CN101656047A - 像素电路的驱动方法、发光装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及像素电路的驱动方法、发光装置及电子设备。像素电路(U)包括：发光元件(E)、与发光元件串联连接的驱动晶体管(TDR)、和驱动晶体管(TDR)的栅极－源极间的保持电容(C1)。在补偿期间(PCP)中，遍及时间长度(t1)执行使保持电容(C1)的两端间的电压渐近于驱动晶体管(TDR)的阈值电压(VTH)的补偿动作。时间长度t1依照对像素电路(U)指定的灰度值D被可变设定。在写入期间(PWR)中，向驱动晶体管的栅极供给与灰度值(D)对应的灰度电位(VDATA)。在驱动期间(PDR)中，通过停止针对驱动晶体管的电位的供给，向发光元件(E)供给与保持电容的两端间的电压对应的驱动电流(IDR)。

Description

像素电路的驱动方法、发光装置及电子设备

技术领域

本发明涉及一种对有机EL(Electroluminescence)元件等发光元件进行驱动的技术。

背景技术

在对向发光元件提供的驱动电流的电流量进行驱动的晶体管所控制的发光装置中，驱动晶体管、发光元件的电特性的误差(与目标值的差异、各元件间的偏差)成为问题。在特开2007-310311号公报中，公开了下述技术，即将夹设在驱动晶体管的栅极-源极之间的保持电容的两端之间的电压设定为驱动晶体管的阈值电压，然后使其变成成与灰度值对应的电压，由此来补偿驱动晶体管的阈值电压及迁移率的误差(而且补偿驱动电流的电流量的误差)。

但是，在特开2007-310311号公报所公开的技术中，有效补偿驱动电流的误差仅限于被指定了特定的灰度值的情况，存在着因灰度值而无法消除驱动电流的误差的情况。

发明内容

鉴于以上的情况，本发明的目的在于，针对多个灰度值抑制驱动电流的误差。

为了解决以上的课题，本发明提供一种驱动像素电路的方法，所述像素电路具备：发光元件、与发光元件串联连接的驱动晶体管、和在发光元件与驱动晶体管之间的路径和驱动晶体管的栅极之间夹设的保持电容，所述驱动方法通过在初始化期间对保持电容的两端间的电压进行初始化而使驱动晶体管导通，在经过初始化期间之后的补偿期间中，遍布依照对该像素电路指定的灰度值可变地设定的时间长度(例如图3的时间长度t1)，执行一边向驱动晶体管的栅极供给第一基准电位(例如图3的基准电位VREF1)一边使保持电容的两端间的电压渐近于与驱动晶体管的阈值电压对应的电压的补偿动作，在经过补偿期间之后的写入期间中，通过从信号线向驱动晶体管的栅极供给与灰度值对应的灰度电位，使保持电容的两端间的电压从由补偿动作设定的电压向与灰度值对应的电压变化，在经过写入期间之后的驱动期间中，通过停止对驱动晶体管的栅极的电位供给，向发光元件供给与保持电容的两端间的电压对应的驱动电流。在以上的方法中，由于补偿动作的时间长度依照灰度值(或灰度电位)被可变地设定，所以可以针对多个灰度值有效抑制驱动电流的误差。

例如，如果以因灰度电位的供给而引起的驱动晶体管的栅极电位的变化量越大(例如图3的灰度电位VDATA越高)，能够有效降低驱动电流的误差的补偿动作的时间长度越短的趋势为前提，则按照由灰度电位的供给而引起的驱动晶体管的栅极电位的变化量越大，补偿动作的时间长度越短的方式，设定补偿期间中的补偿动作的时间长度。

在本发明的优选方式中，在补偿期间中通过将第一基准电位从信号线提供给驱动晶体管的栅极来执行补偿动作，通过使信号线的第一基准电位变化成第二基准电位(例如图3的基准电位VREF2)、使驱动晶体管迁移成截止状态来停止补偿动作。根据以上的方法，由于补偿动作的开始和停止对应于信号线的电位而被控制，所以与在补偿动作的控制中利用与信号线不同的要素的情况相比，具有能够以简单的构成调整补偿动作的时间长度的优点。

不过，基于灰度值越小则能够有效降低驱动电流的误差的补偿动作的时间长度越长的趋势，如果要在灰度值小的情况下也要完全降低驱动电流的误差，则需要确保补偿动作的时间长度过长。因此，在本发明的优选方式中，在灰度值低于规定值的情况下，将补偿动作的时间长度设定成不依赖灰度值的规定值(即对补偿动作的时间长度设定上限)。根据以上的方法，具有在灰度值小的情况下也能将补偿动作的时间长度控制成适度长度的优点。

在本发明的优选方式的写入期间中，驱动晶体管中流过的电流的路径被阻断。根据以上的方式，由于在写入期间内停止补偿动作，所以如果根据补偿期间内的补偿动作的时间长度与驱动电流的误差的相关，按灰度电位的每一个设定补偿期间内的补偿动作的时间长度，则具有可高精度抑制驱动电流的误差的优点。例如，在写入期间中将配置在驱动晶体管的电流的路径上的控制开关(例如图16的控制开关TCR)控制成截止状态的方法是优选的。

而且，本发明提供一种驱动像素电路的方法，所述像素电路具备：具有第一电极及第二电极的电容元件、栅极与第二电极连接的P沟道型驱动晶体管、和发光元件，所述驱动方法通过在初始化期间中对驱动晶体管的栅极电位进行初始化而使驱动晶体管导通，在经过初始化期间之后的补偿期间中，通过向第一电极供给第一基准电位、使驱动晶体管成为二极管连接，由此遍及依照对该像素电路指定的灰度值可变地设定的时间长度，执行使驱动晶体管的栅极-源极间的电压渐近于驱动晶体管的阈值电压的第一补偿动作，在经过补偿期间之后的写入期间中，通过将与灰度值对应的灰度电位从信号线提供给第一电极，使驱动晶体管的栅极-源极间的电压变化成与灰度值对应的电压，在经过写入期间之后的驱动期间中，将与驱动晶体管的栅极-源极间的电压对应的驱动电流提供给发光元件。

在以上的方法中，由于补偿期间中的补偿动作(第一补偿动作)的时间长度被依照灰度值(或灰度电位)可变地设定，所以可以针对多个灰度值有效抑制驱动电流的误差。

在本发明的优选方式中，通过在写入期间中使驱动晶体管成为二极管连接的基础上，向第一电极供给灰度电位，来进行第二补偿动作，所述第二补偿动作使驱动晶体管的栅极-源极间的电压变化成与灰度值对应的电压，并且使其渐近于驱动晶体管的阈值电压。根据该方式，由于使驱动晶体管的栅极-源极间的电压渐近于阈值电压的补偿动作，除了在补偿期间被执行之外，还在写入期间被执行，所以与在写入期间中不进行补偿动作的构成相比，可以缩短补偿期间的时间长度。

在本发明的优选方式中，发光元件的一个电极(例如阳极)与驱动晶体管的漏极连接，在初始化期间、补偿期间及写入期间中，通过向发光元件的另一个电极(例如阴极)供给第一电位，来设定发光元件的两端间的电压，以使其低于发光元件的阈值电压，在驱动期间中，通过使提供给发光元件的另一个电极的电位从第一电位向第二电位变化，按照高于发光元件的阈值电压的方式设定发光元件的两端间的电压。根据该方式，由于通过改变提供给发光元件的另一个电极的电位，可以切换发光元件的导通状态及截止状态，所以可以不在驱动电流的路径上设置用于决定可否向发光元件供给驱动电流的开关元件。因此，具有可简化像素电路的构成的优点。

在本发明的优选方式中，具备在驱动电流的路径上设置的开关元件，通过在补偿期间及写入期间中，使开关元件为截止状态，而在驱动期间中，使开关元件为导通状态，来向发光元件供给驱动电流。根据该方式，由于在补偿期间及写入期间中开关元件处于截止状态，所以即便不改变发光元件中的电极的电位，也可以确实可靠地使发光元件成为截止状态(非发光状态)。

在以上的方式中，如果以因灰度电位的供给而引起的驱动晶体管的栅极电位的变化量越大，补偿期间中的第一补偿动作的时间长度越短的趋势为前提，则按照由灰度电位的供给而引起的驱动晶体管的栅极电位的变化量越大，第一补偿动作的时间长度越短的方式，设定补偿期间中的第一补偿动作的时间长度。

另外，在以上的方式中，可以在补偿期间中将第一基准电位从信号线提供给第一电极来执行补偿动作，通过使信号线的第一基准电位变化成第二基准电位，使驱动晶体管迁移成截止状态，来使第一补偿动作停止。在该方式中，由于信号线被兼用于补偿期间中的像素电路的驱动(第一补偿动作的执行及停止)，所以与和信号线不同地另外形成了用于在补偿期间中驱动像素电路的布线的构成相比，具有布线数量被削减、构成得以简化的优点。

不过，基于灰度值越小则可以有效降低驱动电流的误差的补偿动作的时间长度越长这一趋势，如果在灰度值小的情况下也要完全降低驱动电流的误差，则需要过度地延长补偿动作的时间长度。因此，在本发明的优选方式中，当灰度值低于规定值时，将补偿动作的时间长度设定成不依赖灰度值的规定值(即对补偿动作的时间长度设定上限值)。根据以上的方法，具有即便在灰度值小的情况下也可以将补偿动作的时间长度控制成适度的长度的优点。

本发明的发光装置具备：像素电路、和驱动像素电路的驱动电路，所述像素电路包括发光元件、与发光元件串联连接的驱动晶体管、和驱动晶体管与发光元件之间的路径和驱动晶体管的栅极之间夹设的保持电容；驱动电路通过在初始化期间中对保持电容的两端间的电压进行初始化而使驱动晶体管导通，在经过初始化期间之后的补偿期间中，遍及依照对该像素电路指定的灰度值可变地设定的时间长度，执行一边向驱动晶体管的栅极供给第一基准电位一边使保持电容的两端间的电压渐近于与驱动晶体管的阈值电压对应的电压的补偿动作，在经过补偿期间之后的写入期间中，通过从信号线向驱动晶体管的栅极供给与灰度值对应的灰度电位，使保持电容的两端间的电压从由补偿动作设定的电压向与灰度值对应的电压变化，在经过写入期间之后的驱动期间中，通过停止对驱动晶体管的栅极的电位供给，向发光元件供给与保持电容的两端间的电压对应的驱动电流。根据以上的发光装置，可实现与本发明的驱动方法相同的效果。

而且，本发明的发光装置具备：像素电路、和驱动像素电路的驱动电路，像素电路具备：具有第一电极及第二电极的电容元件、栅极与第二电极连接的P沟道型驱动晶体管、发光元件、夹设在信号线与第一电极之间的第一开关元件、在被供给用于对驱动晶体管的栅极电位进行初始化的初始化电位的初始化线与驱动晶体管的栅极之间夹设的第二开关元件、和夹设在驱动晶体管的栅极与漏极之间的第三开关元件；驱动电路在初始化期间中使第二开关元件为导通状态，在经过初始化期间之后的补偿期间中，通过使第二开关元件为截止状态，将提供给信号线的电位设定成第一基准电位，并且使第一开关元件及第三开关元件为导通状态，由此遍及依照该像素电路的灰度值可变地设定的时间长度，执行使驱动晶体管的栅极-源极间的电压渐近于驱动晶体管的阈值电压的补偿动作，在经过补偿期间之后的写入期间中，将第一开关元件维持成导通状态，并且将提供给信号线的电位设定成与灰度值对应的灰度电位，在经过写入期间之后的驱动期间中，使第一开关元件为截止状态。根据以上的发光装置，可实现与本发明的驱动方法相同的效果。

作为本发明的发光装置的优选方式，还具备在驱动电流的路径上设置的第四开关元件，驱动电路还可以通过在补偿期间及写入期间中使第四开关元件为截止状态，而在驱动期间中使第四开关元件为导通状态，来将驱动电流提供给上述发光元件。

以上的发光装置可用于各种电子设备。电子设备的典型例子是将发光装置作为显示装置而利用的设备。作为本发明的电子设备，可列举个人电脑、移动电话机。不过，本发明的发光装置的用途并不限于图像的显示。例如，作为用于通过光线的照射而在感光鼓等像载体上形成潜像的曝光装置(光学头)，也可以应用本发明的发光装置。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式涉及的发光装置的框图。

图2是像素电路的电路图。

图3是发光装置的动作的时序图。

图4是表示初始化期间中的像素电路的状况的电路图。

图5是表示补偿期间内的动作期间中的像素电路的状况的电路图。

图6是表示补偿期间内的保持期间中的像素电路的状况的电路图。

图7是表示写入期间中的像素电路的状况的电路图。

图8是表示驱动期间中的像素电路的状况的电路图。

图9是表示对比例中的灰度电位与驱动电流的误差的相关的曲线图。

图10是表示动作期间的时间长度与驱动电流的误差的相关的曲线图。

图11是表示灰度电位与动作期间的时间长度的相关的曲线图。

图12是信号线驱动电路内的单位电路的框图。

图13是用于说明第一实施方式的效果的曲线图。

图14是表示本发明的第二实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。

图15是用于说明第二实施方式的效果的曲线图。

图16是本发明的第三实施方式中的像素电路的电路图。

图17是表示第三实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。

图18是本发明的第四实施方式涉及的发光装置的框图。

图19是第四实施方式的像素电路的电路图。

图20是第四实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。

图21是表示初始化期间中的像素电路的状况的电路图。

图22是表示补偿期间内的动作期间中的像素电路的状况的电路图。

图23是表示补偿期间内的保持期间中的像素电路的状况的电路图。

图24是表示写入期间中的像素电路的状况的电路图。

图25是表示驱动期间中的像素电路的状况的电路图。

图26是表示对比例中的灰度电位与驱动电流的误差的相关的曲线图。

图27是表示动作期间的时间长度与驱动电流的误差的相关的曲线图。

图28是表示灰度电位与动作期间的时间长度的相关的曲线图。

图29是信号线驱动电路内的单位电路的框图。

图30是用于说明第四实施方式的效果的曲线图。

图31是表示第五实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。

图32是第六实施方式中的像素电路的电路图。

图33是表示第六实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。

图34是变形例的像素电路的电路图。

图35是变形例的像素电路的电路图。

图36是电子设备(个人电脑)的立体图。

图37是电子设备(移动电话机)的立体图。

图38是电子设备(便携信息终端)的立体图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的多个实施方式进行说明。其中，在以下的说明中，对于附加了相同符号的各要素，除了特别言及的情况，作用、功能是相同的。

<A：第一实施方式>

图1是本发明的第一实施方式涉及的发光装置的框图。发光装置100作为显示图像的显示体被搭载于电子设备。如图1所示，发光装置100具备：排列有多个像素电路U的元件部10、和驱动各像素电路U的驱动电路30。驱动电路30包括：扫描线驱动电路32、信号线驱动电路34和电位控制电路36。驱动电路30例如分散安装成多个集成电路。其中，驱动电路30的至少一部分可以由在基板上形成的薄膜晶体管构成。

在元件部10中，形成有沿X方向延伸的m根扫描线12、和沿着与X方向交差的Y方向延伸的n根信号线14(m，n是自然数)。多个像素电路U被配置在各扫描线12与各信号线14的交差处，排列成纵m行×横n列的矩阵状。而且，在元件部10中，形成有与扫描线12一起在X方向上延伸的m根供电线16。

扫描线驱动电路32通过向各扫描线12输出以规定的顺序依次成为有效电平(高电平)的扫描信号GA(GA[1]～GA[m])，而以行单位依次选择各像素电路U。电位控制电路36生成电位VEL(VEL[1]～VEL[m])，并向各供电线16输出。

信号线驱动电路34生成对像素电路U的动作进行规定的信号S(S[1]～S[n])，并向各信号线14输出。如图1所示，信号线驱动电路34具备与各信号线14对应的n个单位电路40。第j个(j＝1～n)单位电路40向第j根信号线14输出信号S[j]。例如，单位电路40将信号S[j]设定成与灰度值D对应的电位(以下称为“灰度电位”)VDATA，所述灰度值D是对由扫描线驱动电路32选择的行的第j列像素电路U指定的。

图2是像素电路U的电路图。在图2中，仅以属于第i行(i＝1～m)的第j列的1个像素电路U为代表进行了图示。如图2所示，像素电路U包括发光元件E、驱动晶体管TDR、选择开关TSL和保持电容C1。发光元件E和驱动晶体管TDR串联连接在将供电线16和供电线18连接的路径上。从电源电路(省略图示)向供电线18(接地线)供给规定的电位VCT。发光元件E是在相对置的阳极和阴极之间夹设了有机EL材料的发光层的有机EL(Electroluminescence)元件。如图2所示，发光元件E附随有电容C2(电容值cp2)。

驱动晶体管TDR是漏极与供电线16连接、且源极与发光元件E的阳极连接的N沟道型晶体管(例如薄膜晶体管)。保持电容C1(电容值cp1)夹设在驱动晶体管TDR的栅极和源极之间。选择开关TSL夹设在信号线14与驱动晶体管TDR的栅极之间，对两者的电连接(导通/非导通)进行控制。选择开关TSL的栅极与扫描线12连接。

接着，参照图3，着眼于属于第I行的第j列像素电路U，对驱动电路30的动作(驱动像素电路U的方法)进行说明。如图3所示，扫描线驱动电路32在垂直扫描期间内的第i个选择期间PSL中，将扫描信号GA[i]设定成有效电平。如果扫描信号GA[i]被设成有效电平，则属于第i行的n个像素电路U的选择开关TSL同时变化成导通状态。

如图3所示，选择期间PSL包括初始化期间PRS、补偿期间PCP和写入期间PWR。驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压(即保持电容C1的两端间的电压)VGS，在初始化期间PRS中被初始化成规定的电压，在经过初始化期间PRS之后的补偿期间PCP中，渐近为驱动晶体管TDR的阈值电压VTH。在经过补偿期间PCP之后的写入期间PWR中，驱动晶体管TDR的电压VGS被设定成与对像素电路U指定的灰度值D对应的电压。在经过选择期间PSL之后的驱动期间PDR中，与驱动晶体管TDR的电压VGS对应的驱动电流IDR，从供电线16经由驱动晶体管TDR被提供给发光元件E。发光元件E以与驱动电流IDR对应的亮度发光。下面，划分成初始化期间PRS、补偿期间PCP、写入期间PWR和驱动期间PDR，对像素电路U的具体动作进行说明。

[1]初始化期间PRS(图4)

如图3及图4所示，在初始化期间PRS中，信号线驱动电路34将信号S[j]设定成基准电位VREF1，电位控制电路36将电位VEL[i]设定成电位V2。由于选择开关TSL为导通状态，所以驱动晶体管TDR的栅极电位VG借助信号线14和选择开关T SL被设定成信号S[j]的基准电位VREF1。而且，驱动晶体管TDR的源极电位VS被设定成电位V2。即，驱动晶体管TDR的电压VGS(保持电容C1的两端间的电压)，被初始化成基准电位VREF1与电位V2的差值的电压VGS1(VGS1＝VREF1-V2)。

基准电位VREF1及电位V2如以下的数学式(1)所示那样，被设定成两者的差值的电压VGS1充分高于驱动晶体管TDR的阈值电压VTH，且如数学式(2)所示那样，被设定成发光元件E的两端间的电压(V2-VCT)充分低于发光元件E的阈值电压VTH_OLED。因此，在初始化期间PRS中，驱动晶体管TDR成为导通状态，发光元件E成为截止状态(非发光状态)。

VGS1＝VREF1-V2》VTH  ……(1)

V2-VCT《VTH_OLED……(2)

[2]补偿期间PCP(图5、图6)

如图3所示，补偿期间PCP被划分成动作期间PCP1和保持期间PCP2。动作期间PCP1是从补偿期间PCP的起点(初始化期间PRS的终点)经过时间长度t1的期间，保持期间PCP2是补偿期间PCP的剩余期间(从动作期间PCP1的终点到补偿期间PCP的终点为止的期间)。动作期间PCP1的时间长度t1依照与对像素电路U指定的灰度值D被可变设定。即，如图3所示，灰度值D指定高灰度(高亮度)的情况的时间长度t1，比灰度值D指定低灰度(低亮度)的情况的时间长度t1短。其中，动作期间PCP1的时间长度t1的设定将在后面叙述。

如图3及图5所示，当动作期间PCP1开始时，电位控制电路36使供电线16的电位VEL[i](驱动晶体管TDR的漏极电位)变化成电位V1。如图3所示，电位V1充分高于电位V2、基准电位VREF1。另一方面，信号线驱动电路34与初始化期间PRS同样，将信号S[j]维持为基准电位VREF1。由于选择开关TSL即便在补偿期间PCP中也维持导通状态，所以驱动晶体管TDR的栅极电位VG被维持成基准电位VREF1。由于驱动晶体管TDR在初始化期间PRS中迁移为导通状态，所以在以上的状态的基础上，如图5所示，由以下的数学式(3)表述的电流Ids，在驱动晶体管TDR的漏极和源极之间流动。数学式(3)的μ是驱动晶体管TDR的迁移率。而W/L是驱动晶体管TDR的沟道宽度W相对于沟道长度L的相对比，Cox是驱动晶体管TDR的栅极绝缘膜的单位面积的电容。

Ids＝1/2·μ·W/L·Cox·(VGS-VTH)²……(3)

由于通过从供电线16经由驱动晶体管TDR流过电流Ids，使得保持电容C1及电容C2被充电，所以如图3所示，驱动晶体管TDR的源极电位VS缓缓上升。由于驱动晶体管TDR的栅极电位VG被固定成基准电位VREF1，所以驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS随着源极电位VS的升高而降低。如根据数学式(3)理解那样，电压VGS越降低而接近阈值电压VTH，电流Ids越减少。因此，在补偿期间PCP的动作期间PCP1中，驱动晶体管TDR的电压VGS从在初始化期间PRS中被设定的电压VGS1(VGS1＝VREF1-V2)经时降低而渐近于阈值电压VTH。

如上所述，使电压VGS渐近于阈值电压VTH的动作(以下称为“补偿动作”)，在电压VGS达到阈值电压VTH之前，在保持期间PCP2的起点(从补偿期间PCP的起点经过了时间长度t1的时间点)停止。驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS，被设定成保持期间PCP2的起点到来的时间点的电压VGS2。补偿动作的停止将在下面详述。

如图3及图6所示，如果保持期间PCP2开始，则信号线驱动电路34使信号S[j]变化成基准电位VREF2。基准电位VREF2低于基准电位VREF1。由于选择开关TSL在动作期间PCP1之后继续维持导通状态，所以驱动晶体管TDR的栅极电位VG，在保持期间PCP2的开始的同时，从动作期间PCP1中的基准电位VREF1变化(降低)成基准电位VREF2。

由于在驱动晶体管TDR的栅极和源极之间夹设有保持电容C1，所以如图3所示，驱动晶体管TDR的源极电位VS与栅极电位VG连动变化(降低)。保持期间PCP2的起点处的电位VS的变化量，相当于根据保持电容C1与电容C2的电容比对电位VG的变化量ΔV REF(ΔV REF＝VREF1-VREF2)进行分割而得到的电压(ΔVREF·cp1/(cp1+cp2))。因此，保持期间PCP2刚刚开始之后的电压VGS3，可利用动作期间PCP1的终点处的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS2，如以下的数学式(4)那样表述。

VGS3＝VGS2-ΔVREF·cp2/(cp1+cp2)……(4)

基准电位VREF2被设定成数学式(4)的电压VGS3低于驱动晶体管TDR的阈值电压V TH。因此，通过在保持期间PCP2中使驱动晶体管TDR的栅极电位VG变化成基准电位VREF2，使得驱动晶体管TDR迁移为截止状态。即，通过在驱动晶体管TDR中流过电流Ids而使电压VGS渐近于阈值电压VTH的补偿动作，在保持期间PCP2的开始的同时停止，驱动晶体管TDR的电压VGS直到保持期间PCP2的终点为止都被保持成数学式(4)的电压VGS3。

[3]写入期间PWR(图7)

如图3及图7所示，如果写入期间PWR开始，则信号线驱动电路34使信号S[j]变化成灰度电位VDATA。灰度电位VDATA根据对像素电路U(发光元件E)指定的灰度值D而被可变设定。由于选择开关TSL即便在写入期间PWR中也维持导通状态，所以驱动晶体管TDR的栅极电位VG从在保持期间PCP2中被设定的基准电位VREF2变化成灰度电位VDATA。然后，驱动晶体管TDR的源极电位VS与电位VG连动变化。写入期间PWR刚刚开始之后的电位VS的变化量，相当于根据保持电容C1与电容C2的电容比对电位VG的变化量ΔV(ΔV＝VDATA-VREF2)进行分割而得到的电压(ΔV·cp1/(cp1+cp2))。

因此，紧随写入期间PWR之后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间(保持电容C1的两端间)的电压VGS4，被表述成如以下的数学式(5)那样。如上述所示，通过电压VGS4根据灰度电位VDATA(更详细而言是灰度电位VDATA和基准电位VREF1的差值)被设定，使得驱动晶体管TDR变成导通状态。

VGS4＝VGS3+ΔV·cp2/(cp1+cp2)

    ＝{VGS2-ΔVREF·cp2/(cp1+cp2)}+ΔV·cp2/(cp1+cp2)

    ＝VGS2+{-(VREF1-VREF2)+(VDATA-VREF2)}·cp2/(cp1+cp2)

    ＝VGS2+(VDATA-VREF1)·cp2/(cp1+cp2)……(5)

[4]驱动期间PDR(图8)

如图3及图8所示，如果驱动期间PDR开始，则扫描线驱动电路32使扫描信号GA[i]变化成无效电平(低电平)。因此，第i行的各像素电路U的选择开关TSL变化为截止状态。即，驱动晶体管TDR的栅极成为电浮动状态(即，针对驱动晶体管TDR的栅极的电位供给停止)。另一方面，通过在写入期间PWR中迁移为导通状态的驱动晶体管TDR的漏极-源极间流过数学式(3)的电流Ids，使得电容C2被充电。因此，在驱动晶体管TDR的电压VGS被维持成式(5)的电压VGS4的状态下，电容C2的两端间的电压(驱动晶体管TDR的源极电位VS)缓缓增加。然后，在电容C2的两端间的电压达到了发光元件E的阈值电压VTH_OLED的时间点，电流Ids作为驱动电流IDR被提供给发光元件E。因此，驱动电流IDR被表述成以下的数学式(6)。

IDR＝1/2·μ·W/L·Cox·(VGS4-VTH)²……(6)

如上所述，由于驱动电流IDR被控制成与反映了灰度电位VDATA的电压VGS4对应的电流量，所以发光元件E以与灰度电位VDATA(即灰度值D)对应的亮度发光。发光元件E的发光持续至扫描信号GA[i]接下来成为有效电平的选择期间PSL的开始为止。以上是像素电路U的动作。

接着，图9是表示将补偿动作持续的时间长度t1固定为规定值的构成(以下称为“对比例”)中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的电流量的误差的相关的曲线图。图9的横轴表示以基准电位VREF1为基准值(0.0)的灰度电位VDATA的电压值，图9的纵轴表示指定了相同灰度值D时的驱动电流IDR的电流量的最大值与最小值的相对比(最大误差比)。对比例中的时间长度t1被设定成驱动晶体管TDR的电压VGS达到阈值电压VTH所需的足够时间长度。

根据图9可知，在将补偿动作的时间长度t1设为固定值的情况下，当灰度电位VDATA被设成规定值VD0时，驱动电流IDR的误差的确被降低，但灰度电位VDATA越远离规定值VD0，驱动电流IDR的误差越增大。即，在对比例中，存在着难以遍及灰度电位VDATA的宽广范围消除驱动电流IDR的误差这一问题。

图10是针对使灰度电位VDATA发生变化的多个情况(VD1＜VD2＜VD3＜VD4＜VD5)，图示了本方式的动作期间PCP1的时间长度t1与驱动电流IDR的误差(最大误差比)的关系的曲线图。驱动电流IDR的误差为最小的时间长度t1根据灰度电位VDATA而不同的趋势，可以从图10看出。即，灰度电位VDATA越高，驱动电流IDR的误差为最小的时间长度t1就越短。

根据以上的观点，在本方式中，通过根据灰度值D(灰度电位VDATA)可变地设定动作期间PCP1的时间长度t1，来控制驱动电流IDR的误差而与灰度电位VDATA无关。图11是表示灰度电位VDATA与动作期间PCP1的时间长度t1的关系的曲线图。如图11所示，按照灰度电位VDATA越高(即，写入期间PWR刚刚开始之后的驱动晶体管TDR的栅极电位VG的变化量越大)，动作期间PCP1的时间长度t1越短的方式，依照灰度电位VDATA设定时间长度t1。例如，当在写入期间PWR中将灰度电位VDATA设定为图10的电位VD1时，动作期间PCP1被设成时间长度T1，在灰度电位VDATA被设成高于电位VD1的电位VD2的情况下，是动作期间PCP1被设成比时间长度T1短的时间长度T2的情形。

不过，由于灰度电位VDATA越低，用于使驱动电流IDR的误差最小化的时间长度t1越长，所以，如果在灰度电位VDATA足够低的情况(例如被指定了最低灰度的情况)下也要将驱动电流IDR的误差完全最小化，则需要将时间长度t1设定成过长的时间。因此，如图11所示，本方式的信号线驱动电路34(单位电路40的时间调整部46)在被指定低于规定值的灰度值D的情况(灰度电位VDATA低于图11的电位VD_th的情况)下，将动作期间PCP1的时间长度t1设定(clip)成不依赖灰度值D的规定值t max。最大值t max被限制成比驱动晶体管TDR的电压VGS通过补偿动作降低至阈值电压VTH所需的时间长度短的时间。根据以上的构成，可以缩短补偿期间PCP(进而缩短选择期间PSL)。

如参照图3所说明那样，动作期间PCP1中的补偿动作通过信号S[j](驱动晶体管TDR的栅极电位VG)从基准电位VREF1变化为基准电位VREF2而结束。因此，信号线驱动电路34的各单位电路40通过依照灰度值D对使信号S[j]从基准电位VREF1变化为基准电位VREF2的时间进行调整，来可变地控制动作期间PCP1的时间长度t1。

图12是信号线驱动电路34的单位电路40的框图。在图12中，代表性地只图示了生成及输出信号S[j]的1个单位电路40。如图12所示，单位电路40包括：电位生成部42、电位选择部44和时间调整部46。第j个像素电路U的灰度值D被提供给电位生成部42和时间调整部46。

电位生成部42生成与灰度值D对应的灰度电位VDATA。例如，电压输出型的D/A转换器被用作电位生成部42。电位选择部44被供给由电源电路(图示略)生成的基准电位VREF1及基准电位VREF2和由电位生成部42生成的灰度电位VDATA。电位选择部44选择性地将基准电位VREF1、基准电位VREF2和灰度电位VDATA的任意一个作为信号S[j]向信号线14输出。如果进一步详述，则电位选择部44在初始化期间PRS和补偿期间PCP的动作期间PCP1中输出基准电位VREF1，在补偿期间PCP的保持期间PCP2中输出基准电位VREF2，在写入期间PWR中输出灰度电位VDATA。

时间调整部46依照灰度值D可变地控制电位选择部44使信号S[j]的电位从基准电位VREF1变更成基准电位VREF2的时期(即补偿期间PCP的动作期间PCP1与保持期间PCP2的边界)。例如，在补偿期间PCP的起点开始计数且在计数值达到了与灰度值D对应的数值的时间点(从计数开始经过了时间长度t1的时间点)，向电位选择部44输出电位的切换(VREF1→VREF2)指示的计数器，被用作时间调整部46。关于时间调整部46将最大值t max设定成时间长度t1的上限值这一点，如前所述。

动作期间PCP1的时间长度t1在以上构成的基础上，依照灰度值D(灰度电位VDATA)被控制。由于时间长度t1被设定成比驱动晶体管TDR的电压VGS从初始化期间PRS的终点处的电压VGS1降低至阈值电压VTH所需的时间短，所以动作期间PCP1的终点处的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS2，未达到阈值电压VTH而对应于时间长度t1进行变化。因此，依照灰度值D对动作期间PCP1的时间长度t1进行控制的动作，还作为依照灰度值D可变地控制动作期间PCP1的终点处的电压VGS2的动作被把握。其中，补偿期间PCP的整体的时间长度是固定的。因此，动作期间PCP1越长，保持期间PCP2就越短。

需要说明的是，驱动电流IDR的误差的主要原因是驱动晶体管TDR的阈值电压VTH及迁移率μ的误差。目前，为了仅补偿阈值电压VTH的误差，需要如专利文献1公开那样，使驱动晶体管TDR的电压VGS在补偿期间PCP中与阈值电压VTH一致。本方式中，虽然在补偿期间PCP内驱动晶体管TDR的电压VGS未达到阈值电压VTH，但如图10所示，驱动电流IDR的误差通过时间长度t1的调整确实被抑制。与电压VGS在补偿期间PCP中未达到阈值电压VTH无关地驱动电流IDR的误差受到抑制，这是因为，除了阈值电压VTH的误差之外，迁移率μ的误差也可以通过时间长度t1的调整而加以补偿。即，在本方式中，按照驱动晶体管TDR的阈值电压VTH及迁移率μ双方被补偿的方式，可变地控制时间长度t1。

图13是表示本方式中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的关系(实线)的曲线图。在图13中，用虚线一并表示了对比例中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的相关(图9)。如图13所示，根据本方式，与补偿动作的时间长度被固定的专利文献1的构成相比，具有遍及灰度电位VDATA的宽广范围驱动电流IDR的误差受到抑制这一优点。

其中，在图13中的灰度电位VDATA的低位侧的区域、驱动电流IDR的误差稍微增加，可考虑是将时间长度t1的上限制约为最大值t max的影响。如上所述，如果驱动电流IDR在低灰度侧产生误差，则例如在灰度值D指定最低灰度(黑显示)的情况下，与原本应该将驱动电流IDR的电流量设定为零无关，存在有可能发生驱动电流IDR被提供给发光元件E(然后，发光元件E发光)这一现象。考虑以上的情况，在本方式中，被指定了最低灰度时的灰度电位VDATA被设定为低于基准电位VREF1的电位Vmin(参照图11)。根据以上的构成，在被指定了最低灰度的情况下，由于驱动晶体管TDR的电压VGS确实低于阈值电压VTH，所以与将动作期间PCP1的时间长度t1制约为最大值t max的构成无关，具有能够确实可靠地将被指定了最低灰度时的驱动电流IDR的电流量设定为零这一优点。

<B：第二实施方式>

接着，对本发明的第二实施方式进行说明。如果在写入期间PWR开始的同时，驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS被设定成数学式(5)的电压VGS4，则在驱动晶体管TDR的漏极-源极间流过数学式(3)的电流Ids。伴随着基于电流Ids的保持电容C1、电容C2的充电，驱动晶体管TDR的源极电位VS(电容C2的两端间的电压)上升。在第一实施方式中，假设了写入期间PWR短到能够忽略由写入期间PWR内的充电引起的电位VS的上升的程度。在本方式中，考虑写入期间PWR中的电位VS的上升。

如图14所示，如果在写入期间PWR刚刚开始后驱动晶体管TDR的电压VGS被设定成数学式(5)的电压VGS4，则在基于电流Ids的充电的同时，驱动晶体管TDR的源极电位VS缓缓上升。由于驱动晶体管TDR的栅极电位VG被维持成灰度电位VDATA，所以驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS在源极电位VS的上升的同时降低。即，如图14所示，使电压VGS渐近于阈值电压VTH的补偿动作，除了动作期间PCP1之外，在写入期间PWR中也被执行。

考虑动作期间PCP1及写入期间PWR双方中的补偿动作，在本方式中，基于动作期间PCP1的时间长度t1与写入期间PWR的时间长度t2的总和T，决定与灰度电位VDATA对应的时间长度t1。如果进一步详述，则对于多个灰度电位VDATA的每一个，通过实验或计算(模拟)来确定驱动电流IDR的误差为最小的总和T，总和T与时间长度t2(固定值)的差值作为动作期间PCP1的时间长度t1被决定。

图15是表示本方式中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的关系的曲线图。在图15中，用虚线一并表示了第一实施方式中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的相关(图13)。在本方式中，由于还考虑由写入期间PWR内的补偿动作导致的电压VGS的变动，来设定动作期间PCP1的时间长度t1，所以如图15所示，与忽略了写入期间PWR中的补偿动作的第一实施方式相比，可以降低驱动电流IDR的误差。

<C：第三实施方式>

图16是本发明的第三实施方式中的像素电路U的电路图。如图16所示，本方式的像素电路U是在第一实施方式的像素电路U中追加了控制开关T CR的构成。控制开关T CR被配置在驱动晶体管TDR的漏极-源极间的电流Ids(驱动电流IDR)的路径上。例如，如图16所示，在驱动晶体管TDR的漏极和供电线16之间夹设的N沟道型晶体管，作为控制开关TCR被利用。如果控制开关TCR迁移为导通状态，则电流Ids的路径被确立，如果控制开关TCR迁移为截止状态，则电流Ids的路径被阻断。

在元件部10内，形成有与扫描线12一同沿X方向延伸的m根控制线52。如图16所示，第i行的各像素电路U中的控制开关TCR的栅极与第i行的控制线52连接。从驱动电路30(例如扫描线驱动电路32)向各控制线52供给控制信号GB(GB[1]～GB[m])。

图17是用于对属于第i行的第j列像素电路U的动作进行说明的时序图。如图17所示，控制信号GB[i]在第i行的选择期间PSL内的写入期间PWR中被设定成无效电平(低电平)，在该写入期间PWR以外的期间(初始化期间PRS、补偿期间PCP、驱动期间PDR)中，被设定成有效电平(高电平)。因此，通过在初始化期间PRS、补偿期间PCP和驱动期间PDR中将控制开关TCR维持成导通状态，电流Ids的路径被确立，通过在写入期间PWR中将控制开关TCR设定成截止状态，电流Ids被阻断。

如上所述，由于在写入期间PWR中电流Ids被阻断(即保持电容C1、电容C2未被充电)，所以在写入期间PWR刚刚开始后驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS被设定成数学式(5)的电压VGS4，然后，驱动晶体管TDR的源极电位VS不变化。即，在写入期间PWR内补偿动作完全停止。

在以上的方式中，执行补偿动作的期间被限定为补偿期间PCP的动作期间PCP1。因此，如果依照灰度电位VDATA仅设定动作期间PCP1的时间长度t1，以使驱动电流IDR的误差降低(理想的最小化)，则与写入期间PWR的时间长度无关(例如，如果是第一实施方式的构成，则时间长度长到能够忽略写入期间PWR中的电位VS的变动的程度的情况)，与图13同样，可以高精度地降低驱动电流IDR的误差。

<D：第四实施方式>

图18是本发明的第四实施方式涉及的发光装置的框图。在本实施方式中，与上述的各实施方式不同之处在于，电位控制电路36生成电位VCT(VCT[1]～VCT[m])并向各供电线16输出。

图19是本实施方式涉及的像素电路U的电路图。在图19中，代表性地仅图示了属于第i行(i ＝1～m)的第j列的1个像素电路U。如图19所示，在元件部10中，沿X方向延伸的第一控制线20及第二控制线22与m根扫描线12一对一对应设置。从驱动电路30(例如扫描线驱动电路32)向第一控制线20及第二控制线22的每根供给规定的信号。更具体而言，向第一控制线20供给初始化信号Grst[i]，向第二控制线22供给控制信号GC[i]。而且，如图19所示，在元件部10中，与信号线14对应地设置有沿Y方向延伸的初始化线24。从未图示的电源电路向初始化线24供给初始化电位Vrst。

如图19所示，像素电路U包括：发光元件E、驱动晶体管TDR、第一开关元件Tr1、第二开关元件Tr2、第三开关元件Tr3、电容元件C0(电容值cp0)、和保持电容C1(电容值cp1)。发光元件E和驱动晶体管TDR串联连接在将供电线18和供电线16连接的路径上。从电源电路(省略图示)向供电线18供给规定的电位VEL。发光元件E是在相对置的阳极和阴极之间夹设了有机EL材料的发光层的有机EL元件。如图19所示，发光元件E的阳极与驱动晶体管TDR连接，阴极与供电线16连接。如图19所示，发光元件E上附随有电容C2(电容值cp2)。

如图19所示，驱动晶体管TDR是源极与供电线18连接、且漏极与发光元件E的阳极连接的P沟道型晶体管(例如薄膜晶体管)。电容元件C0具有第一电极L1及第二电极L2，第二电极L2与驱动晶体管TDR的栅极连接。在第一电极L1与信号线14之间，夹设有作为P沟道型晶体管的第一开关元件Tr1。第一开关元件Tr1的栅极与扫描线12连接。如果扫描信号GA[i]迁移成低电平，则第一开关元件Tr1成为导通状态，第一电极L1与信号线14导通，另一方面，如果扫描信号GA[i]迁移成高电平，则第一开关元件Tr1成为截止状态，第一电极L1与信号线14不导通。

如图19所示，在驱动晶体管TDR的栅极与初始化线24之间，夹设有作为P沟道型晶体管的第二开关元件Tr2。第二开关元件Tr2的栅极与第一控制线20连接。如果初始化信号Grst[i]迁移成低电平，则第二开关元件Tr2成为导通状态，驱动晶体管TDR的栅极和初始化线24导通，另一方面，如果初始化信号Grst[i]迁移成高电平，则第二开关元件Tr2成为截止状态，驱动晶体管TDR的栅极与初始化线24不导通。

如图19所示，在驱动晶体管TDR的栅极与漏极之间，夹设有作为P沟道型晶体管的第三开关元件Tr3。第三开关元件Tr3的栅极与第二控制线22连接。如果控制信号GC[i]迁移成低电平，则第三开关元件Tr3成为导通状态，驱动晶体管TDR的栅极与漏极导通，另一方面，如果控制信号GC[i]迁移成高电平，则第三开关元件Tr3成为截止状态，驱动晶体管TDR的栅极与漏极不导通。

如图19所示，在驱动晶体管TDR的栅极与源极之间，夹设有保持电容C1。保持电容C1是用于对驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压进行保持的机构，保持电容C1的一个电极与驱动晶体管TDR的栅极连接，另一个电极与供电线18连接。

接着，参照图20，着眼于属于第i行的第j列的像素电路U，对驱动电路30的动作(驱动像素电路U的方法)进行说明。如图20所示，扫描线驱动电路32在垂直扫描期间内的第i个选择期间PSL中将扫描信号GA[i]设定成低电平。如果扫描信号GA[i]被设定成低电平，则属于第i行的n个像素电路U的第一开关元件Tr1同时迁移为导通状态。

如图20所示，选择期间PSL包括：初始化期间PRS、补偿期间PCP和写入期间PWR。在初始化期间PRS中，通过将驱动晶体管TDR的栅极电位VG初始化而使驱动晶体管TDR导通。在经过初始化期间PRS之后的补偿期间PCP中，通过使驱动晶体管TDR二极管连接，由此使驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS渐近于驱动晶体管TDR的阈值电压VTH。在经过补偿期间PCP之后的写入期间PWR中，使驱动晶体管TDR的电压VGS，从在补偿期间PCP中设定的电压变化成与针对像素电路U指定的灰度值D对应的电压。在经过选择期间PSL之后的驱动期间PDR中，将与驱动晶体管TDR的电压VGS对应的驱动电流IDR提供给发光元件E。发光元件E以与驱动电流IDR对应的亮度发光。下面，划分成初始化期间PRS、补偿期间PCP、写入期间PWR和驱动期间PDR，对像素电路U的具体动作进行说明。

[1]初始化期间PRS(图21)

如图20所示，驱动电路30(例如扫描线驱动电路32)将初始化信号Grst[i]设定成低电平。因此，如图21所示，第二开关元件Tr2迁移为导通状态，驱动晶体管TDR的栅极借助第二开关元件Tr2与初始化线24导通。由此，驱动晶体管TDR的栅极电位VG被设定成初始化电位Vrst。而且，驱动晶体管TDR的源极电位VS被维持成一定的电位VEL(＞Vrst)。因此，驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS，被初始化为恒定电位VEL与初始化电位Vrst的差值的电压VGS1(＝VEL-Vrst)。

初始化电位Vrst如以下的数学式(1)所示，被设定成驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS1充分大于驱动晶体管TDR的阈值电压VTH。因此，在初始化期间PRS中，驱动晶体管TDR成为导通状态。

VGS1＝VEL-Vrst》VTH ……(1)

如图21所示，电位控制电路36将向供电线16输出的电位VCT[i]设定成第一电位VCT1。第一电位VCT1如以下的数学式(2)所示，被设定成供电线18的电位VEL与该VCT1的差值的电压(＝VEL-VCT1)充分低于发光元件E的阈值电压VTH_OLED。因此，在初始化期间PRS中，发光元件E成为截止状态(非发光状态)。

VEL-VCT1《VTH_OLED……(2)

而且，如图20所示，驱动电路30将控制信号GC[i]设定成低电平。因此，如图21所示，第三开关元件Tr3迁移为导通状态，驱动晶体管TDR的漏极和栅极借助第三开关元件Tr3连接(二极管连接)。如前述那样，由于驱动晶体管TDR的栅极借助第二开关元件Tr2与初始化线24导通，所以驱动晶体管TDR的漏极借助第三开关元件Tr3及第二开关元件Tr2与初始化线24导通。由此，驱动晶体管TDR的漏极电位被设定(复位)成初始化电位Vrst。

如前述所示，由于驱动晶体管TDR是导通状态，发光元件E是截止状态，所以在驱动晶体管TDR的源极和漏极之间流过的电流Ids，借助第三开关元件Tr3及第二开关元件Tr2，从驱动晶体管TDR的漏极流向初始化线24。电流Ids用以下的数学式(3)表述。数学式(3)的μ是驱动晶体管TDR的迁移率。而W/L是驱动晶体管TDR的沟道宽度W相对于沟道长度L的相对比，Cox是驱动晶体管TDR的栅极绝缘膜的单位面积的电容。

Ids＝1/2·μ·W/L·Cox·(VGS-VTH)²……(3)

并且，如图20及图21所示，信号线驱动电路34将信号S[j]设定成第一基准电位VREF1。在初始化期间PRS中，第一开关元件Tr1成为导通状态，电容元件C0中的第一电极L1借助第一开关元件Tr1与信号线14导通。因此，第一电极L1的电位被设定成第一基准电位VREF1。另一方面，由于电容元件C0中的第二电极L2的电位(驱动晶体管TDR的栅极电位VG)被设定成初始化电位Vrst，所以电容元件C0的两端间的电压被保持成VREF1-Vrst。

[2]补偿期间PCP(图22、图23)

如图20所示，补偿期间PCP被划分为动作期间PCP1和保持期间PCP2。动作期间PCP1是从补偿期间PCP的起点(初始化期间PRS的终点)经过时间长度t1为止的期间，保持期间PCP2是补偿期间PCP的剩余期间(从动作期间PCP1的终点到补偿期间PCP的终点为止的期间)。动作期间PCP1的时间长度t1依照对像素电路U指定的灰度值D被可变地设定。更具体而言，如图20所示，灰度值D指定高灰度(高亮度)时的时间长度t1，比灰度值D指定低灰度(低亮度)时的时间长度t1短。其中，动作期间PCP1的时间长度t1的设定将在后面叙述。

如图20所示，如果动作期间PCP1开始，则驱动电路30将初始化信号Grst[i]设定成高电平。因此，如图22所示，第二开关元件Tr2迁移为截止状态。另一方面，通过将控制信号GC[i]维持成低电平，驱动晶体管TDR继续被二极管连接。而且，电位控制电路36将电位VCT[i]维持为第一电位VCT1，信号线驱动电路34将信号S[j]维持为第一基准电位VREF1。

因此，数学式(3)的电流Ids借助第三开关元件Tr3流向驱动晶体管TDR的栅极。由此，电容元件C0、保持电容C1被充电，如图20所示，驱动晶体管TDR的栅极电位VG缓缓上升。由于驱动晶体管TDR的源极电位VS被固定成供电线18的电位VEL，所以驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS随着栅极电位VG的上升而降低。如从数学式(3)可知，电压VGS越降低而接近阈值电压VTH，电流Ids越减少。因此，在补偿期间PCP的动作期间PCP1中，驱动晶体管TDR的电压VGS从在初始化期间PRS中设定的电压VGS1(VGS1＝VEL-Vrst)经时降低，渐近于阈值电压VTH。

如上所述，使电压VGS渐近于阈值电压VTH的动作(以下称为“第一补偿动作”)，在电压VGS达到阈值电压VTH之前，在保持期间PCP2的起点(从补偿期间PCP的起点经过了时间长度t1的时间点)停止。驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS，被设定成保持期间PCP2的起点到来了的时间点的电压VGS2。以下详述第一补偿动作的停止。

如图20及图23所示，如果保持期间PCP2开始，则信号线驱动电路34使信号S[j]变化成第二基准电位VREF2。在本实施方式中，第二基准电位VREF2高于第一基准电位VREF1(参照图20)。由于第一开关元件Tr1在动作期间PCP1之后继续维持导通状态，所以电容元件C0中的第一电极L1的电位从第一基准电位VREF1变化成第二基准电位VREF2。而且，驱动晶体管TDR的栅极电位VG对应于第一电极L 1的电位的变化量ΔV1(ΔV1＝VREF2-VREF1)变化(上升)。保持期间PCP2刚刚开始后的VG的变化量，相当于依照电容元件C0、保持电容C1和电容C2的电容比对第一电极L1的电位的变化量ΔV1进行分割而得到的电压(ΔV1·cp0/(cp0+cp1+cp2))。因此，保持期间PCP2刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS3，利用动作期间PCP1的终点处的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS2，如以下的数学式(4)那样进行表述。

VGS3＝VGS2-ΔV1·cp0/(cp0+cp1+cp2)……(4)

第二基准电位VREF2被设定成数学式(4)的电压VGS3低于驱动晶体管TDR的阈值电压VTH。因此，在保持期间PCP2中，通过使电容元件C0的第一电极L1的电位从第一基准电位VREF1向第二基准电位VREF2变化，使得驱动晶体管TDR迁移为截止状态。即，使驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS渐近于阈值电压VTH的第一补偿动作，在保持期间PCP2开始的同时停止，驱动晶体管TDR的电压VGS，直到保持期间PCP2的终点到来为止都被保持成数学式(4)的电压VGS3。

[3]写入期间PWR(图24)

如图20所示，如果写入期间PWR开始，则驱动电路30将控制信号GC[i]设定成高电平。因此，如图24所示，第三开关元件Tr3迁移成截止状态，驱动晶体管TDR的二极管连接被解除。即，驱动晶体管TDR的栅极成为电浮动状态。

如图24所示，信号线驱动电路34使信号S[j]变化成灰度电位VDATA。灰度电位VDATA依照对像素电路U(发光元件E)指定的灰度值D被可变地设定。由于第一开关元件Tr1在写入期间PWR中也维持导通状态，所以电容元件C0中的第一电极L1的电位从在保持期间PCP2中被设定的第二基准电位VREF2变化成灰度电位VDATA。而且，驱动晶体管TDR的栅极电位VG对应于第一电极L 1的电位的变化量ΔV2(ΔV2＝VDATA-VREF2)而变化。写入期间PWR刚刚开始后的VG的变化量，相当于依照电容元件C0和保持电容C1的电容比对第一电极L1的电位的变化量ΔV2进行分割而得到的电压(ΔV2·cp0/(cp0+cp1))。

因此，写入期间PWR刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS4，被表述成以下的数学式(5)。如上所述，通过电压VGS4对应于灰度电位VDATA而设定，使得驱动晶体管TDR变化成导通状态。

VGS4＝VGS3-ΔV2·cp0/(cp0+cp1)

＝(VGS2-ΔV1·cp0/(cp0+cp1+cp3)}-ΔV2·cp0/(cp0+cp1)

＝VGS2-(VREF2-VREF1)·c p0/(cp0+cp1+cp3)-(VDATA-VREF2)·cp0/(cp0+cp1)……(5)

[4]驱动期间PDR(图25)

如图20所示，如果驱动期间PDR开始，则驱动电路30使扫描信号GA[i]变化成高电平(无效电平)。因此，如图25所示，第i行的各像素电路U的第一开关元件Tr1变化成截止状态，针对电容元件C0的第一电极L1的电位供给停止。

而且，如图20及图25所示，电位控制电路36将向供电线16输出的电位VCT[i]设定成第二电位VCT2。第二电位VCT2如以下的数学式(6)所示，被设定成与供电位线18的电位VEL的差值的电压(＝VEL-VCT2)充分高于发光元件E的阈值电压VTH_OLED。

VEL-VCT2》VTH_OLED……(6)

于是，数学式(3)的电流Ids流向发光元件E、电容C2被充电。因此，在驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS被维持成数学式(5)的电压VGS4的状态下，电容C2的两端间的电压(驱动晶体管TDR的漏极的电位)缓缓增加。然后，在电容C2的两端间的电压达到了发光元件E的阈值电压VTH_OLED的时间点，电流Ids作为驱动电流IDR被提供给发光元件E。驱动电流IDR用以下的数学式(7)表述。

IDR＝1/2·μ·W/L·Cox·(VGS4-VTH)²……(7)

如上所述，由于驱动电流IDR被控制成与反映了灰度电位VDATA的电压VGS4对应的电流量，所以发光元件E以与灰度电位VDATA(即灰度值D)对应的亮度发光。发光元件E的发光持续至扫描信号GA[i]接下来成为有效电平的选择期间PSL开始为止。以上是像素电路U的动作。

接着，图26是表示将补偿动作被继续的时间长度t1固定成规定值的构成(以下称为“对比例”)中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的电流量的误差的相关的曲线图。图26的横轴表示以第一基准电位VREF1为基准值的灰度电位VDATA的电压值，图26的纵轴表示被指定了相同灰度值D时的驱动电流IDR的电流量的最大值与最小值的对比(最大误差比)。对比例中的时间长度t1被设定成驱动晶体管TDR的电压VGS达到阈值电压VTH所需的足够的时间长度。

由图26可知，在使补偿动作的时间长度t1为固定值的情况下，当灰度电位VDATA被设定成规定值VD0时，驱动电流IDR的误差的确被降低，但灰度电位VDATA越远离规定值VD0，驱动电流IDR的误差越增大。即，在对比例中，存在难以遍及灰度电位VDATA的宽广范围消除驱动电流IDR的误差这一问题。

图27是针对使灰度电位VDATA发生变化的多个情况(VD1＜VD2＜VD3＜VD4＜VD5)图示了本方式的动作期间PCP1的时间长度t1与驱动电流IDR的误差(最大误差比)的关系的曲线图。驱动电流IDR的误差为最小的时间长度t1根据灰度电位VDATA而不同的趋势，可以从图27看出。即，灰度电位VDATA越低，驱动电流IDR的误差为最小的时间长度t1越短。

从以上的观点出发，在本方式中，通过依照灰度值D(灰度电位VDATA)可变地设定动作期间PCP1的时间长度t1，与灰度电位VDATA无关地控制驱动电流IDR的误差。图28是表示灰度电位VDATA与动作期间PCP1的时间长度t1的关系的曲线图。如图28所示，按照灰度电位VDATA越低(即，写入期间PWR刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极电位VG的变化量越大)，动作期间PCP1的时间长度t1越短的方式，对应于灰度电位VDATA来设定时间长度t1。例如，当在写入期间PWR中将灰度电位VDATA设定成图27的电位VD1时，动作期间PCP1被设定为时间长度T1，当灰度电位VDATA被设定成高于电位VD1的电位VD2时，动作期间PCP1被设定为比时间长度T1长的时间长度T2。

其中，由于灰度电位VDATA越高，用于将驱动电流IDR的误差最小化的时间长度t1越长，所以，如果在灰度电位VDATA足够高的情况(例如被指定了最低灰度的情况)下也想要将驱动电流IDR的误差完全最小化，则需要将时间长度t1设定成过长的时间。因此，如图28所示，本方式的信号线驱动电路34(单位电路40的时间调整部46)，在被指定了低于规定值的灰度值D的情况(灰度电位VDATA高于图28的电位VD_th的情况)下，将动作期间PCP1的时间长度t1设定(clip)成不依赖于灰度值D的规定值t max。最大值t max被限制成比驱动晶体管TDR的电压VGS通过补偿动作而降低至阈值电压VTH所需的时间长度短的时间。根据以上的构成，可以缩短补偿期间PCP(进而缩短选择期间PSL)。

如参照图20所说明那样，动作期间PCP1中的第一补偿动作，通过信号S[j]从第一基准电位VREF1变化成第二基准电位VREF2而结束。因此，信号线驱动电路34的各单位电路40，通过依照灰度值D对信号S[j]从第一基准电位VREF1变化成第二基准电位VREF2的时期进行调整，来可变地控制动作期间PCP1的时间长度t1。

图29是信号线驱动电路34的单位电路40的框图。在图29中，代表性地仅图示了生成及输出信号S[j]的1个单位电路40。如图29所示，单位电路40包括电位生成部42、电位选择部44和时间调整部46。第j个像素电路U的灰度值D被提供给电位生成部42和时间调整部46。

电位生成部42生成与灰度值D对应的灰度电位VDATA。例如，电压输出型的D/A转换器作为电位生成部42被利用。向电位选择部44供给由电源电路(省略图示)生成的第一基准电位VREF1及第二基准电位VREF2和由电位生成部42生成的灰度电位VDATA。电位选择部44选择性地将第一基准电位VREF1、第二基准电位VREF2和灰度电位VDATA的任意一个作为信号S[j]向信号线14输出。如果进一步详述，则电位选择部44在初始化期间PRS和补偿期间PCP的动作期间PCP1中输出第一基准电位VREF1，在补偿期间PCP的保持期间PCP2中输出第二基准电位VREF2，在写入期间PWR中输出灰度电位VDATA。

时间调整部46依照灰度值D可变地对电位选择部44使信号S[j]的电位从第一基准电位VREF1变更成第二基准电位VREF2的时期(即补偿期间PCP的动作期间PCP1与保持期间PCP2的边界)进行控制。例如，在补偿期间PCP的起点开始计数且计数值达到了与灰度值D对应的数值的时间点(从开始计数经过了时间长度t1的时间点)，向电位选择部44输出电位的切换(VREF1→VREF2)指示的计数器，被用作时间调整部46。时间调整部46将最大值t max设定为时间长度t1的上限值这一点，如前所述。

动作期间PCP1的时间长度t1在以上的构成的基础上，依照灰度值D(灰度电位VDATA)被控制。由于时间长度t1被设定成比驱动晶体管TDR的电压VGS从初始化期间PRS的终点处的电压VGS1降低至阈值电压VTH所需的时间短，所以动作期间PCP1的终点处的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS2，未达到阈值电压VTH而对应于时间长度t1发生变化。因此，依照灰度值D控制动作期间PCP1的时间长度t1的动作，还作为依照灰度值D可变地控制动作期间PCP1的终点处的电压VGS2的动作而被把握。其中，补偿期间PCP的整体时间长度是固定的。因此，动作期间PCP1越长，保持期间PCP2越短。

需要说明的是，驱动电流IDR的误差的主要原因是驱动晶体管TDR的阈值电压VTH及迁移率μ的误差。目前，为了仅补偿阈值电压VTH的误差，如专利文献1所公开那样，需要使驱动晶体管TDR的电压VGS在补偿期间PCP中与阈值电压VTH一致。在本方式中，虽然驱动晶体管TDR的电压VGS在补偿期间PCP内未达到阈值电压VTH，但如图27图示那样，驱动电流IDR的误差通过时间长度t1的调整被可靠抑制。与电压VGS在补偿期间PCP中未达到阈值电压VTH无关地驱动电流IDR的误差被抑制，这是因为，除了阈值电压VTH的误差之外，迁移率μ的误差也通过时间长度t1的调整被补偿。即，在本方式中，按照驱动晶体管TDR的阈值电压VTH及迁移率μ双方被补偿的方式，可变地控制时间长度t1。

图30是表示本方式中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的关系(实线)的曲线图。在图30中，用虚线一并表示了对比例中的灰度电位VDATA与驱动电流IDR的误差的相关(图26)。如图30所示，根据本方式，与补偿动作的时间长度被固定的专利文献1的构成相比，存在遍及灰度电位VDATA的宽广范围驱动电流IDR的误差被抑制这一优点。

其中，对于在图30中的灰度电位VDATA的高位侧的区域，驱动电流IDR的误差稍稍增加而言，认为是将时间长度t1的上限制约为最大值t max的影响。如上述所示，如果驱动电流IDR在低灰度侧产生误差，则例如在灰度值D指定最低灰度(黑显示)的情况下，与原本应该将驱动电流IDR的电流量设定成零无关，都有可能发生驱动电流IDR被提供给发光元件E(然后，发光元件E发光)的现象。考虑以上的情况，在本方式中，被指定了最低灰度时的灰度电位VDATA，被设定成高于第一基准电位VREF1的电位Vmax(参照图28)。由于电位Vmax被设定成驱动晶体管TDR的电压VGS低于阈值电压VTH，所以与将动作期间PCP1的时间长度t1制约成最大值tmax的构成无关，具有能够确实可靠地将被指定了最低灰度时的驱动电流IDR的电流量设定为零这一优点。

<E：第五实施方式>

接着，对本发明的第五实施方式进行说明。本实施方式第四实施方式不同之处在于，驱动晶体管TDR在继补偿期间PCP之后的写入期间PWR中也被二极管连接。其他方面与第四实施方式相同。

图31是表示本实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。如图31所示，在写入期间PWR中，驱动电路30在补偿期间PCP之后继续将控制信号GC[i]设定成低电平。因此，第三开关元件Tr3被维持成导通状态，驱动晶体管TDR继续被二极管连接。

如前述那样，如果写入期间PWR开始，则第一电极L1的电位从第二基准电位VREF2变化成灰度电位VDATA。而且，驱动晶体管TDR的栅极电位VG对应于第一电极L1的电位的变化量ΔV2(＝VDATA-VREF2)发生变化。在本实施方式中，由于驱动晶体管TDR在继补偿期间PCP之后的写入期间PWR中也被二极管连接，驱动晶体管TDR的栅极和漏极导通，所以写入期间PWR刚刚开始后的VG的变化量，相当于依照电容元件C0、保持电容C1和发光元件E上附随的电容C2的电容比，对第一电极L1的电位的变化量ΔV2进行分割而得到的电压(ΔV2·cp0/(cp0+cp1+cp2))。

因此，写入期间PWR刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS4，用以下的数学式(8)代替数学式(5)来表述。如上所述，电压VGS4对应于灰度电位VDATA(进一步详细为灰度电位VDATA与第一基准电位VREF1的差值)而设定，驱动晶体管TDR变化成导通状态。

VGS4＝VGS3-ΔV2·cp0/(cp0+cp1+cp2)

＝{VGS2-ΔV1·cp0/(cp0+cp1+cp2)}-ΔV2·cp0/(cp0+cp1+cp2)

＝VGS2+(VREF1-VDATA)·cp0/(cp0+cp1+cp2)……(8)

如前所述，由于在写入期间PWR中，驱动晶体管TDR被二极管连接，所以数学式(3)的电流Ids借助第三开关元件Tr3流入到驱动晶体管TDR的栅极。由此，如图31所示，驱动晶体管TDR的栅极电位VG缓缓上升。由于驱动晶体管TDR的源极电位VS被固定为电位VEL，所以驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS在栅极电位VG上升的同时降低。即，如图31所示，使驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS渐近于阈值电压VTH的第二补偿动作，在写入期间PWR中也被执行。

如图31所示，如果驱动期间PDR开始，则驱动电路30将控制信号GC[i]设定成高电平。因此，第三开关元件Tr3迁移成截止状态，驱动晶体管TDR的二极管连接被解除。在驱动期间PDR中，在驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS被维持成驱动期间PDR的起点处的电压VGS4’的状态下，数学式(3)的电流Ids流向发光元件E。而且，如果发光元件E上附随的电容C2的两端间的电压达到了发光元件E的阈值电压VTH_OLED，则上述电流Ids作为驱动电流IDR被提供给发光元件E。

在本实施方式中，考虑到动作期间PCP1及写入期间PWR双方中的补偿动作，根据动作期间PCP1的时间长度t1和写入期间PWR的时间长度t2的总和T，来决定与灰度电位VDATA对应的时间长度t1。如果进一步详述，则对于多个灰度电位VDATA的每一个，通过实验或计算(模拟)确定了驱动电流IDR的误差为最小的总和T，总和T与时间长度t2(固定值)的差值作为动作期间PCP1的时间长度t1被决定。

目前，假设了为了消除驱动电流IDR的误差而应该进行补偿动作的时间长度为T，写入期间PWR的时间长度为固定值t2的情况。相对于未在写入期间PWR中进行补偿动作的构成，需要将动作期间PCP1的时间长度设为T而言，在本实施方式中，由于不仅在动作期间PCP1中执行补偿动作，而且在写入期间PWR中也执行补偿动作，所以动作期间PCP1的时间长度为T-t2即可。因此，根据本实施方式，即便在动作期间PCP1中无法确保使驱动电流IDR的误差最小化所需的充分时间长度的情况下，也具有可以利用写入期间PWR中的补偿动作(第二补偿动作)来抑制驱动电流IDR的误差这一优点。

<F：第六实施方式>

图32是本发明的第六实施方式涉及的像素电路U的电路图。在图32中，代表性地仅图示了属于第i行的第j列的1个像素电路U。如图32所示，在元件部10中，沿X方向延伸的第三控制线26与m根扫描线12一对一对应设置。从驱动电路30(例如扫描线驱动电路32)向第三控制线26供给发光控制信号GEL[i]。

如图32所示，像素电路U还具备夹设在驱动电流IDR的路径上的第四开关元件Tr4。如图32所示，作为P沟道型晶体管的第四开关元件Tr4，夹设在驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E之间，第四开关元件Tr4的栅极与第三控制线26连接。如果发光控制信号GEL[i]迁移为低电平，则第四开关元件Tr4成为导通状态，驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E的阳极导通，另一方面，如果发光控制信号GEL[i]迁移为高电平，则第四开关元件Tr4成为截止状态，驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E的阳极不导通。

图33是表示本实施方式涉及的发光装置的动作的时序图。在本实施方式中，发光控制信号GEL[i]及电位VCT[i]的控制以外的控制动作，与第一实施方式相同。如图33所示，在初始化期间PRS中，驱动电路30将发光控制信号GEL[i]设定成低电平。因此，图32所示的第四开关元件Tr4迁移为导通状态，驱动晶体管TDR的漏极借助第四开关元件Tr4与发光元件E的阳极导通。如前所述，由于在初始化期间PRS中，驱动晶体管TDR的漏极借助第三开关元件Tr3及第二开关元件Tr2与初始化线24导通，所以发光元件E的阳极借助第四开关元件Tr4、第三开关元件Tr3和第二开关元件Tr2与初始化线24导通。因此，如图33所示，发光元件E的阳极的电位VA与驱动晶体管TDR的漏极一同被设定(复位)成初始化电位Vrst。

如图33所示，电位控制电路36遍布全部的期间(初始化期间PRS、补偿期间PCP、写入期间PWR、驱动期间PDR)将向供电线16输出的电位VCT[i]设定成第二电位VCT2。而且，第二电位VCT2及初始化电位Vrst如以下的数学式(9)所示那样，被设定成两者的差值的电压(即初始化期间PRS中的发光元件E的两端间的电压)充分低于发光元件E的阈值电压VTH_OLED。因此，在初始化期间PRS中，发光元件E成为截止状态(非发光状态)。

Vrst-VCT2《VTH_0LED……(9)

如图33所示，在补偿期间PCP中，驱动电路30将发光控制信号GEL[i]设定成高电平。因此，由于第四开关元件Tr4迁移成截止状态，所以驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E的阳极不导通，发光元件E被维持成截止状态(非发光状态)。

如前所述，如果作为补偿期间PCP内的期间的保持期间PCP2开始，则第一电极L1的电位从第一基准电位VREF1变化成第二基准电位VREF2。在本实施方式中，由于在补偿期间PCP中，第四开关元件Tr4迁移成截止状态，所以驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E的阳极不导通，保持期间PCP2刚刚开始后的VG的变化量不依赖于发光元件E上附随的电容C2的电容值(cp2)。因此，保持期间PCP2刚刚开始后的VG的变化量，相当于依照电容元件C0与保持电容C1的电容比对第一电极L1的电位的变化量ΔV1(＝VREF2-VREF1)进行分割而得到的电压(ΔV1·cp0/(cp0+cp1))。保持期间PCP2刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS3用以下的数学式(10)表述而代替用数学式(4)表述。

VGS3＝VGS2-ΔV1·cp0/(cp0+cp1)……(10)

根据数学式(10)及数学式(4)可知，对于用于将电压VGS3设定成低于驱动晶体管TDR的阈值电压VTH的所希望的值而需要的第一电极L1的电位的变化量ΔV1而言，本实施方式比第一实施方式小。因此，根据本实施方式，具有可以使补偿期间PCP中的信号S[j]的变化幅度比第一实施方式小的优点。而且，根据数学式(10)可知，在本实施方式中，由于与发光元件E上附随的电容C2的电容值(cp2)无关地设定电压VGS3，所以，即便各像素电路U中的电容C2的电容值发生偏差，也不会受其影响，各电压VGS3的值不会偏差。因此，根据本实施方式，具有可以抑制因电容C2(cp2)的电容值的偏差而使驱动电流IDR的电流值出现误差的优点。

如图33所示，在写入期间PWR中，驱动电路30将发光控制信号GEL[i]维持成高电平。因此，第四开关元件Tr4被维持成截止状态，发光元件E被维持成截止状态(非发光状态)。

如前述所示，如果写入期间PWR开始，则第一电极L1的电位从第二基准电位VREF2变化成灰度电位VDATA，写入期间PWR刚刚开始后的VG的变化量，相当于依照电容元件C0与保持电容C1的电容比对第一电极L1的电位的变化量ΔV2(＝VDATA-VREF2)进行分割而得到的电压(ΔV2·cp0/(cp0+cp1))。在本实施方式中，对写入期间PWR刚刚开始后的驱动晶体管TDR的栅极-源极间的电压VGS4进行表示的公式用以下的数学式(11)表述，成为不依赖于发光元件E上附随的电容C2的电容值(cp2)的形式。

VGS4＝VGS3-ΔV2·cp0/(cp0+cp1)

＝{VGS2-ΔV1·cp0/(cp0+cp1)}-ΔV2·cp0/(cp0+cp1)

＝VGS2+(VREF1-VDATA)·cp0/(cp0+cp1)……(11)

根据数学式(11)及数学式(8)可知，具有下述优点，即，对用于将电压VGS4设定成与灰度值D对应的所希望的值而需要的第一基准电位VREF1和灰度电位VDATA的变化幅度而言，本实施方式可以比第二实施方式小。

如图33所示，在驱动期间PDR中，驱动电路30将发光控制信号GEL[i]设定成低电平。因此，第四开关元件Tr4迁移为导通状态，驱动晶体管TDR的漏极和发光元件E的阳极借助第四开关元件Tr4导通。而且，通过数学式(3)的电流Ids借助第四开关元件Tr4流向发光元件E的阳极，如图16所示，电位VA上升，当发光元件E的两端间的电压(＝VA-VCT2)到达发光元件E的阈值电压VTH_OLED时，上述电流Ids作为驱动电流IDR被提供给发光元件E。

然而，如果在补偿期间PCP、写入期间PWR中，发光元件E发光，则存在像素中发生对比度降低的问题。在上述的各实施方式(第一～第三实施方式)中，由于在补偿期间PCP及写入期间PWR中，发光元件E被可靠地维持成截止状态(非发光状态)，所以具有能够抑制像素中对比度的降低的优点。并且，根据本实施方式，如图33所示，即便不使供电线16的电位VCT[i]变化，由于发光元件E的发光在补偿期间PCP及写入期间PWR中也会停止，所以，与第一实施方式及第二实施方式相比，具有可以简化电位控制电路36的控制的优点。

另外，根据上述的第四实施方式及第五实施方式，由于通过使供电线16的电位VCT[i](向发光元件E的另一个电极提供的电位)发生变化，可以切换发光元件E的导通状态及截止状态，所以可以不在驱动电流IDR的路径上设置用于决定可否向发光元件E供给驱动电流IDR的开关元件(例如第四开关元件Tr4)。因此，具有可以简化像素电路U的构成的优点。

<G：变形例>

以上的各方式能够实现各种变形。下面将例示针对各方式的变形的具体方式。另外，可以从以下的例示中任意选择2个以上的方式进行组合。

(1)变形例1

在上述的各实施方式中，设置在像素电路U内的各开关的导电型是任意的。在第一实施方式～第三实施方式中，例如如图34所示，也可采用使驱动晶体管TDR、选择开关TSL为P沟道型的构成。在图34的像素电路U中，发光元件E的阳极与供电线18(电位VCT)连接，驱动晶体管TDR的漏极与供电线16(电位VEL[i])连接，同时源极与发光元件E的阴极连接。在驱动晶体管TDR的栅极和源极之间夹设有保持电容C1的构成、在驱动晶体管TDR的栅极和信号线14之间夹设有选择开关TSL的构成，与图2同样。如上所述，采用了P沟道型驱动晶体管TDR的情况、与采用了N沟道型驱动晶体管TDR的情况相比，电压的关系(高低)颠倒，但由于本质的动作与图3一样，所以省略动作的详细说明。其中，与第三实施方式一样，也采用在流过图34的驱动晶体管TDR的电流Ids的路径上(例如驱动晶体管TDR的漏极与供电线18之间)配置有控制开关TCR配置的构成。

而且，在第四实施方式～第六实施方式中，例如也可以由N沟道型晶体管构成第一开关元件Tr1～第四开关元件Tr4的全部或一部分。

(2)变形例2

用于将灰度电位VDATA提供给像素电路U的信号线14，被兼用于对在补偿期间PCP、初始化期间PRS中的像素电路U的动作进行规定的构成，在本发明中并非必须。如果进一步详述，则如下所示。

在上述的各实施方式中，通过使信号线14的信号S[j]从VREF1变化成VREF2，停止了补偿动作，但用于使补偿动作停止的方法可适当变更。在第一实施方式～第三实施方式中，例如，也可以采用在保持期间PCP2的起点处使选择开关TSL迁移为截止状态的基础上，将被供给基准电位VREF2的布线与驱动晶体管TDR的栅极连接的构成。在第四实施方式～第六实施方式中，例如，也可以采用在保持期间PCP2的起点处使第一开关元件Tr1迁移为截止状态的基础上，将被供给第二基准电位VREF2的布线与电容元件C0的第一电极L1连接的构成。

而且，第一实施方式～第三实施方式中，在动作期间PCP1的补偿动作的执行过程中，从信号线14向驱动晶体管TDR的栅极供给了基准电位VREF1(信号S[j])，但在补偿动作的执行过程中对驱动晶体管TDR的栅极电位进行维持的方法可适当变更。例如，也可以采用如下构成，即在动作期间PCP1中使选择开关TSL迁移为截止状态的基础上，将被供给基准电位VREF1的布线与驱动晶体管TDR的栅极连接。对于在初始化期间PRS中供给驱动晶体管TDR的栅极的基准电位VREF1的动作也同样，例如，可以采用如下构成，即在初始化期间PRS中使选择开关TSL迁移为截止状态的基础上，将被供给基准电位VREF1的布线与驱动晶体管TDR的栅极连接。

并且，第四实施方式～第六实施方式中，在动作期间PCP1的第一补偿动作的执行过程中，从信号线14向第一电极L 1供给了第一基准电位VREF1(信号S[j])，但在第一补偿动作的执行过程中维持第一电极L1的电位的方法可适当变更。例如，也可以采用如下构成，即在动作期间PCP1中使第一开关元件Tr1迁移为截止状态的基础上，将被供给第一基准电位VREF1的布线与第一电极L1连接。

不过，像上述的各实施方式那样，根据将信号线14(信号S[j])兼用于初始化期间PRS、补偿期间PCP中的像素电路U的驱动的构成，与和信号线14独立地形成了用于在初始化期间PRS、补偿期间PCP中驱动像素电路U的布线的构成相比，实现了元件部10构成被简化的特别效果。

(3)变形例3

第六实施方式中，在初始化期间PRS中使第四开关元件Tr4为导通状态，但例如也可以在初始化期间PRS中使第四开关元件Tr4为截止状态，仅在驱动期间PDR中使第四开关元件Tr4为导通状态。

(4)变形例4

在第六实施方式中，如图33所示，在写入期间PWR中解除了驱动晶体管TDR的二极管连接，但也可以与第二实施方式同样，通过在写入期间PWR中使驱动晶体管TDR为二极管连接，来进行第二补偿动作。

(5)变形例5

如以上的各方式那样，在多个像素电路U排列成矩阵状的构成的基础上，当以行单位时分割驱动各像素电路U时，在各像素电路U内需要选择开关TSL、第一开关元件Tr1。但是，例如在多个像素电路U沿着X方向仅排列成1行的构成中，由于不需要通过时分割的多行的选择这一动作，所以不需要像素电路U内的选择开关TSL、第一开关元件Tr1。多个像素电路U仅排列成1行的发光装置100，例如适合用作在电子照相方式的图像形成装置(打印装置)中对感光鼓等像载体进行曝光的曝光装置。

(6)变形例6

在以上的各方式中，利用了发光元件E上附随的电容C2，但如图35所示，也优选将电容CX与电容C2一起利用的构成。电容CX的电极e1与将驱动晶体管TDR和发光元件E连接的路径(驱动晶体管TDR的漏极或源极)相连。电容CX的电极e2与被供给规定电位的布线(在第一实施方式～第三实施方式中，例如被供给电位VCT的供电线18)连接。在以上的构成中，数学式(4)、数学式(5)中的电容值cp2成为电容CX与发光元件E的电容C2的总计值。因此，可以对应于电容CX来调整数学式(4)的电压VGS3、数学式(5)的电压VGS4。

(7)变形例7

有机EL元件不过是发光元件的例示。例如，对于排列有无机EL元件、LED(Light Emitting Diode)元件等发光元件的发光装置，也可以与以上的各方式同样地应用本发明。本发明中的发光元件是通过电流的供给而灰度(亮度)发生变化的要素。

<H：应用例>

接着，对利用了以上各方式涉及的发光装置100的电子设备进行说明。在图36～图38中，图示了将发光装置100用作显示装置的电子设备的实施方式。

图36是表示采用了发光装置100的便携式个人电脑的构成的立体图。个人电脑2000具备：显示各种图像的发光装置100、和设置有电源开关2001、键盘2002的主体部2010。由于发光装置100将有机EL元件用作发光元件E，所以可显示视角大且容易观看的画面。

图37是表示应用了发光装置100的移动电话机的构成的立体图。移动电话机3000具备：多个操作按钮3001及滚动按钮3002、和显示各种图像的发光装置100。通过操作滚动按钮3002，在发光装置100上显示的画面被滚动。

图38是表示应用了发光装置100的便携信息终端(PD A：PersonalDigital Assistants)的构成的立体图。信息便携终端4000具备：多个操作按钮4001及电源开关4002、和显示各种图像的发光装置100。如果操作电源开关4002，则地址簿、日程表等各种信息显示于发光装置100。

另外，作为可应用本发明涉及的发光装置的电子设备，除了在图36～图38中例示的设备之外，还可以举出数码相机、电视机、摄影机、汽车导航装置、寻呼机、电子记事本、电子纸张、台式电子计算器、文字处理器、工作站、可视电话、POS终端、打印机、扫描仪、复印机、放像机、具有触摸面板的设备等。而且，本发明的发光装置的用途不限于图像的显示。例如，在电子照相方式的图像形成装置中，作为通过曝光在感光鼓上形成潜像的曝光装置，也可以利用本发明的发光装置。

Claims (16)

1.一种像素电路的驱动方法，其特征在于，用于驱动下述像素电路，所述像素电路具备：发光元件、与所述发光元件串联连接的驱动晶体管、以及在所述发光元件与所述驱动晶体管之间的路径和所述驱动晶体管的栅极之间夹设的保持电容，

通过在初始化期间中对所述保持电容的两端间的电压进行初始化，使所述驱动晶体管导通，

在经过所述初始化期间之后的补偿期间中，遍及依照对该像素电路指定的灰度值而可变地设定的时间长度，执行一边向所述驱动晶体管的栅极供给第一基准电位、一边使所述保持电容的两端间的电压渐近于与所述驱动晶体管的阈值电压对应的电压的补偿动作，

在经过所述补偿期间之后的写入期间中，通过从信号线向所述驱动晶体管的栅极供给与所述灰度值对应的灰度电位，使所述保持电容的两端间的电压从由所述补偿动作设定的电压向与所述灰度值对应的电压变化，

在经过所述写入期间之后的驱动期间中，通过停止对所述驱动晶体管的栅极的电位供给，向所述发光元件供给与所述保持电容的两端间的电压对应的驱动电流。

2.根据权利要求1所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

按照由所述灰度电位的供给而引起的驱动晶体管的栅极电位的变化量越大，所述补偿动作的时间长度越短的方式，设定所述补偿期间中的补偿动作的时间长度。

3.根据权利要求1所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述补偿期间中，通过将所述第一基准电位从所述信号线提供给所述驱动晶体管的栅极来执行所述补偿动作，通过使所述信号线的所述第一基准电位变化成第二基准电位、使所述驱动晶体管迁移成截止状态，来停止所述补偿动作。

4.根据权利要求1所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述灰度值低于规定值的情况下，将所述补偿动作的时间长度设定成不依赖所述灰度值的规定值。

5.根据权利要求1所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述写入期间中，阻断在所述驱动晶体管中流过的电流的路径。

6.一种像素电路的驱动方法，其特征在于，用于驱动下述像素电路，所述像素电路具备：具有第一电极及第二电极的电容元件、栅极与所述第二电极连接的P沟道型驱动晶体管、和发光元件，

通过在初始化期间中对所述驱动晶体管的栅极电位进行初始化，使所述驱动晶体管导通，

在经过所述初始化期间之后的补偿期间中，通过向所述第一电极供给第一基准电位，使所述驱动晶体管成为二极管连接，而遍及依照对该像素电路指定的灰度值可变地设定的时间长度，执行使所述驱动晶体管的栅极-源极间的电压渐近于所述驱动晶体管的阈值电压的第一补偿动作，

在经过所述补偿期间之后的写入期间中，通过将与所述灰度值对应的灰度电位从信号线提供给所述第一电极，使所述驱动晶体管的栅极-源极间的电压变化成与所述灰度值对应的电压，

在经过所述写入期间之后的驱动期间中，将与所述驱动晶体管的栅极-源极间的电压对应的驱动电流提供给所述发光元件。

7.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述写入期间中，通过在使所述驱动晶体管成为二极管连接的基础上，向所述第一电极供给所述灰度电位，来进行使所述驱动晶体管的栅极-源极间的电压变化成与所述灰度值对应的电压，并且渐近于所述驱动晶体管的阈值电压的第二补偿动作。

8.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

所述发光元件的一个电极与所述驱动晶体管的漏极连接，

在所述初始化期间、所述补偿期间及所述写入期间中，通过向所述发光元件的另一个电极供给第一电位，按照低于所述发光元件的阈值电压的方式设定所述发光元件的两端间的电压，

在所述驱动期间中，通过向所述发光元件的另一个电极供给第二电位，按照高于所述发光元件的阈值电压的方式设定所述发光元件的两端间的电压。

9.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

具备在所述驱动电流的路径上设置的开关元件，

通过在所述补偿期间及所述写入期间中，使所述开关元件为截止状态，而在所述驱动期间中，使所述开关元件为导通状态，由此向所述发光元件供给所述驱动电流。

10.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

按照由所述灰度电位的供给而引起的所述驱动晶体管的栅极电位的变化量越大，所述第一补偿动作的时间长度越短的方式，设定所述补偿期间中的所述第一补偿动作的时间长度。

11.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述补偿期间中，将所述第一基准电位从所述信号线提供给所述第一电极来执行所述补偿动作，通过使所述信号线的所述第一基准电位变化成第二基准电位，使所述驱动晶体管迁移成截止状态，来停止所述第一补偿动作。

12.根据权利要求6所述的像素电路的驱动方法，其特征在于，

在所述灰度值低于规定值的情况下，将所述第一补偿动作的时间长度设定成不依赖所述灰度值的规定值。

13.一种发光装置，其特征在于，

具备：像素电路、和驱动所述像素电路的驱动电路，所述像素电路包括：发光元件、与所述发光元件串联连接的驱动晶体管、以及所述驱动晶体管与所述发光元件之间的路径和所述驱动晶体管的栅极之间夹设的保持电容；

所述驱动电路通过在初始化期间中对所述保持电容的两端间的电压进行初始化，使所述驱动晶体管导通，

在经过所述初始化期间之后的补偿期间中，遍及依照对该像素电路指定的灰度值可变地设定的时间长度，执行一边向所述驱动晶体管的栅极供给第一基准电位、一边使所述保持电容的两端间的电压渐近于与所述驱动晶体管的阈值电压对应的电压的补偿动作，

在经过所述补偿期间之后的写入期间中，通过从信号线向所述驱动晶体管的栅极供给与所述灰度值对应的灰度电位，使所述保持电容的两端间的电压从由所述补偿动作设定的电压向与所述灰度值对应的电压变化，

在经过所述写入期间之后的驱动期间中，通过停止对所述驱动晶体管的栅极的电位供给，向所述发光元件供给与所述保持电容的两端间的电压对应的驱动电流。

14.一种发光装置，其特征在于，

具备：像素电路、和驱动所述像素电路的驱动电路，

所述像素电路具备：具有第一电极及第二电极的电容元件、栅极与所述第二电极连接的P沟道型驱动晶体管、发光元件、在信号线与所述第一电极之间夹设的第一开关元件、在被供给用于对所述驱动晶体管的栅极电位进行初始化的初始化电位的初始化线与所述驱动晶体管的栅极之间夹设的第二开关元件、和在所述驱动晶体管的栅极与漏极之间夹设的第三开关元件；

所述驱动电路在初始化期间中使所述第二开关元件为导通状态，

在经过所述初始化期间之后的补偿期间中，通过使所述第二开关元件为截止状态，将提供给所述信号线的电位设定成第一基准电位，并且使所述第一开关元件及所述第三开关元件为导通状态，由此遍及依照该像素电路的灰度值可变地设定的时间长度，执行使所述驱动晶体管的栅极-源极间的电压渐近于所述驱动晶体管的阈值电压的补偿动作，

在经过所述补偿期间之后的写入期间中，将所述第一开关元件维持为导通状态，并且将提供给所述信号线的电位设定成与所述灰度值对应的灰度电位，

在经过所述写入期间之后的驱动期间中，使所述第一开关元件为截止状态。

15.根据权利要求14所述的发光装置，其特征在于，

还具备在所述驱动电流的路径上设置的第四开关元件，

所述驱动电路在所述补偿期间及所述写入期间中使所述第四开关元件为截止状态，而在所述驱动期间中使所述第四开关元件为导通状态，由此将向所述发光元件供给所述驱动电流。

16.一种电子设备，其特征在于，具备权利要求13或14所述的发光装置。

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