CN101662062A - 一种包含可选隔离结构的双频带不等分功率分配器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种适用于工作在任意双频带的不等分功率分配器，其主要特点为：该功率分配器能工作在自定义的两个不同的频带上，并且在两个频带内能以自定义的功率分配系数将一个输入信号分配成两个功率值不同但相位相同的输出信号。通过选择不同的匹配结构来严格满足双频带工作时的输出端口隔离和匹配特性。与传统的不等功率分配器相比，本发明提供的不等功率分配器将工作频带从一个增加两个，且两个工作频带可以自由调整，所提供的结构以及设计公式包含了传统的单频带不等分功率分配器和双频带对称等分功率分配器，属于一种原创的广义功率分配器。

Description

一种包含可选隔离结构的双频带不等分功率分配器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种应用于移动通信***基站的功率分配器，同时该功率分配器也适用于其他射频微波以及毫米波***，例如双频RFID发射接收射频前端***，Doherty功率放大器匹配射频***，MIMO天线阵***等。

背景技术

功率分配器作为最重要的无源器件之一，已经在无线射频***中得到了广泛应用，其设计原理以及各种修正结构在最近几年得到了广泛研究。传统威尔金森功率分配器的设计方法能适用于平面结构以及立体结构，但是其不能满足任意双频带工作的要求[Wilkinson E.，“An N-way hybrid power divider，”IRETrans.Microw.Theory Tech.MTT-8，no.1，116-118.1960.]。随着移动通信的迅速发展，对射频设计技术提出了双频甚至多频带工作的更高要求，因此目前通过采用双节传输线匹配器[Srisathit S.，M.Chongcheawchamnan，and A.Worapishet，“Design and realisation of dual-band 3 dB power divider based on two-sectiontransmission-line topology，”Electron.Lett.，Vol.39，no.9，723-724，2003.]，[Wu L.，Z.Sun，H.Yilmaz，and M.Berroth，“A dual-Frequency Wilkinson Power divider，”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，Vol.54，no.1，278-284，2006.]、并联额外枝节[Park M.-J.，and B.Lee，“A Dual-Band Wilkinson Power Divider，”IEEE Microw.Wireless Compon.Lett.，Vol.18，no.2，85-87，2008.]、扩展端口[Park M.-J.，andB.Lee，“Wilkinson Power Divider with Extended Ports for Dual-Band Operation”，Electron.Lett.，Vol.44，no.15，916-917，2008.]或者增加隔离枝节[Wu Y.，Y.Liu，and X.Liu，“Dual-frequency power divider with isolation stubs，”Electron.Lett.，Vol.44，no.24，1407-1408，2008.]等修正方法来得到双频功率分配器的新结构。然而，目前为止所提出的双频功率分配器的功率分配只能满足等分要求(也就是传输参数满足-3dB，以及两个输出端口的输出功率相等)，不能有效地满足移动和无线通信***在双频带上将功率进行灵活分配的多样化需求。因此，如何构建有灵活且理想隔离结构的双频不等分功率分配器新结构以及相应的严格设计方法是本发明的关键。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能在任意双频带上满足不等分配功率功能的功率分配器结构以及相应的设计方法，从而解决GSM/DCS蜂窝电话或者GSM/TD-SCDMA等一系列双频带通信***中基站的功率分配难题。

本发明提供的功率分配器的技术方案为：一种采用不对称结构的不等分双频三端口功率分配器，可同时工作在两个任意的自定义频带上，功率分配系数均为k(其中心频率为f₁，f₂，其中f₂≥f₁)。如图1所示，功率分配系数k为端口3输出功率和端口2输出功率比值的正平方根，即 $k=\sqrt{P_3/P_2}.$ 该功率分配器是由八节不同特性阻抗和电长度的传输线、一个可选隔离结构Z以及三个等效阻抗为Z₀的标准接口组成。三个标准端口的特性阻抗Z₀可为50欧姆、75欧姆或者其他所需值。图1结构中前四节传输线(Z₁，Z₂，Z₃，Z₄)在第一个频率点f₁处的电长度θ₁相等，可表示为θ₁＝N₁π/(1+u)，其中N₁为自然数，u为两中心频率f₁，f₂的比值，即u＝f₂/f₁。图1结构中后四节传输线(Z₅，Z₆，Z₇，Z₈)在第一个频率点f₁处的等效电长度θ₂也相等，可表示为θ₂＝N₂π/(1+u)，其中N₂为独立于前四节传输线电长度中N₁的自然数。如果八节传输线电长度根据双频带定义要求设计确定，前四节传输线的特性阻抗采用如下的公式进行解析计算： $Z_1=Z_0(k^2+1)\sqrt{\frac{2p_1^{2}k}{H}},$ $Z_2=Z_0\sqrt{\frac{\mathrm{kH}}{2p_1^2}},$ $Z_3=Z_0\frac{(k^2+1)}{k^2}\sqrt{\frac{2p_1^{2}k}{H}},$ $Z_4=\frac{Z_0}{k^2}\sqrt{\frac{\mathrm{kH}}{2p_1^2}},$ 其中 $H=k^2+1-k+\sqrt{{(k-k^2-1)}^2+4p_1^{4}k(k^2+1)},$ $p_1=\tan \left(\frac{N_1\mathrm{\π}}{1+u}\right).$ 同样，结构中后四节传输线的特性阻抗计算公式分别为： $Z_5=Z_0\sqrt{\frac{k}{2p_2^2}(1-k)+\sqrt{{\left[\frac{k}{2p_2^2}(1-k)\right]}^2+k^3}},$ $Z_6=\frac{k{Z}_0^2}{Z_5},$ $Z_7=\frac{Z_6}{k},$ $Z_8=\frac{Z_5}{k},$ 其中 $p_2=\tan \left(\frac{N_2\mathrm{\π}}{1+u}\right).$

前面完成了图1中八节传输线参数的设计，接着讨论隔离结构(图1中的Z)的电路选择以及设计方法，选择原则如下：当中心频率比u小于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一组电阻R，电感L，电容C的并联电路；当频率比u等于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一个单独的电阻R；当频率比为u大于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一组电阻R，电感L，电容C的串联电路。其设计方法如下：并联隔离结构Z中的电阻R，电感L，电容C的计算公式分别为： $R=\frac{1+k^2}{k}{Z}_0,$ $L=\frac{(u-1)(Z_r^2+X^2)}{2\mathrm{\πuX}{f}_1},$ $C=\frac{X}{2\mathrm{\π}(Z_r^2+X^2)f_1(u-1)}.$ 单个电阻隔离结构的阻值计算公式为： $R=\frac{1+k^2}{k}{Z}_0.$ 串联隔离结构Z中的电阻R，电感L，电容C的计算公式分别为：R＝Z_r， $L=\frac{-X}{2\mathrm{\π}{f}_1(u-1)},$ $C=\frac{u-1}{-2\mathrm{\πuX}{f}_1},$ 其中 $Z_r=\frac{Z_0{p}_1^2}{{(1+p_1^2)}^2{k}^2}[\frac{2k{(k^2+1)}^2{p}_1^2}{H}+2k(k^2+1)+\frac{\mathrm{kH}}{2p_1^2}],$ $X=\frac{Z_0{p}_1(H-2(k^2+1))}{2k^2{(1+p_1^2)}^2}[(k^2+1)\sqrt{\frac{2p_1^{2}k}{H}}+\sqrt{\frac{\mathrm{kH}}{2p_1^2}}].$

需要单独说明的是：为了保证整个功率分配器结构的紧凑性，图1中八节传输线的电长度可采用N₁＝N₂＝1时的最小值，即θ₁＝θ₂＝π/(1+u)，此时在计算传输线特性阻抗和隔离结构中元件参数时需采用等式N₁＝N₂＝1。

该功率分配器中的传输线可以采用基于本专利设计方法计算出的参数和射频基板参数直接转化为微带线、带状线、共面波导、槽线等实际传输线结构的物理尺寸。在具体实际电路中，该功率分配器隔离结构中的电阻R，电感L，电容C可采用集中参数的表面封装器件，也可采用分布参数的等效电路结构。

实施本发明的有益效果在于：与传统的功率分配器相比，本发明提供的功率分配器能同时工作在两个不同频段，并且能提供不对称的功率分配。该发明提供的功率分配器极大地扩展了以往功率分配器设计的灵活性，同时也保证了其能够满足各种不同双频***的射频技术指标。

附图说明

图1本发明提出的不等分双频功率分配器结构图。

图2采用本发明提供的功率分配器结构和设计方法实现的能工作在1GHz和4GHz的等分(输出功率比k为0dB)微带线结构。

图3采用本发明提供的功率分配器结构和设计方法实现的能工作在1GHz和2GHz不等分(输出功率比k为3dB)微带线结构。

图4采用本发明提供的功率分配器结构和设计方法实现的能工作在1GHz和2.4GHz不等分(输出功率比k为3dB)微带线结构。

图5采用本发明提供的功率分配器结构和设计方法实现的能工作在1GHz和4GHz不等分(输出功率比k为3dB)微带线结构。

图6图5中功率分配器S参数的理论计算值和实物测量值。

具体实施方式

下面通过附图和实施例对本发明进行详细阐述。

本发明提供的功率分配器能够根据所需的任意两个频段，以任意功率分配系数k实现功率分配功能。下面以四个实例进行描述。

图1是本发明提出的不等分双频功率分配器的结构图。

在第一个实例中，我们定义两个工作频率f₁，f₂分别为1GHz和4GHz，其功率分配系数k为1(即0dB)，也就是端口2和端口3输出功率相等，端口特性阻抗为50欧姆。采用本发明提供的双频不等分结构以及设计方法，隔离结构Z需要采用一组电阻R，电感L，电容C的串联电路，计算出的最终参数为：Z₁＝Z₃＝61.44Ω，Z₂＝Z₄＝81.38Ω，R＝92.25Ω，L＝1.42nH，C＝4.46pF，Z₅＝Z₆＝Z₇＝Z₈＝Z₀＝50Ω。前四节传输线在1GHz的电长度为θ₁＝0.2π。由于对称分布，后四节传输线的特性阻抗等于端口等效阻抗，因此电长度θ₂可以取任意值。基板采用相对介电常数为2.65，厚度为0.8毫米的F4B板材，实物如图2所示。

在第二个实例中，我们定义两个工作频率f₁，f₂分别为1GHz和2GHz，其功率分配系数 $k=\sqrt{2},$ 也就是端口3和端口2输出功率相差3dB，端口特性阻抗为50欧姆。采用本发明提供的双频不等分结构以及设计方法，隔离结构Z需要采用一组电阻R，电感L，电容C的并联电路，计算出的最终参数为：R＝106.07Ω，C＝0.84pF，L＝15.09nH，Z₁＝116.59Ω，Z₂＝90.98Ω，Z₃＝58.29Ω，Z₄＝45.49Ω，Z₅＝62.99Ω，Z₆＝56.13Ω，Z₇＝39.69Ω，Z₈＝44.54Ω。八节传输线在1GHz的电长度为θ₁＝θ₂＝π/3。采用相对介电常数为2.65，厚度为0.8毫米F4B板材实现的微带线实物如图3所示。

在第三个实例中，我们将两个工作频率f₁，f₂修改为1GHz和2.4GHz，其他指标和第二个实例一样。采用本发明提供的双频不等分结构以及设计方法，得出的具体参数为：R＝106.07Ω，C＝0.29pF，L＝36.15nH，Z₁＝111.47Ω，Z₂＝95.155Ω，Z₃＝55.733Ω，Z₄＝47.577Ω，Z₅＝61.706Ω，Z₆＝57.297Ω，Z₇＝40.515Ω，Z₈＝43.633Ω。八节传输线在1GHz的电长度为θ₁＝θ₂＝π/3.4。基板采用相对介电常数为4.6，厚度为0.8毫米的FR-4板材实现，微带线结构实物如图4所示。

在第四个实例中，我们将两个工作频率f₁，f₂修改为1GHz和4GHz，其他指标和第二个实例一样，但是与第二和第三个实例不同的是该实例隔离结构Z需要采用一组电阻R，电感L，电容C的串联电路来实现，计算出的最终参数为：R＝98.12Ω，C＝4.27pF，L＝1.48nH，Z₁＝88.62Ω，Z₂＝119.68Ω，Z₃＝44.31Ω，Z₄＝59.84Ω，Z₅＝55.14Ω，Z₆＝64.12Ω，Z₇＝45.34Ω，Z₈＝38.99Ω。八节传输线在1GHz的电长度为θ₁＝θ₂＝0.2π。基板采用相对介电常数为2.65，厚度为0.8毫米的F4B板材实现，微带线结构实物如图5所示。图6显示了图5对应的S参数理论计算值和实际测量值。

综上所述，本发明提供的不等分双频功率分配器新结构及其设计方法能够在给定设计指标的情况下快速计算出最终的设计参数，并可采用各种射频板材进行灵活实现。从以上四个实例的设计结果可得出本发明的设计方法十分方便有效。其中第四个实例的实际射频性能和理论测量射频性能十分吻合，且实际测试性能优良，给定两个频段上的匹配值和隔离值都低于-20dB，通带内平坦度在1dB以内，有效地满足了双频***的射频指标。

Claims (10)

1、一种适用于工作在两个不同频带的不等分三端口功率分配器，其特征在于所述功率分配器能以功率分配系数k同时工作在两个不同频带(定义其中心频率为f₁，f₂，其中f₂≥f₁)。

2、根据权利要求1所述的功率分配器，其特征在于，功率分配系数k为端口3输出功率和端口2输出功率比值的正平方根，即

两个工作频带的中心频率f₁，f₂为满足射频***的要求在设计之前可自由定义，即中心频率f₁，f₂可为任意值。

3、根据权利要求1所述的功率分配器，其特征在于，该功率分配器是由八节不同特性阻抗和电长度的传输线、一个隔离结构Z以及三个内阻抗为Z₀的标准接口组成，其三个端口的内阻抗Z₀可为标准的50欧姆、75欧姆或者其他值。

4、根据权利要求3所述的功率分配器，其特征在于，结构中前四节传输线(特性阻抗分别为Z₁，Z₂，Z₃，Z₄。)在第一个频率点f₁处的电长度θ₁相等，可表示为θ₁＝N₁π/(1+u)，其中N₁为自然数，u为两中心频率f₁，f₂的比值，即u＝f₂/f₁。

5、根据权利要求3所述的功率分配器，其特征在于，结构中后四节传输线(特性阻抗分别为Z₅，Z₆，Z₇，Z₈。)在第一个频率点f₁处的电长度θ₂相等，可表示为θ₂＝N₂π/(1+u)，其中n₂为独立于权力要求4中N₁的自然数。

6、根据权利要求4，5所述的功率分配器，其特征在于，结构中前四节传输线的特性阻抗计算公式分别为：

其中

结构中后四节传输线的特性阻抗计算公式分别为：

其中

7、根据权利要求3所述的功率分配器，其特征在于，当中心频率比u小于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一组电阻R，电感L，电容C的并联电路；当频率比u等于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一个单独的电阻R；当频率比为u大于(4N₁-1)时，其隔离结构Z为一组电阻R，电感L，电容C的串联电路。

8、根据权利要求3，7所述的功率分配器，其特征在于，并联隔离结构Z中的电阻R，电感L，电容C的计算公式分别为：

单个电阻隔离结构的阻值计算公式为：

串联隔离结构Z中的电阻R，电感L，电容C的计算公式分别为：R＝Z_r，

其中

$X=\frac{Z_0{p}_1(H-2(k^2+1))}{2k^2{(1+p_1^2)}^2}[(k^2+1)\sqrt{\frac{2p_1^{2}k}{H}}+\sqrt{\frac{\mathrm{kH}}{2p_1^2}}].$

9、根据权利要求4，5，6，7，8所述的功率分配器，其特征在于，为保证整个功率分配器结构的紧凑性，结构中八节传输线的电长度可采用N₁和N₂取最小自然数1时的最小值，即θ₁＝θ₂＝π/(1+u)，此时相应传输线的特性阻抗以及隔离结构中的参数计算则需采用N₁＝N₂＝1的条件。

10、根据权利要求4，5，6，7，8所述的功率分配器，其特征在于，该功率分配器中的传输线可以采用基于本专利设计方法计算出的参数和射频基板参数直接转化为微带线、带状线、共面波导、槽线等实际传输线结构的物理尺寸。隔离结构Z中的电阻R，电感L，电容C可采用集中参数的表面封装器件，也可采用分布参数的等效电路结构。

Images