CN101630966B - 多输入多输出***中信道质量的反馈方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多输入多输出***中信道质量的反馈方法，以用于接收端向发送端反馈信道质量信息。该方法中所述接收端根据截止到当前的一个时间间隔内的过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息后，向所述发送端反馈所述信道质量信息。与现有技术相比，本发明反馈方法中接收端能够在有多层干扰时获得较准确的信道质量信息并反馈给发送端。

Description

多输入多输出***中信道质量的反馈方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，具体涉及一种多输入多输出(MIMO)***中信道质量的反馈方法。

背景技术

在无线通信中，如果在发送端(eNB)使用多根天线，则可以采取空间复用的方式来提高传输速率，即发送端在相同的时频资源上的不同天线位置发射不同的数据。在接收端(UE)也使用多根天线，则在单用户的情况下可以将所有天线的资源都分配给同一用户。以上的这传输形式称之为单用户MIMO(SU-MIMO)。另外亦可在多用户的情况下将不同天线空间的资源分配给不同用户，这传输形式叫做多用户MIMO(MU-MIMO)。

上述单用户MIMO和多用户MIMO这两种情况，发送端都需要根据各用户的信道信息(CSI)来分配资源和决定发射的方法。在接收端可以通过信道估计获取出各个收发天线对之间的信道信息，然后将信息反馈给eNB。

在实际的情况下，由于反馈是需要用***资源的，一般UE都将信息进行量化才作反馈。在长期演进(Long Time Evolution，LTE)***中，量化后的信息的反馈方式，主要包括信道质量指示符(Channel Quality Indicator，CQI)，预编码矩阵索引(Precoding Matrix Index，PMI)和秩指示(RankIndicator，RI)。另外，发送端也可以从其它方式来估计信道信息，例如用信道互易性从上行的信道信息来估计下行的信道信息。

接收端可以通过信道和干扰估计计算出信干噪比(SINR)，CQI一般就是量化后的SINR，以下是在SU-MIMO空间复用(Spatial Multiplexing)的场景下，用最小均方误差(MMSE)接收机时SINR的计算方法。

在发送端和接收端都有2根天线时，发送端和接收端之间的信道是一个2x2的矩阵H，而在秩为2的时候，预编码W也是一个2x2的矩阵，预编码处理后的信道则是：

F＝[f₁ f₂] ＝HW    式(1)

其中，f₁为第一层的等效信道向量，f₂为第二层的等效信道向量。

接收端收到的信号是一个2x1的向量y，n也是一个2x1的向量，代表2根天线接收的干扰和噪音，而s₁和s₂则分别是在不同码子流的数据符号：

y＝f₁s₁+f₂s₂+n    式(2)

在使用MMSE接收机情况下，码子流(stream)1和码子流2的信干噪比(SINR)分别是：

$\mathrm{stream}1=f_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn},2}^{-1}{f}_1$ 式(3)

$\mathrm{stream}2=f_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn},1}^{-1}{f}_2$ 式(4)

其中，

${\hat{R}}_{\mathrm{nn},k}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+f_k{f}_k^{*}+N_{o}I,$ num int表示干扰小区的数目；

H_i是小区间干扰(inter-cell interference)；

H_i ^*是H_i的转置矩阵；

N_oI是高斯分布的白噪声；

则是对于k流的干扰和噪声协方差矩阵，包括码子流之间的同道干扰f_k。

对于Release 8的LTE，预编码都是从标准的码本预定，在SU-MIMO的情况下，SINR计算时可以准确知道码子流之间的干扰，这样亦能比较准确计算CQI。但是在Release 9支持的双流波束赋形(Beamforming)下，预编码是接收端计算出来的，接收端便不能准确知道码子流之间的干扰，CQI的计算可能与实际发射时会有偏差。

在多用户双流Beamforming场景下，当有两个用户做空间复用时，SINR的计算方式跟SU-MIMO秩为2的时候相比，只是每个码子流是由不同的用户占有，干扰就可以说成多用户的干扰。

在用户1接收端收到的信号是：

y＝f₁s₁+f₂s₂+n

在用户1用MMSE接收机时，用户1的信干噪比(SINR)是：

$\mathrm{MMSE\; SINR\; for\; User}1=f_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn},2}^{-1}{f}_1,$ 其中 ${\hat{R}}_{\mathrm{nn},k}=\underset{i}{\overset{\mathrm{numInt}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+f_k{f}_k^{*}+N_{o}I.$

因为发射端在相同的时频资源上的不同天线位置，向多用户发射不同的数据，各用户都会对其它用户产生干扰。虽然可以用一些方法(例如破零等)来降低各用户的干扰，但在实际的情况下，因为量化和其它各种的误差，在接收端都会有一定的多用户干扰存在。在有多用户干扰的情况下，因为多用户的配对是在发射端进行，接收端一般很难作未来干扰的预测，所以CQI的准确度一般都较低。

在MU-MIMO的情况下，虽然接收端不可能准确知道未来多用户的干扰，但是亦可在CQI计算时粗略考虑多用户带来的干扰。其中一个方法是把所有有可能跟自己配对的预编码都来作一个SINR的计算，然后作平均。例如在Release 8中，2根天线的码本是：

在每个用户秩为1的时候，有4个码子的选择。如果发射端容许非正交配对，则每个用户便有3个码子可作配对，也就是说有3个不同干扰的可能性。在这个情况下，可以计算每一个可能性然后再作平均：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU}}=\frac{1}{S-1}\underset{w_k\∈{\mathrm{Cint}}_n}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\left({\mathrm{Hw}}_k\right){\left({\mathrm{Hw}}_k\right)}^{*})}^{-1}{f}_1,$ 其中 ${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I.$

其中S是码子的数量，即等于4；W_k是干扰的预编码。这样可以将干扰作一个大概的估计，但是这个方法只可以用于***本的情况，如果没***本的话，干扰的预编码可以有很多可能性，那便没法作一个预测。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，在于需要提供一种多输入多输出***中信道质量的反馈方法，以用于接收端向发送端反馈信道质量信息。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种多输入多输出***中信道质量的反馈方法，用于所述多输入多输出***中接收端向发送端反馈信道质量信息，其中，所述接收端根据截止到当前的一个时间间隔内的过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息后，向所述发送端反馈所述信道质量信息。

优选地，所述接收端根据所述过往干扰估算所述信道质量，包括计算所述过往干扰的平均值并根据所述平均值来估算所述信道质量，或者通过对所述时间间隔内的多用户干扰进行过滤来估算所述信道质量。

进一步地，所述估算，包括根据公共导频和解调导频进行。

再进一步地，对于单用户多输入多输出***的双层传输，在公共导频端口的数量少于发射天线数时，

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据解调导频估计获得第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层信道质量指示符差值ΔCQI₁；

所述接收端根据所述第二层的等效信道向量获得第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层信道质量指示符差值ΔCQI₂；

所述接收端根据所述ΔCQI₁与ΔCQI₂获得信道质量指示符平均值ΔCQI；

所述接收端将所述CQI_TXD及ΔCQI反馈给所述发送端；

其中：

所述 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_1=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

所述 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_2=Q({\hat{f}}_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_2-{\hat{f}}_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_2);$

所述ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2；

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估算获得的所述第一层的等效信道向量；

为根据所述解调导频估算获得的所述第二层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。

以及，所述接收端进一步向所述发送端反馈秩指示(RI)。

更进一步地，所述接收端根据所述过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息的步骤，包括：

对于单用户多输入多输出***的双层传输，在公共导频端口的数量少于发射天线数时，

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据解调导频估计获得第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层信道质量指示符差值ΔCQI₁；

所述接收端根据所述第二层的等效信道向量获得第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层信道质量指示符差值ΔCQI₂；

所述接收端根据所述ΔCQI₁与ΔCQI₂获得信道质量指示符平均值ΔCQI；

所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为1，并同时反馈所述CQI_TXD；或者所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为2，并同时反馈所述CQI_TXD与所述ΔCQI的差值CQI_E；

其中：

所述 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_1=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

所述 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_2=Q({\hat{f}}_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_2-{\hat{f}}_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_2);$

所述ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2；

所述CQI_E＝CQI_TXD-ΔCQI；

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估算获得的所述第一层的等效信道向量；

为根据所述解调导频估算获得的所述第二层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。

以及，所述接收端根据所述过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息的步骤，包括：

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据所述解调导频估计获得第一层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得没有多用户干扰与多用户无干扰的信道质量指示符差值ΔCQI_SM；

所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为1，并同时反馈所述CQI_TXD；或者所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为2，并同时反馈CQI_TXD-ΔCQI_SM；

其中： $\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_{\mathrm{SM}}=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估计获得第一层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。

与现有技术相比，本发明提出的多输入多输出***中信道质量的反馈方法，接收端能够在有多层干扰时获得较准确的信道质量信息并反馈给发送端，而且接收端在没***本情况下也能获得较好的估算效果。

附图说明

图1是本发明第一实施例中第一方式的流程示意图；

图2是本发明第一实施例中第二方式的流程示意图；

图3是本发明第二实施例中第四方式的流程示意图；

图4为本发明第二实施例中第五方式的流程示意图；

图5是本发明发送端根据接收端反馈的信道质量信息进行传输的流程示意图；

图6为本发明第四实施例的流程示意图；

图7为本发明第五实施例的流程示意图；

图8为本发明第六实施例的流程示意图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。

本发明中接收端在计算及反馈CQI或SINR时，根据过往的干扰来估算当前干扰对CQI或SINR的影响，比如对过往截止到当前一个T时间间隔内的干扰进行平均，根据该平均值来估算当前信道质量信息。获取信道质量信息后，将获取的信道质量信息反馈给发送端，发送端根据该信道质量信息进行与接收端的传输。

根据过往干扰来估算当前干扰，其中一种方法是通过导频来测量估算。LTE的标准中包含一种解调导频(Demodulation Reference Signal，DMRS)，是发射端(eNB)对每个接收端(UE)发射的专用导频，这种导频在发射时需要经过预编码处理，同数据预编码一样。因此只要UE知道自己的信道位于哪几层，就可得知其它层都是干扰，可以从干扰层的DMRS实现干扰估计。

以下分为MU-MIMO和SU-MIMO分别说明通过DMRS估算CQI的计算方法。

对于MU-MIMO情形

在MU-MIMO的情况下，如果共有M个用户，则用户m′的CQI及SINR分别为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU},m^{\′}}=f_{m^{\′}}^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1,m\≠m^{\′}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int},m}\left(k\right)f_{\mathrm{int},m}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_{m^{\′}}$ 式(5)

CQI_MU，m′＝Q(SINR_MU，m′)    式(6)

其中，t表示当前时间，T表示时间间隔；

f_int，m(t)＝H_int，m(t)w_int，m(t)；

其中， $\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1,m\≠m^{\′}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int},m}\left(k\right)f_{\mathrm{int},m}{\left(k\right)}^{*}$ 表示T时间间隔内多用户干扰的平均值。

式(6)中的Q(x)表示对x进行量化运算。

其中f_int，m(t)＝H_int，m(t)w_int，m(t)是经过预编码处理之后的多用户干扰，可以根据DMRS得到。对当前时刻到T时间段之前的这一段时间内的干扰进行平均处理，或者可以用滤波器来过滤当前时刻T时间段之前的多用户干扰。当然，T也可以等于1，即不做平均，只根据当前的DMRS来做干扰估计，既T等于1时式(5)表示为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU},m^{\′}}=f_{m^{\′}}^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\underset{m=1,m\≠m^{\′}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int},m}\left(t\right)f_{\mathrm{int},m}{\left(t\right)}^{*})}^{-1}{f}_{m^{\′}}$ 式(5-1)

需要说明的是，通过滤波器进行干扰滤波，以及T等于1表示不做平均处理，同样适用于SU-MIMO情形。

在多用户的场景下，干扰主要是同小区其他用户产生的同道干扰，这些干扰都是经过预编码处理的，所以干扰的大小与变化都取决于eNB。对于不同eNB，采用不同的配对及预编码处理，从而产生不同的干扰。通过对之前干扰的统计，可以知道eNB产生干扰的大概强度，从而对CQI的影响作一个估计。

对于SU-MIMO情形

在SU-MIMO的情况下，如果是双层传输的话，第一层的CQI及SINR的计算可以写成：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}=f_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_1$ 式(7)

CQI_SU，1＝Q(SINR_SU，1)    式(8)

其中f_int(t)＝H(t)w₂(t)。

其中，表示T时间间隔内多用户干扰的平均值。

其中，H(t)w₂(t)是通过预编码处理后的层间干扰，可以从DMRS来得到。和多用户的场景一样，对当前时刻到T时间段之前的这一段时间内的干扰进行平均处理，或者可以用滤波器来过滤当前时刻T时间段之前的多层干扰。

对于第二层，计算方法同第一层一样，即：

双层传输中第二层的信干噪比SINR_SU，2及信道质量指示符CQI_SU，2分别为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},2}=f_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_2$ 式(7-1)

CQI_SU，2＝Q(SINR_SU，2)   式(8-1)

其中：

f_i为层i的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

Q(x)表示对x进行量化运算；

其中f_int(t)＝H(t)w₁(t)，H(t)w₁(t)是通过预编码处理后的层间干扰，可以从DMRS来得到。

其中，表示T时间间隔内多用户干扰的平均值。

当然，T也可以等于1，即不做平均，只根据当前的DMRS来做干扰估计，既T等于1时式(7)表示为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}=f_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+f_{\mathrm{int}}\left(t\right)f_{\mathrm{int}}{\left(t\right)}^{*})}^{-1}{f}_1$ 式(7-2)

式(7-1)表示为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},2}=f_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+f_{\mathrm{int}}\left(t\right)f_{\mathrm{int}}{\left(t\right)}^{*})}^{-1}{f}_2$ 式(7-3)

下面利用实施例对说明如何通过解调导频来计算信道质量。

第一实施例

在LTE Release 8中，基于单天线端口5的传输，属于一种单流波束赋形(Beamforming，BF)技术的应用。为了增强下行的非码本传输方式的性能，在LTE的增强版本Release 9中提出了一种新的传输方式，属于一种秩为2的非码本空间复用方式，也就是采用了双流BF技术的两天线端口的传输。

在单用户双流BF场景下，因为不是基于码本的方式，eNB可以自己决定预编码处理的方法。虽然eNB一般都使两层的预编码向量正交化，但是由于实际***的各种误差，当信号到达UE的时候，层间的干扰是很难避免的，在这情况下可以用干扰平均的方法来进行CQI的计算：

第一层的CQI是：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}=f_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_1$ 式(9)

CQI_SU，1＝Q(SINR_SU，1)     式(10)

其中f_int(t)＝H(t)w₂(t)。

第二层的CQI是：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},2}=f_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_2$ 式(11)

CQI_SU，2＝Q(SINR_SU，2)       式(12)

其中f_int(t)＝H(t)w₁(t)。

在接收端反馈SINR或者CQI时(以反馈CQI为例进行说明)，包含有以下第一、第二及第三共三种方式：

第一方式

UE直接反馈两个CQI，即CQI_SU，1和CQI_SU，2。

图1是在公共导频CRS(Common Reference Signal)端口(port)的数量不少于发射天线数时，SU-MIMO***中接收端反馈信道质量信息给发送端的第一方式的流程示意图。如图1所示，该流程主要包括如下步骤：

步骤S110，UE根据公共导频CRS(Common Reference Signal)估计信道矩阵H；

步骤S120，UE根据该信道矩阵H获得两个特征向量；

步骤S130，UE根据该两个特征向量获得第一层的等效信道向量f₁和第二层的等效信道向量f₂；

步骤S140，UE根据DMRS计算层间干扰的平均值；

步骤S150，UE根据该平均值以及该f₁和f₂，获取第一层信道质量指示符CQI_SU，1和第二层信道质量指示符CQI_SU，2；

步骤S160，UE将该CQI_SU，1和CQI_SU，2反馈给发送端。

第二方式

上述第一方式是基于UE可以获知所有天线的信道，这需要CRS port的数量不少于发射天线数，例如在Release 8中最大CRS的数量是4个，如果发送端有8根天线，此时上述第一方式则不适用。

在CRS端口(port)的数量少于发射天线数时，用近似Release 8端口5的传输的发射分集形式来反馈CQI(我们这里用CQI_TXD来代表)，然后基于平均的层间干扰把CQI调低，根据DMRS获取第一层的等效信道向量f₁和第二层的等效信道向量f₂，在此分别用和表示根据DMRS估算出来的第一层的等效信道向量f₁和第二层的等效信道向量f₂，所以第一层在有层间干扰时的SINR是：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}={\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1$ 式(13)

第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层CQI差值是：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_1=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1)$ 式(14)

运用与第一层一样的过程，可以获得第二层在没有层间干扰和有层间干扰时的第二层CQI差值为：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_2=Q({\hat{f}}_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_2-{\hat{f}}_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_2)$ 式(15)

计算第一层CQI差值与第二层CQI差值的CQI平均值：

ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2     式(16)

根据CQI_TXD及该CQI平均值获得CQI估计值：

CQI_E＝CQI_TXD-ΔCQI   式(17)

接收端将该CQI估计值CQI_E反馈给发送端，这样便可把估计出来的层间干扰都反映在CQI_E计算过程中。发送端eNB收到CQI_E后再根据eNB自己估计信道的两个特征向量做不同层之间CQI的调整。图2为本发明上述第二方式的流程示意图。如图2所示，该流程主要包括如下步骤：

步骤S210，UE根据公共导频CRS估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

步骤S220，UE根据DMRS估计第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量

步骤S230，UE根据该计算第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层CQI差值ΔCQI₁；

步骤S240，UE根据该计算第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层CQI差值ΔCQI₂；

步骤S250，根据该第一层CQI差值ΔCQI₁与第二层CQI差值ΔCQI₂获得CQI平均值ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2；

步骤S260，UE根据该CQI_TXD及CQI平均值ΔCQI获得CQI估计值CQI_E＝CQI_TXD-ΔCQI反馈给发送端。

第三方式

与前述的第二方式相比，第三方式在获得第一层CQI差值与第二层CQI差值之后，根据第一层CQI差值与第二层CQI差值，以及CQI_TXD获得：

第一层CQI估计值为：

CQI_1E＝CQI_TXD-ΔCQI₁     式(18)

第二层CQI估计值为：

CQI_2E＝CQI_TXD-ΔCQI₂     式(19)

接收端将该第一层CQI估计值CQI_1E及第二层CQI估计值CQI_2E反馈给发送端。

第二实施例

双流BF也可以支持多用户MIMO，每一个用户只占一个流(秩为1)。第一实施例要求单用户信道的秩为2，如果信道的秩为1，则需要多用户MIMO来做空间复用。如果信道的秩为1又没有用户做配对的话，则需要采用单用户的单流BF。在这个单流BF模式，要支持动态单用户单流BF和多用户BF的切换，本实施例采用差分CQI的反馈方法。

首先计算单流BF的CQI：

${\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}=Q\left({\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}\right)=Q\left(f_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{f}_1\right)$ 式(20)

然后再计算单流BF和双流BF之间的差值ΔCQI_SD：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SD}}={\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}-Q\left({\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU}}\right)$

式(21)

$={\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}-Q\left(f_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_1\right)$

接收端将该ΔCQI_SD反馈给发送端eNB后，eNB如果找到两用户做配对的话，可以从CQI_SU，1和ΔCQI_SD计算多用户的CQI_MU＝CQI_SU，1-ΔCQI_SD，如果没有用户做配对的话就用CQI_SU，1来做单用户的传输。

在接收端反馈SINR或者CQI时(以反馈CQI为例进行说明)，包含有以下第四和第五共两种方式：

第四方式

本方式是利用差分的方式反馈CQI，支持动态单用户和多用户的切换，例如在秩为1的情况下，因为只有一层，没有多层的干扰，单用户无干扰的CQI是：

${\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}=Q\left({\mathrm{SINR}}_{\mathrm{SU},1}\right)=Q\left(f_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{f}_1\right)$ 式(22)

其与多用户CQI的差值是：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SM}}={\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}-Q\left({\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU}}\right)$

式(23)

$={\mathrm{CQI}}_{\mathrm{SU},1}-Q\left(f_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_1\right)$

因为多用户的CQI是低于单用户的CQI，因此ΔCQI_SM是正数，在量化ΔCQI_SM时可以用比CQI少一点的比特来作反馈，例如CQI_SU，1是用5比特来量化，可以用3比特来量化。

图3为本发明上述第四方式的流程示意图。如图3所示，该流程主要包括如下步骤：

步骤S310，UE根据公共导频CRS估计信道矩阵H；

步骤S320，UE根据该信道矩阵H获得一个最强的特征向量；

步骤S330，UE根据该最强的特征向量获得第一层的等效信道向量f₁；

步骤S340，UE根据DMRS计算多用户干扰的平均值

步骤S350，UE根据该f₁，获取单用户无干扰信道质量指示符CQI_SU，1；

步骤S360，UE根据该平均值以及该f₁，获取该单用户无干扰信道质量指示符CQI_SU，1与多用户CQI的差值ΔCQI_SM；

步骤S370，UE将该CQI_SU，1和ΔCQI_SM反馈给发送端。

第五方式

本方式是在UE无法从CRS取得第一层的等效信道向量f₁的情况下(比如CRS port的数量不少于发射天线数)，可以根据DMRS来估计获得第一层的等效信道向量f₁，在此用来表示根据DMRS估计出来的量，所以与单用户无干扰CQI_SU，1的差值为：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{COI}}_{\mathrm{SM}}=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1)$ 式(24)

在这种情况下，接收端向发送端反馈用Release 8端口5的传输的发射分集形式的CQI_TXD以及该ΔCQI_SM。

图4为本发明上述第五方式的流程示意图。如图4所示，该流程主要包括如下步骤：

步骤S410，UE根据公共导频CRS估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

步骤S420，UE根据DMRS估计第一层的等效信道向量

步骤S430，UE根据该第一层的等效信道向量计算在没有多用户干扰和有多用户干扰的CQI差值ΔCQI_SM；

步骤S440，UE将该CQI_TXD以及该ΔCQI_SM反馈给发送端。

需要说明的是，上述第一实施例和第二实施例可以混用，图2即为信道最高秩为2时，发送端根据接收端反馈的信道质量信息进行传输的流程示意图。如图5所示，第一实施例和第二实施例混用时，发送端根据接收端反馈的信道质量进行传输主要包括如下步骤：

步骤S510，接收端UE计算信道的秩；

步骤S520，判断该信道的秩是否为1，是为1则转步骤S530，否则转步骤S550；

步骤S530，UE计算单用户无干扰信道质量指示符CQI_SU，1；

步骤S540，UE计算该单用户无干扰信道质量指示符CQI_SU，1与多用户信道质量指示符的差值ΔCQI，并将该单用户无干扰信道质量指示符CQI_SU，1以及该差值ΔCQI反馈给发送端eNB，转步骤S560；

步骤S550，UE计算双层的信道质量，获得第一层信道质量指示符CQI_SU，1以及第二层信道质量指示符CQI_SU，2，并将该第一层信道质量指示符CQI_SU，1以及第二层信道质量指示符CQI_SU，2反馈给发送端，转步骤S590；

步骤S560，发送端尝试进行多用户配对，并判断配对是否成功，成功则转步骤S570，否则转步骤S580；

步骤S570，发送端采用多用户双流BF进行信息传输；

步骤S580，发送端采用单用户单流BF进行信息传输；

步骤S590，发送端采用单用户双流BF进行信息传输。

第三实施例

LTE的Release 8的模式5，支持基于码本的多用户MIMO的传输。在增强长期演进(LTE-Advanced)的Release 10版本中，UE在反馈CQI和PMI的时候也可以基于码本，但为了增强MU-MIMO的性能，eNB传输的时候仍然可以支持非码本多用户MIMO的传输。在这个模式下，因为也是应用DMRS来解调，所以多用户双流BF的实施方式，也可以同样采用DMRS来估计干扰。和多用户双流BF不同之处，主要是可以复用多于两个用户。以下就是当有M个用户的情况下，用户m′的CQI计算方法：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU},m^{\′}}=f_{m^{\′}}^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1,m\≠m^{\′}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int},m}\left(k\right)f_{\mathrm{int},m}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_{m^{\′}}$ 式(25)

CQI_MU，m′＝Q(SINR_MU，m′)   式(26)

其中f_int，m(t)＝H_int，m(t)w_int，m(t)。

其中H_int，m(t)w_int，m(t)是通过预编码处理之后的从用户m产生的干扰，可以根据DMRS获得。把所有用户的干扰加起来，然后再作时间的平均(如式(25)中所示即为时间的平均处理)，获得如式(26)所示的信道质量信息。时间的平均是通过现在跟T以前之间的干扰的估计算一个平均，或者可以用滤波器来过滤之前的多用户干扰。

当然，时间间隔T为1时，式(25)为：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{MU},m^{\′}}=f_{m^{\′}}^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\underset{m=1,m\≠m^{\′}}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int},m}\left(k\right)f_{\mathrm{int},m}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{f}_{m^{\′}}$ 式(25-1)

其中f_m′＝Hw_m′是通过预编码处理之后的用户m′的等效信道向量，预编码w′是基于码本来选择的。

第四实施例

在单用户BF的场景下，另一种反馈方式是重用LTE Release 8中模式3的反馈模式，对模式3中原来的格式作出调整。

在模式3中，UE反馈的数据是有RI和CQI，当RI是1的时候，UE的建议传输模式是发射分集(Transmit diversity)，当RI是2的时候，UE的建议传输模式是开环空间复用(Open loop spatial multiplexing)，UE无论在任何RI都是反馈一个CQI。

在单用户双流BF场景下，如果要支持动态单流BF和双流BF的切换，eNB最好有CQI_TXD及CQI_E，其中CQI_E＝CQI_TXD-ΔCQI是用前述第一实施例的第二方式来计算获得的。通过重用模式3的格式，UE在不同的时间反馈CQI_TXD或CQI_E，然后用RI来通知eNB这个是CQI_TXD或者CQI_E。当RI＝1的时候，UE反馈的是CQI_TXD；当RI＝2的时候，UE反馈的就是CQI_E。这样eNB就可以有单流BF和双流BF相对的两个CQI，然后eNB可以根据这两个CQI和eNB估计的信道特征值一起做秩自适应(rank adaptation)处理，然后再选择单流BF或双流BF的传输模式。

图6为本发明第四实施例的流程示意图。如图6所示，本发明第四实施例主要包括如下步骤：

步骤S610，UE根据公共导频CRS估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

步骤S620，UE根据DMRS估计第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量

步骤S630，UE根据该计算第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层CQI差值ΔCQI₁；

步骤S640，UE根据该计算第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层CQI差值ΔCQI₂；

步骤S650，根据该第一层CQI差值ΔCQI₁与第二层CQI差值ΔCQI₂获得CQI平均值ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2；

步骤S660，UE根据该CQI_TXD反馈给发送端，同时也反馈RI＝1通知eNB该CQI_TXD是单流BF的CQI；

步骤S670，在另外一个时间(例如下一个反馈周期)，UE根据该CQI_TXD及CQI平均值ΔCQI获得CQI估计值CQI_E＝CQI_TXD-ΔCQI，将该CQI_E反馈给发送端，同时也反馈RI＝2，通知eNB该CQI_E是双流BF的CQI；

步骤S680，eNB根据eNB自己估计的信道数据(例如信道特征值)，以及CQI_TXD或者CQI_E选择实际传输的秩和调制编码方案(Modulation CodingScheme，MCS)。

第五实施例

本实施例中的反馈方式采用新的反馈模式，UE同时反馈CQI_TXD和ΔCQI。图7是本发明第五实施例的流程示意图。如图7所示，本发明第五实施例主要包括如下步骤：

步骤S710，UE根据公共导频CRS估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

步骤S720，UE根据DMRS估计第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量

步骤S730，UE根据该计算第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层CQI差值ΔCQI₁；

步骤S740，UE根据该计算第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层CQI差值ΔCQI₂；

步骤S750，根据该第一层CQI差值ΔCQI₁与第二层CQI差值ΔCQI₂获得CQI平均值ΔCQI＝(ΔCQI₁+ΔCQI₂)/2；

步骤S760，UE将该CQI_TXD和ΔCQI反馈给eNB；

步骤S770，eNB可以根据CQI_TXD、ΔCQI和eNB自己估计的信道数据(例如信道特征值)选择实际传输的秩和MCS。

第六实施例

前述第四实施例也可以用在多用户的场景，同样重用LTE Release 8中模式3的反馈模式。当RI＝1的时候，UE反馈的就是CQI_TXD；当RI＝2的时候，UE反馈的就是CQI_TXD-ΔCQI_SM，ΔCQI_SM代表多用户干扰对CQI带来的影响，是用第二实施例第五方式的同样计算方式获得。

图8为本发明方法第六实施例的流程示意图。如图8所示，本发明第六实施例主要包括如下步骤：

步骤S810，UE根据公共导频CRS估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

步骤S820，UE根据DMRS估计第一层的等效信道向量

步骤S830，UE根据该第一层的等效信道向量计算在没有多用户干扰和有多用户干扰的CQI差值ΔCQI_SM；

步骤S840，UE将该CQI_TXD反馈给发送端，同时也反馈RI＝1，通知eNB这个CQI_TXD是单用户单流BF的CQI；

步骤S850，在另外一个时间(例如下一个反馈周期)，UE将该CQI_TXD-ΔCQI_SM反馈给发送端，同时也反馈RI＝2，通知eNB这个CQI_TXD-ΔCQI_SM是多用户的CQI；

步骤S860，eNB可以根据自己估计的信道数据(例如信道特征值)，以及CQI_TXD或者CQI_TXD-ΔCQI_SM选择实际传输的秩和MCS。

虽然本发明所揭露的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (5)

1.一种多输入多输出***中信道质量的反馈方法，用于所述多输入多输出***中接收端向发送端反馈信道质量信息，其特征在于，所述接收端根据截止到当前的一个时间间隔内的过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息后，向所述发送端反馈所述信道质量信息；

所述接收端根据所述过往干扰估算所述信道质量，包括计算所述过往干扰的平均值并根据所述平均值来估算所述信道质量，或者通过对所述时间间隔内的多用户干扰进行过滤来估算所述信道质量；所述估算，包括根据公共导频和解调导频进行，根据解调导频得到层间干扰。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

对于单用户多输入多输出***的双层传输，在公共导频端口的数量少于发射天线数时，

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据解调导频估计获得第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层信道质量指示符差值△CQI₁；

所述接收端根据所述第二层的等效信道向量获得第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层信道质量指示符差值△CQI₂；

所述接收端根据所述△CQI₁与△CQI₂获得信道质量指示符平均值△CQI；

所述接收端将所述CQI_TXD及△CQI反馈给所述发送端；

其中：

所述 ${\mathrm{\ΔCQI}}_1=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

所述 ${\mathrm{\ΔCQI}}_2=Q({\hat{f}}_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_2-{\hat{f}}_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_2);$

所述△CQI＝(△CQI₁+△CQI₂)/2；

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估算获得的所述第一层的等效信道向量；

为根据所述解调导频估算获得的所述第二层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述接收端进一步向所述发送端反馈秩指示RI。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述接收端根据所述过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息的步骤，包括：

对于单用户多输入多输出***的双层传输，在公共导频端口的数量少于发射天线数时，

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据解调导频估计获得第一层的等效信道向量和第二层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得第一层在没有层间干扰和有层间干扰的第一层信道质量指示符差值△CQI₁；

所述接收端根据所述第二层的等效信道向量获得第二层在没有层间干扰和有层间干扰的第二层信道质量指示符差值△CQI₂；

所述接收端根据所述△CQI₁与△CQI₂获得信道质量指示符平均值△CQI；

所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为1，并同时反馈所述CQI_TXD；或者所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为2，并同时反馈所述CQI_TXD与所述△CQI的差值CQI_E；

其中：

所述 ${\mathrm{\ΔCQI}}_1=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

所述 ${\mathrm{\ΔCQI}}_2=Q({\hat{f}}_2^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_2-{\hat{f}}_2^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_2);$

所述△CQI＝(△CQI₁+△CQI₂)/2；

所述CQI_E＝CQI_TXD-△CQI；

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估算获得的所述第一层的等效信道向量；

为根据所述解调导频估算获得的所述第二层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述接收端根据所述过往干扰估算当前干扰对信道质量的影响并获得所述信道质量信息的步骤，包括：

所述接收端根据所述公共导频估计Release 8端口5的发射分集形式的信道质量指示符CQI_TXD；

所述接收端根据所述解调导频估计获得第一层的等效信道向量；

所述接收端根据所述第一层的等效信道向量获得没有多用户干扰与多用户无干扰的信道质量指示符差值△CQI_SM；

所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为1，并同时反馈所述CQI_TXD；或者所述接收端向所述发送端反馈的所述RI为2，并同时反馈CQI_TXD-△CQI_SM；

其中： ${\mathrm{\ΔCQI}}_{\mathrm{SM}}=Q({\hat{f}}_1^{*}{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}^{-1}{\hat{f}}_1-{\hat{f}}_1^{*}{({\hat{R}}_{\mathrm{nn}}+\frac{1}{T}\underset{k=t-(T-1)}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{\mathrm{int}}\left(k\right)f_{\mathrm{int}}{\left(k\right)}^{*})}^{-1}{\hat{f}}_1);$

T为所述时间间隔，t为当前时刻；

为根据所述解调导频估计获得第一层的等效信道向量；

${\hat{R}}_{\mathrm{nn}}=\underset{i}{\overset{\mathrm{num\; int}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{H_i}^{*}+N_{o}I;$

num int表示干扰小区的数目；

H_i表示小区间干扰；

H_i ^*表示H_i的转置矩阵；

N_oI表示高斯分布的白噪声；

f_int(k)表示根据所述解调导频得到的层间干扰；

Q(x)表示对x进行量化运算。