CN101707579B - 连续相位调制频域均衡调制解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，该方法可用于频率选择性衰落信道中。连续相位调制信号的产生包括映射、调制、***循环前缀；连续相位调制信号的解调包括接收经历了频率选择性衰落信道下的信号，移除循环前缀、正交分解、信道估计、频域信道均衡、变换回时域后维特比译码。本发明通过正交分解的方法，消除CPM自身的相关性，后将其变换到频域做信道估计与均衡，大大的降低了复杂度，尤其是在频率选择性衰落信道下。本发明通过频域均衡的方法可以有效的抵消信道的影响，消除信道影响带来的码间干扰，因此可以工作在频率选择性衰落信道下。

Description

连续相位调制频域均衡调制解调方法

技术领域

本发明涉及信号调制解调技术，特别地，涉及一种连续相位调制频域均衡调制解调方法。

背景技术

CPM(连续相位调制)信号具有很好的恒包络特性，这使得它经过高效的非线性功放放大而不受影响，功率效率高。同时，CPM调制信号具有连续相位的特性，没有相位突变，从而没有高频分量。因此，CPM信号频谱紧凑，其频带利用率较高。在同样的码元速率下，CPM信号的带宽比普通FSK和PSK调制都要小一些。CPM调制信号由于其良好的恒包络特性、高功率效率、高频谱效率，得到了广泛的应用。

随着通信技术的发展，以及通信业务的需求变得更加多样化，对通信的带宽要求越来越高。在无线信道传输中，宽带信号比窄带信号经历的衰落要大很多，为频率选择性信道，因此，抗衰落技术的选取十分重要。在衰落信道条件下，CPM最佳的时域均衡技术是采用维特比算法的最大似然序列估计(MLSE)方法，MLSE在信道弥散长度变长的情况下有非常高的复杂度，即使是使用降低复杂度的延迟判决反馈序列估计方法(DDFSE)，仍然具有很高的复杂度，这样，寻求CPM的频域均衡显得很有意义。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，该方法可用于频率选择性衰落信道中。

包括如下步骤：

1)从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号或训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器；

2)每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号；

3)将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落；

4)接收衰落后的连续相位调制信号，移除循环前缀，得到经历衰落的训练字符号块和数据符号块，用存储于本地的正交基对每个训练字符号块或数据符号块做正交分解；

5)正交分解之后，把训练字符号块变换到频域做信道估计，数据符号块则根据信道估计结果，在频域上做均衡，去除信道干扰的影响后再变换回时域；

6)均衡后变换回时域的数据符号块送进维特比译码器解调得到源序列。

所述的从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号或训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器的步骤为：

1)将从数据源获得的二进制序列a_n映射为数据符号序列I_n，具体是将1映射为+1，0映射为-1；

2)每252个数据符号I_n和4个归零符号组成一个数据符号块，数据符号块的长度为256；

3)每隔20个数据符号块***一个训练字符号块，以训练字符号块为起点组成帧结构，训练字符号块仍然是由长度为252的训练字符号和4个归零符号组成；

4)每个符号块依次进入连续相位调制器，在每个符号块的起点相位为0，同时每个符号块的第231(256-25)个符号处相位也为0，连续相位调制信号波形表达式为其中

$\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^t\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$ 为成形函数，I_n为数据符号块或训练序列符号块，

h＝0.5。

所述的每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号的步骤为：

1)循环前缀长度的大小要大于信道最大的弥散长度，设定频率选择性衰落信道的弥散长度最大为25个符号，故循环前缀的长度设定为25个符号；

2)在第229(256-25-2)个符号处将相位归零，这将用掉2个相位归零符号；

3)在每个符号块的末尾，需要加上另外2个归零符号，使相位从任意状态归0；

4)对于每个符号块，将最后25个符号的连续相位调制信号波形复制到符号块最前面形成循环前缀。

所述的将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落的步骤为：

1)连续相位调制信号

经历频率选择性衰落信号后表示为： $r\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{M_D-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l}s(t-\mathrm{lT})+z\left(t\right),$ 其中z(t)是零均值复高斯噪声，方差为N₀；M_D是信道的最大弥散长度，h_l为信道第L径的增益。

所述的接收衰落后的连续相位调制信号，移除循环前缀，得到经历衰落的训练字符号块和数据符号块，用存储于本地的正交基对每个训练字符号块或数据符号块做正交分解的步骤为：

1)接收经历了频率选择性衰落信道的连续相位调制信号r(t)，对r(t)先移除循环前缀；

2)加上倾斜相位

使相位网格状态时不变，得到r′(t)；

3)存储于本地的正交基为f₀(t)＝1， $f_1\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{1-\frac{4}{{\mathrm{\π}}^2}}}(e^{\frac{\mathrm{j\πt}}{T}}-\frac{j2}{\mathrm{\π}}),$ 0≤t＜T，其中T为符号周期；将加入了倾斜相位的接收信号r′(t)在符号周期内与两个正交基作相关，得到两组向量r₀(n)和r₁(n)。

所述的正交分解之后，把训练字符号块变换到频域做信道估计，数据符号块则根据信道估计结果，在频域上做均衡，去除信道干扰的影响后再变换回时域的步骤为：

1)正交分解将训练字符号块和数据符号块同时分解为两路向量；在两路向量中分别提取出训练字符号块的向量段r₀ ^T(n)、r₁ ^T(n)；

2)将r₀ ^T(n)、r₁ ^T(n)和存储于本地的训练字符号块向量s₀ ^T(n)、s₁ ^T(n)一起变换到频域得到R₀ ^T(k)、R₁ ^T(k)和S₀ ^T(k)、S₁ ^T(k)；

3)根据最小均方误差准则，得到正交分解后信道频域的估计值为：

${\tilde{H}}_0=\frac{H_0^{*}}{{\left|H_0\right|}^2+N_0},$ ${\tilde{H}}_1=\frac{H_1^{*}}{{\left|H_1\right|}^2+N_0}$ ( $H_0=R_0^T/S_0^T,$ $H_1=R_1^T/S_1^T$ )；

4)将数据符号块正交分解后得到的向量r₀(n)和r₁(n)变换到频域上得到R₀，R₁，根据信道估计结果，在频域去除信道的影响，得到两路均衡后的输出

$\widetilde{S_0}=\widetilde{H_0}*R_0,$ $\widetilde{S_1}=\widetilde{H_1}*R_1;$

5)将

变换到时域，送进解调器解调。

本发明通过正交分解的方法，消除CPM自身的相关性，后将其变换到频域做信道估计与均衡，大大的降低了复杂度，尤其是在频率选择性衰落信道下。本发明通过频域均衡的方法可以有效的抵消信道的影响，消除信道影响带来的码间干扰，因此可以工作在频率选择性衰落信道下。

附图说明

图1是依据本发明的实施例的一种示范性通信***的方框图；

图2是依据本发明的实施例中的符号块结构图；

图3是依据本发明的实施例中的循环前缀添加示意图；

图4是依据本发明的实施例中的CPM信号正交分解方框图；

图5是依据本发明的实施例中的CPM频域均衡方框图。

具体实施方式

本发明实现了CPM信号利用频域均衡技术，在频率选择性衰落信道下的调制解调。

图1示出了本发明的实施方案的一种示范性通信***。发送部分由数据源101、映射器102、成帧103、CPM调制器104、加入循环前缀105模块相连，完成CPM信号的产生过程；接收部分接收经历频率选择性衰落信道的CPM信号，并进行解调处理，由循环前缀移除107、正交分解108、信道估计110、频域均衡109和解调111模块组成，最终解调出二进制流，恢复数据源。

连续相位调制频域均衡调制解调方法包括如下步骤：

1)从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号或训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器；

2)每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号；

3)将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落；

4)接收衰落后的连续相位调制信号，移除循环前缀，得到经历衰落的训练字符号块和数据符号块，用存储于本地的正交基对每个训练字符号块或数据符号块做正交分解；

5)正交分解之后，把训练字符号块变换到频域做信道估计，数据符号块则根据信道估计结果，在频域上做均衡，去除信道干扰的影响后再变换回时域；

6)均衡后变换回时域的数据符号块送进维特比译码器解调得到源序列。

所述的从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号或训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器的步骤为：

1)将从数据源获得的二进制序列a_n映射为数据符号序列I_n，具体是将1映射为+1，0映射为-1；

2)每252个数据符号I_n和4个归零符号组成一个数据符号块，数据符号块的长度为256，如图2所示，可以看出，在一个符号块中，数据符号的个数为252个，分为两段，第一段229个(201)，第二段23个(203)，中间和最后分别有一组归零符号(202、204)；

3)每隔20个数据符号块***一个训练字符号块，以训练字符号块为起点组成帧结构，训练字符号块仍然是由长度为252的训练字符号和4个归零符号组成；

4)每个符号块依次进入连续相位调制器，在每个符号块的起点相位为0，同时每个符号块的第231(256-25)个符号处相位也为0，连续相位调制信号波形表达式为其中

$q\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{t}g\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$ 为成形函数，I_n为数据符号块或训练序列符号块，h＝0.5。

图3示意了在本发明实施例中循环前缀的添加方式，由于CPM信号是在相位上进行调制的，故需要在CPM调制之后添加循环前缀，具体是将图3中304、305模块复制形成301得到循环前缀。而为了保证CPM信号相位的连续性，需要加入归零符号使相位状态归零，见图3中303、305。

所述的每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号的步骤为：

1)循环前缀长度的大小要大于信道最大的弥散长度，设定频率选择性衰落信道的弥散长度最大为25个符号，故循环前缀的长度设定为25个符号；

2)在第229(256-25-2)个符号处将相位归零，这将用掉2个相位归零符号；

3)在每个符号块的末尾，需要加上另外2个归零符号，使相位从任意状态归0；

4)对于每个符号块，将最后25个符号的连续相位调制信号波形复制到符号块最前面形成循环前缀，参见图3中301。

所述的将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落的步骤为：

1)连续相位调制信号经历频率选择性衰落信号后表示为： $r\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{M_D-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l}s(t-\mathrm{lT})+z\left(t\right),$ 其中z(t)是零均值复高斯噪声，方差为N₀；M_D是信道的最大弥散长度，h_l为信道第L径的增益。

图4示出了本发明实施例中的CPM信号正交分解方框图，可以采用Gram-Schmidt正交分解法得到正交基，在我们实施例中正交基的数目为2个，因此，采用两路相关的方式进行正交分解，得到两路向量。将接收到的CPM信号分解之后，消除CPM信号自身的相关性，可以更好的进行信道均衡。

所述的接收衰落后的连续相位调制信号，移除循环前缀，得到经历衰落的训练字符号块和数据符号块，用存储于本地的正交基对每个训练字符号块或数据符号块做正交分解的步骤为：

1)接收经历了频率选择性衰落信道的连续相位调制信号r(t)，对r(t)先移除循环前缀；

2)加上倾斜相位使相位网格状态时不变，得到r′(t)；

3)存储于本地的正交基为f₀(t)＝1， $f_1\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{1-\frac{4}{{\mathrm{\π}}^2}}}(e^{\frac{\mathrm{j\πt}}{T}}-\frac{j2}{\mathrm{\π}}),$ 0≤t＜T，其中T为符号周期；将加入了倾斜相位的接收信号r′(t)在符号周期内与两个正交基作相关，得到两组向量r₀(n)和r₁(n)。

图5示出了CPM信号频域均衡的过程。CPM信号正交分解之后，得到两路向量r₀(n)和r₁(n)，将这两路向量变换到频域(501、504)，根据信道估计的结果和MMSE准则，在频域上均衡消除信道的影响(502、505)，将均衡后的频域数据变换到时域进行解调(503、506)，完成频域均衡。

所述的正交分解之后，把训练字符号块变换到频域做信道估计，数据符号块则根据信道估计结果，在频域上做均衡，去除信道干扰的影响后再变换回时域的步骤为：

1)正交分解将训练字符号块和数据符号块同时分解为两路向量；在两路向量中分别提取出训练字符号块的向量段r₀ ^T(n)、r₁ ^T(n)；

2)将r₀ ^T(n)、r₁ ^T(n)和存储于本地的训练字符号块向量s₀ ^T(n)、s₁ ^T(n)一起变换到频域得到R₀ ^T(k)、R₁ ^T(k)和S₀ ^T(k)、S₁ ^T(k)；

3)根据最小均方误差准则，得到正交分解后信道频域的估计值为：

${\tilde{H}}_0=\frac{H_0^{*}}{{\left|H_0\right|}^2+N_0},$ ${\tilde{H}}_1=\frac{H_1^{*}}{{\left|H_1\right|}^2+N_0}$ ( $H_0=R_0^T/S_0^T,$ $H_1=R_1^T/S_1^T$ )；

4)将数据符号块正交分解后得到的向量r₀(n)和r₁(n)变换到频域上得到R₀，R₁，根据信道估计结果，在频域去除信道的影响，得到两路均衡后的输出

$\widetilde{S_0}=\widetilde{H_0}*R_0,$ $\widetilde{S_1}=\widetilde{H_1}*R_1;$

5)将

变换到时域，送进解调器解调。

本发明是一个CPM调制使用频域均衡方法对抗频率选择性衰落信道影响的***。这里所述的方法与线路，对于CPM调制解调单体部件可以是完全传统的，我们要求将它与频域信道均衡的结合作为发明进行保护，频域信道均衡包括CPM信号正交分解、频域上的信道估计与频域均衡。以上所述仅为特定应用场合的具体实施方式，但本发明的真实精神和范围不局限于此，任何熟悉本领域的技术人员可以修改单体部件的具体方法，实现不同应用场合的CPM频域均衡调制解调***。本发明仅由后附权利要求书及其等效技术方案来限定，我们要求将这些作为本发明来保护。

Claims (4)

1.一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，其特征在于包括如下步骤：

1)从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号和训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器；

2)每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号；

3)将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落；

4)接收衰落后的连续相位调制信号，移除循环前缀，得到经历衰落的训练字符号块和数据符号块，用存储于本地的正交基对每个训练字符号块和数据符号块做正交分解；

5)正交分解之后，把训练字符号块变换到频域做信道估计，数据符号块则根据信道估计结果，在频域上做均衡，去除信道干扰的影响后再变换回时域；

6)均衡后变换回时域的数据符号块送进维特比译码器解调得到源序列。

2.根据权利要求1所述的一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，其特征在于，所述的从数据源获得二进制序列，将二进制序列映射成调制符号序列，将调制符号和训练字符号组成符号块，按照符号块长度逐块送入连续相位调制器步骤为：

1)将从数据源获得的二进制序列a_n映射为数据符号序列I_n，具体是将1映射为+1，0映射为-1；

2)每252个数据符号I_n和4个归零符号组成一个数据符号块，数据符号块的长度为256；

3)每隔20个数据符号块***一个训练字符号块，以训练字符号块为起点组成帧结构，训练字符号块仍然是由长度为252的训练字符号和4个归零符号组成；

4)每个符号块依次进入连续相位调制器，在每个符号块的起点相位为0，同时每个符号块的第231个符号处相位也为0，连续相位调制信号波形表达式为

其中

为成形函数，I_n为数据符号块和训练序列符号块，

h＝0.5，T为符号周期。

3.根据权利要求1所述的一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，其特征在于，所述的每个符号块在完成连续相位调制之后，***循环前缀波形，得到连续相位调制信号步骤为：

1)循环前缀长度的大小要大于信道最大的弥散长度，设定频率选择性衰落信道的弥散长度最大为25个符号，故循环前缀的长度设定为25个符号；

2)在第229个符号处将相位归零，这将用掉2个相位归零符号；

3)在每个符号块的末尾，需要加上另外2个归零符号，使相位从任意状态归0；

4)对于每个符号块，将最后25个符号的连续相位调制信号波形复制到符号块最前面形成循环前缀。

4.根据权利要求1所述的一种连续相位调制频域均衡调制解调方法，其特征在于，所述的将连续相位调制信号在通信通道上发送，连续相位调制信号经历频率选择性衰落步骤为：连续相位调制信号

经历频率选择性衰落信号后表示为：

其中z(t)是零均值复高斯噪声，方差为N₀；M_D是信道的最大弥散长度，h_l为信道第L径的增益。

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