述第一部件(100)用于当所述第一MOSFET晶体管(T1)的漏极端子的输入电压(Vt1)低于所述第一参考电压(VR1)而所述第二晶体管(T2)的漏极端子的输入电压(Vt2)高于所述第二参考电压(VR2)时、或者当所述第二MOSFET晶体管(T2)的漏极端子的输入电压(Vt2)低于所述第一参考电压(VR1)而所述第一MOSFET晶体管(T1)的漏极端子的输入电压(Vt1)高于所述第二参考电压(VR2)时向所述第二部件(200)发送脉冲(B0)。
8.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述第一部件(100)包括用于测量所述脉冲(B0)的时长的部件(115)。
9.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，所述第二部件(200)确定当所述变换器的开关半周期的开始时刻与其中所述至少一个晶体管的体二极管开始传导的时刻之间的时间段(Td)小于给定时间段(Tt1)时，所述变换器的输出电流(Iout)是否变为高于参考电流(Iref)。
10.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，所述第二部件(200)确定当其中所述至少一个晶体管的体二极管开始传导的时刻与其中所述体二极管停止传导的时刻之间的时间段(Tc)大于给定时间段(Tt2)时，所述变换器的输出电流(Iout)是否变为高于参考电流(Iref)。
11.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，所述第二部件(200)包括用于当所述变换器的输出电流变为低于所述参考电流时使所述导通的晶体管关断的部件。
12.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，所述第二部件当所述变换器的输出电流(Iout)在所述变换器的第二预定数量的测量开关半周期保持为高于所述参考电流(Iref)时生成所述导通信号(EN-SR)。
13.开关谐振变换器，具有输入电压并且包括用于提供所述变换器的输出电流的变压器(10)，所述变压器(10)包括初级和次级绕组以及耦合到所述变压器的所述初级绕组以及所述输入电压的谐振网络和耦合到所述次级绕组并且用于对所述变换器的所述输出电流进行整流的整流器，所述次级绕组属于中心抽头类型，以及所述整流器包括至少一个单整流晶体管对(T1，T2)，所述变换器包括根据以上权利要求的任一项所述的整流器的控制装置。
14.开关变换器的整流器的控制方法，所述变换器采用输入电压供电并且提供输出电流(Iout)，所述整流器对所述变换器的所述输出电流(Iout)进行整流并且包括至少一个晶体管(T1)，所述控制装置驱动所述至少一个晶体管，其特征在于所述控制装置使所述整流器能够以自主方式被驱动，且所述方法包括检测所述变换器的各开关半周期的开始和结束并且测量其时长，在所述变换器的第一预定数量的测量开关半周期之后以及当所述变换器的所述输出电流(Iout)大于参考电流(Iref)时生成用于所述晶体管的导通的信号(EN-SR)。
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