CN101714820A - 低压供电多路输出电源 - Google Patents

Abstract

本发明提供的低压供电的多路输出电源包括滤波电路，功率转换电路，输出整流高频滤波电路，低压差稳压器，采样电路，反馈隔离电路，控制电路，以及自启动和辅助电源电路，输入电压经滤波电路、功率转换电路、输出整流高频滤波电路，低压差稳压器转换为三路输出电压；或输入电压经功率转换电路、输出整流高频滤波电路，采样电路，反馈隔离电路与控制电路连接；自启动和辅助电源电路设置于滤波电路与控制电路之间；功率转换电路经电流采样与控制电路连接，控制电路产生驱动信号与功率转换电路连接。解决现有调制器***电路设计复杂、稳定度低的技术问题，具有设计合理、实用性高等优点。

Description

低压供电多路输出电源

技术领域

本发明一种电源，具体涉及一种低压供电的多路输出电源。

背景技术

在电子产品中，电源必不可少，但在大多数分布式电源***、低压供电***中，开关电源目前广泛使用的双极型电压控制型脉宽调制器，存在着***电路设计复杂、稳定度低等缺点。

发明内容

为了解决现有调制器***电路设计复杂、稳定度低的技术问题，本发明提供一种低压供电的多路输出电源。

本发明的技术方案如下：

本发明提供的低压供电的多路输出电源包括滤波电路，功率转换电路，输出整流高频滤波电路，低压差稳压器，采样电路，反馈隔离电路，控制电路，以及自启动和辅助电源电路，所述输入电压经滤波电路、功率转换电路、输出整流高频滤波电路，低压差稳压器转换为三路输出电压；或输入电压经功率转换电路、输出整流高频滤波电路，采样电路，反馈隔离电路与控制电路连接；所述自启动和辅助电源电路设置于滤波电路与控制电路之间；所述功率转换电路经电流采样与控制电路连接，所述控制电路产生驱动信号与功率转换电路连接。

上述功率转换电路为单端正激式变换电路；所述单端正激式变换电路输出的一路为闭环，其它输出为开环。

上述控制电路选为第三代CMOS技术的电流控制型脉宽调制电路。

上述单端正激式变换电路输入电压为8V～40VDC，输出直流为+5V/3A，±15V/0.5A，+10V/0.5A。

本发明的优点如下：

1、该电源是基于某无人机型号要求研制的低压供电多路输出电源，它使用的BICOMS电流控制型脉宽调制器(PWM)比双极型电压控制型有明显的优势。首先，降低了PWM启动电流和工作电流、简化了电路设计；第二，由于BICOMS的高速性，从而减小了关断MOSFET的时间延迟，提高了电源的可靠性；第三，由于先进的前沿消隐技术，降低了噪声敏感度。同时输出端采用的耦合电感与独立电感相比，除减小体积、重量外，还提高了负载动态性能和交叉调节性能，减小了纹波。该电源达到的性能，在国内外同类产品中处于领先地位。目前已广泛应用于我所研制配套的机载、弹载各系列计算机中。其设计合理、实用性高、易于推广应用。

2、该电源采用BICMOS电流控制型技术，大大简化了电路的设计，降低了成本、提高了可靠性。采用耦合电感除减小体积、重量外，提高了负载动态性能和交叉调节性能。通过实际产品验证，电源性能稳定，只需按本电源设计方法，适当改变参数，即可研制出各种不同输出电压的电源，

附图说明：

图1为本发明电源结构框图；

图2为辅助电源电路图，其中(a)为简化前，(b)为简化后；

图3为电流检测电路图，其中为(a)简化前，(b)简化后；

图4为带前沿消隐后电流检测波形图；

图5为正激式变换器常见磁复位电路图；其中

图6为满载时脚6输出矩形波图；

图7为主辅路全满载时开关管的V_DS波形图。

具体实施方式：

参见图1，本发明提供的低压供电的多路输出电源，包括滤波电路，功率转换电路，输出整流高频滤波电路，低压差稳压器，采样电路，反馈隔离电路，控制电路，以及自启动和辅助电源电路，所述滤波电路经功率转换电路、输出整流高频滤波电路，低压差稳压器，采样电路，反馈隔离电路与控制电路连接，或经功率转换电路、输出整流高频滤波电路，采样电路，反馈隔离电路与控制电路连接；所述自启动和辅助电源电路设置于滤波电路与控制电路之间；所述功率转换电路经电流采样与控制电路连接，所述控制电路经驱动后与功率转换电路连接。功率转换电路为单端正激式变换电路，所述单端正激式变换电路输出的一路为闭环，其它输出为开环。控制电路选为第三代CMOS技术的电流控制型脉宽调制电路。单端正激式变换电路输入电压为8V～40VDC，输出直流为+5V/3A，±15V/0.5A，+10V/0.5A。

其中，控制电路选用电流控制型脉宽调制器(PWM)芯片---UCC3800系列，该系列与目前广泛使用UC3842/43管脚完全兼容且功能进一步完善。其主要特点为：低的启动电流、工作电流；内部软启动；自稳定Vcc电压；前沿消隐；故障条件下全周期复位；减小了传导延迟。

功率转换电路的主要作用是实现能量转换和隔离。该电源的功率转换电路选择适合低压直流供电的单端正激式变换电路。选择单端正激式变换电路的优点为：只采用一个功率MOS场效应管开关元件，简化了驱动电路及功率转换电路的设计；降低了产品的成本，提高了产品的可靠性；变压器设计简单，易于加工。

参见图2，简化了启动电路和Vcc电源的设计，普通双极型电压控制型PWM芯片，通常需要较复杂的辅助电源电路供电，如图2(a)所示。由于BICMOS PWM芯片具有低的启动电流，当输入电压高于12V时，可采用RC电路实现自启动，简化后的辅助电源电路如图2(b)所示。

由于PWM芯片内部稳定Vcc，电阻R₁可以起到限流的作用。该电流限制在10mA以内，电阻由(1)式计算。

R₁＝(Vin-13.5)/0.01A    (1)

式中：R₁是图3(b)中限流电阻；Vin是电源输入电压；13.5V是PWM芯片的工作电压，即Vcc。

参见图3，芯片内部100ns前沿消隐电路的设计，简化了电流检测电路的设计，无需电流检测用的RC滤波网络，提高了电流采样的抗干扰能力，消除了高次谐波干扰。采用BICOMS PWM后的电流检测电路如图3(b)所示。图4为带前沿消隐电路后的电流检测实测波形。

参见图5，功率转换电路中磁通复位电路的选用和设计是关键。常见的复位电路有：(1)磁通复位绕组[图5(a)]；(2)RCD箝位电路[图5(b)]；(3)LCD无损耗箝位电路[图5(c)]；(4)有源箝位[图5(d)]。复位电路(1)使变压器的结构复杂化，且开关管关断时，漏感会引起较大关断电压尖峰。复位电路(2)当功率开关管导通能量向次级传递时，由于变压器漏磁储存的能量，在开关管关断时在电阻R上将此能量消耗。这种电路工作效率低、箝位电压为输入电压的两倍。复位电路(3)利用电感、电容谐振来箝位开关管关断电压，箝位电压低，损耗比RCD箝位电路小。复位电路(4)是一种适合高频、高效率工作的磁复位技术，它由一个辅助开关管和一个箝位电容组成，并联在变压器初级绕组两端。通过控制辅助开关管的导通时间进行磁复位，其缺点是电路复杂、成本高。通过对这四种磁复位电路的比较，选用LCD无损耗箝位电路。

设计功率变压器的具体情况如下：

1、磁芯的选用

根据厂家的磁芯材料手册給出的输出功率与磁芯尺寸的关系，本电源选用GU26×16型磁芯，其有效截面积A_e为0.959cm²。

2、计算匝比

U₀＝U₀₁+U_D+U_L＝5.0+0.5+0.2＝5.7V    (2)

式中：U₀为N₂输出电压；

U₀₁为5V主路输出电压；

U_D为整流管正向压降，取0.5V；

U_L为电感上压降，取0.2V。

$n_{12}=\frac{N_1}{N_2}=\frac{U_{1\min }}{U_{2\min }}=\frac{8}{11.4}=0.7---\left(3\right)$

式中：n₁₂为主路原副边匝比；

U_1min为电源最低输入电压；

$U_{2\min }=\frac{U_0}{D_{\max }}=11.4V$ (D_max为最大占空比，取0.5)；

实际取n₁₂＝8∶11。

3、计算主路副边匝数

$N_2=\frac{U_{2\min }{T}_{\mathrm{on}\max }}{\mathrm{\Δ}{\mathrm{BA}}_e}\×{10}^2=11.89---\left(4\right)$

式中： $T_{\mathrm{on}\max }=T_S{D}_{\max }=\frac{D_{\max }}{f_s}=5\mathrm{\μS}$ (f_S为电源工作频率，选100KHZ)；

ΔB为磁通增量，选500GS；

A_e为磁芯有效截面积。

实际取N₂＝12匝。

4、计算原边匝数

N₁＝N₂×n₁₂＝8.7    (5)

实际取N₁＝9匝。

5、计算其余三个辅路副边匝数

$N_3=N_4=N_2\×\frac{U_{02}+{U^{\′}}_D+{U^{\′}}_L}{U_0}=33.89---\left(6\right)$

式中：U₀₂为+15V辅路输出电压，

U′_D为整流管正向压降，取0.9V；

U′_L为电感上压降，取0.2V。

实际取N₃＝N₄＝34匝。

用相同的方法计算出+10V辅路副边匝数N₅＝24匝。

绕制时由于原边、主路副边电流较大，为减小漏感，分别采用双线并绕法及四线并绕法。

对输出耦合电感具体分析与设计如下：

针对本电源多路输出的具体情况，输出滤波电感不宜采用独立电感，而应采用耦合电感，即将四路的输出滤波电感绕在一个磁芯上，只有+5V主电路受控，输出特性较好，而±15V、+10V三路分别用三端稳压器稳压。

1、耦合电感对电源性能的影响

采用耦合电感与分立的滤波电感相比，减小了体积和重量，在电性能方面有如下优点：

a)采用耦合电感后，各路输出电感量中增加了其他几路电感电流的变化项，增大了滤波电感值，减小了输出纹波电压；

b)有利于改善电源的动态性能。采用耦合电感，每路电压的变化会引起其他各路输出电压的同样变化趋势，有利于电路的控制，也保证了电路有比较好的动态性能。

c)对负载交叉调节性能的影响。采用耦合电感能减小输出电流脉动，扩宽电路连续模式的范围，减小临界连续电流，从而减小断续与连续模式输出电压间差距或使负载交叉调节性能落在连续模式工作范围，改善了多路输出电源的负载交叉调节性能。

2、设计与计算

结合该多路输出电源电路，对耦合电感的磁芯材料、性能进行了分析比较，最终选用进口磁粉芯，这种材料本身内部有气隙。

选择电感的匝数要满足电感的匝数比等于主变压器的输出绕组的匝数比。如果耦合电感的匝数比不能保证与变压器的匝比相等，则在各路输出电压之间会存在附加的电流流动，从而在其输出产生很大的纹波。为了减小漏感，采用了均匀绕制的方法，结合主功率变压器匝比的关系，耦合电感的绕组共有4个，分别为+5V输出滤波电感、±15V输出滤波电感、+10V滤波电感，匝比关系为： $\frac{N_{15V}}{N_{5V}}=\frac{17}{6},$ $\frac{N_{10V}}{N_{5V}}=2.$

首先确定输出滤波电感值。

$L=\frac{U_{2\min }-U_D-U_{0\max }}{\mathrm{\Δ}{I}_L}{T}_{\mathrm{on}\max }---\left(7\right)$

式中：U_2min为副边线圈最小电压；

U_D为整流管正向压降，取0.5V；

U_0max为最大输出电压；

ΔI_L为输出电感的电流变化值，取输出电流的

10％～30％。

然后依据式(8)确定电感匝数，

$N_L=\frac{{\mathrm{LI}}_{\mathrm{SP}}}{B_{\mathrm{MAX}}{A}_e}---\left(8\right)$

式中：I_SP为电感电流最大峰值；

B_MAX为磁路磁通密度最大值。

最后再分配到各支路，根据各路实际电流和次级匝比得到各线圈匝数和尺寸。实际取+5V输出滤波电感匝数为14匝，±15V输出滤波电感匝数各为40匝，+10V输出滤波电感匝数为28匝，输出负载交叉调节率达到0.8％，纹波电压值也仅为100mv。

据体实验结果如下：

1)电路设计的主要参数：BICMOS电流控制型多路输出电源主要参数为：输入直流电压范围：8V-40VDC；输出直流电压：+5V/3A，±15V/0.5A，+10V/0.5A；输出总功率：35W；工作频率：100KHZ。

2)实验波形参见图6-图7，

3)该电源已经达到了如下技术指标(±15V，+10V均为三端稳压器后实测指标)：

负载调整率：+5V    0.1％；

+15V    0.1％；

-15V    0.1％；

+10V    0.1％；

电压调整率：≤0.1％；交叉调节：0.8％；输出纹波电压峰峰值：V_P-P≤100mv；

效率：75％；外形尺寸：103.4mm×93.5mm×30.2mm；也具有输出过流、短路、过压保护功能。

Claims (4)

1.一种低压供电的多路输出电源，包括滤波电路，功率转换电路，输出整流高频滤波电路，低压差稳压器，采样电路，反馈隔离电路，控制电路，以及自启动和辅助电源电路，所述输入电压经滤波电路、功率转换电路、输出整流高频滤波电路，低压差稳压器转换为三路输出电压；或输入电压经功率转换电路、输出整流高频滤波电路，采样电路，反馈隔离电路与控制电路连接；所述自启动和辅助电源电路设置于滤波电路与控制电路之间；所述功率转换电路经电流采样与控制电路连接，所述控制电路产生驱动信号与功率转换电路连接。

2.根据权利要求1所述的低压供电的多路输出电源，其特征在于：所述功率转换电路为单端正激式变换电路；所述单端正激式变换电路输出的一路为闭环，其它输出为开环。

3.根据权利要求1或2所述的低压供电的多路输出电源，其特征在于：所述控制电路选为第三代CMOS技术的电流控制型脉宽调制电路。

4.根据权利要求3所述的低压供电的多路输出电源，其特征在于：所述单端正激式变换电路输入电压为8V～40VDC，输出直流为+5V/3A，±15V/0.5A，+10V/0.5A。

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