CN101592965A - 多模式控制电路、方法及ac-dc变换电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了多模式控制电路、方法及AC-DC变换电路,可以根据不同的负载状况,采用多模式控制,同时该变换电路可根据实际需要而有不同的模式组合,从而实现电路的高效率和结构更紧凑。
Description
技术领域
本发明涉及AC-DC变换电路及其控制电路,更具体地说,本发明涉及应用多模式控制的AC-DC变换电路。
背景技术
AC-DC变换电路被广泛地应用于各种场合。然而现有AC-DC变换电路其控制器通常采用恒定峰值电流或恒定开关频率的方法,使得当电路负载变低时,效率降低。
而且,现有AC-DC变换电路的控制电路部分根据其控制模式的不同,分别采用相对独立的电路,其电路结构复杂,不利于器件的小型化,使其成本和便携性受限。
因此有需要提供针对不同负载状况,而采用不同控制模式的多模式控制电路及方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种采用多模式控制电路和控制方法的AC-DC变换电路,基于该多模式控制电路和控制方法的改进AC-DC变换电路,把反馈回路、峰值电流控制电路、开关频率控制电路及负载状态检测电路等整合在一起,显著提高电路的效率,使电路结构更紧凑、更优化,利于器件的小型化,提高便携性,降低成本。
本发明的另一个目的是提供一种上述AC-DC变换电路中应用的多模式控制电路。
本发明还有一个目的是提供上述AC-DC变换电路的多模式控制方法。
本发明的目的通过下述技术方案来实现:
一种多模式控制电路,包括:
受控开关,连接于所述多模式控制电路所控制的被控电路;
开关频率控制电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出开关频率控制信号;
峰值电流控制电路,一个输入端接收流过所述受控开关的电流信号,另一个输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出峰值电流控制信号;
轻载状态检测电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出轻载状态控制信号;
模式切换电路,分别接收开关频率控制电路、峰值电流控制电路、轻载状态检测电路输出的控制信号,根据上述各电路所接收信号表征的负载变化切换受控开关,使受控电路运行于多种模式。
一种AC-DC变换电路,包括
整流桥,用以接收所述AC-DC变换电路的交流输入信号,并输出直流信号;
储能元件,能够储存能量;
受控开关,电耦接至所述储能元件,在所述受控开关导通时所述储能元件存储能量,在所述受控开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载;
电流采样电路,电耦接至所述受控开关,采样流过所述受控开关的电流,并产生代表流过所述受控开关的电流的电流采样信号;
输出反馈电路,采样所述变换电路的输出电压,并产生与所述输出电压相关的反馈信号;
以及上述的多模式控制电路,所述受控开关设置于该控制电路内。
一种多模式的控制方法,包括
检测状态:检测负载状态;
切换模式:根据负载状态,切换电路运行于多种控制模式。
本发明的AC-DC变换电路采用上述结构和/或上述方法,可以检测负载状态的变化,并根据其变化切换不同电路的控制信号参与受控开关运行的控制,使其运行在不同的控制模式下,从而更切合负载的情况,提高电路运行的效率;而且本发明的电路结构,整合各控制电路,减少了元器件应用的重复和冗余,使电路结构更紧凑、更优化,更利于小型化,特别利于将其集成化为芯片,且具有降低成本的优点。
附图说明
本发明将通过例子并参照附图的方式说明,其中:
图1为根据本发明的一种AC-DC变换电路100。
图2为图1所示电路100的控制芯片ICI的具体电路10。
图3为图1所示电路100当其控制芯片为图2所示电路10时的开关频率和峰值电流随反馈信号的变化而变化的波形图。
图4为图1所示电路100当其控制芯片为图2所示电路10时的开关频率和峰值电流随反馈信号的变化而变化的另一波形图。
图5为图1所示电路100的控制芯片IC1的具体电路20。
图6为图1所示电路100当其控制芯片为图2所示电路20时的开关频率和峰值电流随反馈信号的变化而变化的波形图。
图7为图1所示电路100当其控制芯片为图2所示电路20时的开关频率和峰值电流随反馈信号的变化而变化的另一波形图。
具体实施方式
如图1所示,为典型AC-DC变换电路100。电路100包括一接收交流输入信号VIN的整流桥,一与所述整流桥并联连接的输入电容CIN,一变压器T(本领域的技术人员应该认识到,变压器T为能够储存能量的储能元件),一控制芯片IC1,一由变压器T的初级绕组T0、次级绕组T1、二极管D1、输出电容COUT构成的典型反激拓扑,一由变压器T的辅助绕组T2、二极管D2、电容C1,电阻R2组成的辅助供电回路,一由光电耦合器D0、电阻R1、电阻R3、齐纳二极管D3组成的反馈组件,一采样电阻RS,以及一电容C0。
其中变压器T的初级绕组T0的一端接收经过整流桥和输入电容CIN整流后的直流信号VDC,其另一端连接至控制芯片IC1(也就是图2所示的控制变换电路运行模式的多模式控制电路10)的一个管脚D。变压器T的次级绕组T1和二极管D1串联连接后与输出电容COUT并联连接,输出电容COUT两端电压即为电路100的输出电压VOUT。反馈组件中光电耦合器D0、电阻R1以及齐纳二极管D3依次串联连接后与输出电容COUT并联连接,从而反馈输出电压VOUT至控制芯片IC1的反馈管脚FB。由于光电耦合器D0反馈的是电流信号,于是电阻R3与光电耦合器D0的三极管部分串联,将流经其上的电流信号转换为相应的电压信号,即电路100的反馈信号VFB。变压器T的辅助绕组T2和二极管D2、电阻R2串联连接后与电容C1并联连接,从而在电路100正常工作时,提供用于控制芯片IC1内部供电源所需的辅助供电电压。其中电阻R2用于控制电容C1的充放电速度。
控制芯片IC1包括:
受控开关,连接于所述多模式控制电路所控制的被控电路;
开关频率控制电路1,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出开关频率控制信号;
峰值电流控制电路2,一端接收流过所述受控开关的电流信号,另一端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出峰值电流控制信号;
轻载状态检测电路3,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出轻载状态控制信号;
模式切换电路5,分别接收开关频率控制电路、峰值电流控制电路、轻载状态检测电路输出的控制信号,根据上述各电路所接收信号表征的负载变化切换受控开关,使受控电路运行于多种模式;
驱动电路4,接收模式切换电路的输出信号,向受控开关的控制端输出驱动控制信号。
如图2所示,控制芯片IC1的管脚D内接受控开关(本实施例中,受控开关为MOSFET高压主开关管M1)的一端,即连接于主开关管M1的漏极,则主开关管M1通过变压器T的初级绕组T0接收直流信号VDC。主开关管M1的源极S外接电阻RS,用以采样主开关管M1的电流,并转换为相应的电压信号VRS,此信号即为电流采样信号。
参看图2,为图1所示电路100的控制芯片IC1的具体电路10,其为本发明的第一实施例。
如图2所示,控制芯片IC1的模式切换电路包括RS触发器和门电路。RS触发器的置位端和输出端电耦接至开关频率控制电路1,其复位端电耦接至峰值电流控制电路2;本实施例中,门电路为与门电路U0,其一个输入端电耦接至RS触发器U5的输出端,其另一个输入端电耦接至轻载状态检测电路3,其输出端电耦接至受控开关M1的控制端。
如图2所示,控制芯片IC1内的开关频率控制电路1包括产生并输出锯齿波的锯齿波产生电路、第一比较器U1、短脉冲电路U6和开关频率参考信号给定电路。
控制芯片IC1的管脚Ct内接一电流值为ICt的电流源US电流流出端以及第一开关S1的一端,电流源US的另一端与第一开关S1的另一端接地。电流源US、第一开关S1和管脚Ct的外接电容C0(外接电容C0即第一电容)组成锯齿波产生电路(本实施例为减少控制芯片IC1的尺寸,锯齿波产生电路的电容设置在芯片外;根据需要也可以设置在芯片内)。该锯齿波产生电路输出的锯齿波信号被输送至第一比较器U1的同相输入端。管脚FB通过第一电阻R内接至第一比较器U1的反相输入端。齐纳二极管D4也同时连接至第一比较器U1的反相输入端,用以钳位第一比较器U1反相输入端的电压,第一比较器U1的输出端连接至RS触发器U5的置位端S。其中第一电阻R和齐纳二极管D4组成开关频率参考信号给定电路,齐纳二极管D4即钳位器,其钳位端连接至第一比较器U1的反相输入端,另一端接地,其钳位电压为VD4。RS触发器U5的输出Q也被输送至短脉冲电路U6,进而通过短脉冲电路U6来控制第一开关S1的开通与关断,从而控制管脚Ct外接电容C0的充放电情况。其中短脉冲电路U6的脉冲持续时间为Tpulse。
如图2所示,控制芯片IC1还包含有峰值电流控制电路2,该电路包括减法器U4、第二比较器U2和峰值电流参考信号给定电路201。
如前所述,管脚S外接一采样电阻RS,内接至主开关管M1的源极,同时管脚S内接至第二比较器U2的同相输入端,即第二比较器U2的同相输入端作为峰值电流控制电路2的一个输入端,接收电流采样信号VRS。减法器U4的输入端作为峰值电流控制电路2的另一个输入端,接收电路100输出信号的反馈信号VFB,并输出差信号VSUB-VFB;峰值电流参考信号给定电路201的一个输入端接收减法器U4输出的差信号VSUB-VFB,另一个输入端接收电流参考信号Vsense,并输出峰值电流参考信号Vir至第二比较器U2的反相输入端。其中峰值电流参考信号给定电路201具有这样一个特性:其判定差信号VSUB-VFB和电流参考信号Vsense的大小,并将较小的信号作为峰值电流参考信号Vir,输送至第二比较器U2的反相输入端。举例来说,峰值电流参考信号给定电路201可以通过两个并联连接的二极管实现。其中一个二极管的阴极接收差信号VSUB-VFB,另一个二极管的阴极接收电流参考信号Vsense,两者的阳极均连接于第二比较器U2的反相输入端。但是本领域的技术人员可以认识到,本实施例中,峰值电流参考信号给定电路201并不限于这样的结构,还可以以其他多种方式实现其特性。第二比较器U2的输出端连接至RS触发器U5的复位端R。RS触发器U5的输出Q被输送至与门U0的一个输入端。
如图2所示,控制芯片IC1的轻载状态检测电路3包括减法器U4、滞回比较器U3,其中的减法器U4与峰值电流控制电路2中的减法器U4为共用的同一减法器。
滞回比较器U3的滞环值被设定为V1,其同相输入端接收减法器输出的差信号VSUB-VFB,其反相输入端接收参考电平Vref,因此滞回比较器U3的滞环上限VBRH=Vref+V1,其滞环下限VBRL=Vref-V1,其输出端连接至与门U0的另一个输入端。与门U0的输出端连接至驱动电路4,进而通过驱动电路4控制主开关管M1的导通与关断。减法器U4和滞回比较器U3组成一轻载状态检测电路3,用以提供一轻载状态检测信号,并判断所述AC-DC变换电路何时进入轻载状态。当减法器U4的输出VSUB-VFB小于滞回比较器U3的滞环下限VBRL时,滞回比较器U3输出一低电平信号至与门U0,从而无效了与门U0的另一个输入,即无效了RS触发器的输出Q,使得与门U0的输出为低,进而通过驱动电路4后主开关管M1被维持关断。
管脚FB同时内接至减法器U4,减法器U4的输出为VSUB-VFB,其中VSUB为一***设定常数,本领域的技术人员可知,VSUB可以由内部供电源分压得到,也可以由其他方式得到。VSUB-VFB被输送至滞回比较器U3的同相输入端和峰值电流参考信号给定电路201。
管脚GND为接地管脚,其将控制芯片IC1内的接地信号外接至电路100变压器T的原边接地端,即初级绕组T0的接地端。由图1可以看到,变压器T的辅助绕组T2与其初级绕组T0共地。
电路100正常运行时,整流桥接收交流输入信号VIN,从整流桥输出的信号通过输入滤波电容CIN后得到直流信号VDC。该直流信号VDC通过变压器T的初级绕组T0被输送至控制芯片IC1内的主开关管M1,并通过控制主开关管M1的开通与关断得到次级绕组T1端的电路100的输出电压VOUT。当主开关管M1被开通时,流经其上的电流IM1增大;当主开关管M1被关断时,流经其上的电流IM1减小。因此主开关管M1被开通瞬间的电流值为其最小值;而主开关管M1被关断瞬间的电流值为其最大值,即主开关管M1的峰值电流Ipeak。采样电阻RS将流经主开关管M1的电流IM1转化为相应的采样电压VRS。当采样电压VRS大于第二比较器U2反相输入端的电压时,第二比较器U2输出一个高电平信号至RS触发器U5的复位端R。RS触发器U5被复位,其输出信号Q变低,因此与门U0的输出变低,使得经由驱动电路4后主开关管M1被关断。因此第二比较器U2反相输入端的电压决定了主开关管M1何时被关断,也即决定了流经主开关管M1的电流IM1的峰值电流Ipeak,即第二比较器U2反相输入端的电压为峰值电流参考信号。
电路100的输出电压VOUT通过反馈组件中的光电耦合器D0、电阻R1以及齐纳二极管D3被反馈至控制芯片IC1的管脚FB。流经光电耦合器D0三极管部分的反馈电流流经电阻R3后被转化为相应的电压信号VFB。当负载电流比较大时,输出电压VOUT较轻载时小。而反馈组件中齐纳二极管D3钳位电压恒定,光电耦合器D0的二极管部分其导通压降也恒定,于是此时电阻R1两端电压较电路100轻载时小,流经电阻R1的电流相应较小,即光电耦合器D0的电流较小。电阻R3两端的电压,也即反馈信号VFB也随之较小。而随着负载电流的降低,电阻R3两端电压,也即反馈信号VFB将有所增大。
当反馈信号VFB慢慢增大但仍小于齐纳二极管D4两端的钳位电压VD4,并且减法器U4输出的差信号VSUB-VFB大于滞环比较器U3的滞环上限VBRH、小于采样参考电压Vsense时,即VFB<VD4、VSUB-VFB>Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,峰值电流参考信号给定电路201输出的峰值电流参考信号Vir为Vsense,则此时流经主开关管M1的峰值电流Ipeak由电流参考信号Vsense决定,所以此时Ipeak恒定。滞回比较器U3的输出为高,与门U0的输出由其另一个输入决定,即由RS触发器U5的输出Q决定。在管脚Ct处,当S1被关断时,电流源US开始给外接电容C0充电,电容C0两端电压开始增大。根据电容特性 (其中C为电容值,IC为流经电容的电流,VC为电容两端电压,t为时间),由于电流ICt恒定,则电容C0的充电时间Tcharge=CC0×VC0/ICt,其中CC0为电容C0的电容值、VC0为电容C0两端电压。当电容C0两端电压VC0触到第一比较器U1的反相输入端电压时,第一比较器U1输出一个高电平信号至RS触发器U5的置位端S。RS触发器U5被置位,其输出信号Q变高。因此与门U0的输出变高,此高电平信号经由驱动电路4后将主开关管M1开通;同时经由短脉冲电路U6后,将第一开关S1开通一个短脉冲时间段Tpulse,随之电容C0被迅速放电,其两端电压VC0迅速降至零,则第一比较器U1输出变低。当短脉冲时间段Tpulse结束后,电容C0被重新充电,直至其两端电压VC0再一次达到第一比较器U1反相输入端电压。所以,在状态VFB<VD4、VSUB-VFB>Vsense、VSUB-VFB>VBRH下,施加在第一比较器U1反相输入端的电压,即开关频率参考信号为反馈信号VFB。当电容C0两端电压VC0达到反馈信号VFB的电压值时,一方面主开关管M1被开通,另一方面电容C0被开关S1迅速放电。此时电容C0的充电时间T=Tcharge+Tpulse=CC0×VFB/ICt+Tpulse,因此此时电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×VFB/ICt+Tpulse)。随着负载电流的减小,反馈信号VFB有所增大,因此此时电路100的开关频率f减小。可以看到,锯齿波产生电路、第一比较器U1、短脉冲电路U6、开关频率参考信号给定电路以及RS触发器U5构成一开关频率控制电路1,用以提供一开关频率控制信号,并控制电路100开关频率f的变化。
当负载电流继续减小,反馈信号VFB继续增大,使得VFB<VD4、VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,峰值电流参考信号Vir为减法器U4的输出VSUB-VFB,此时主开关管M1的峰值电流Ipeak与减法器U4的输出VSUB-VFB成正比,其随反馈信号VFB的增大而减小;施加在第一比较器U1反相输入端的电压,即开关频率参考信号仍为反馈信号VFB,则电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×VFB/ICt+Tpulse),其随着反馈信号VFB的增大而减小。
当负载电流继续减小,反馈信号VFB继续增大,使得VFB>VD4、VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,峰值电流参考信号Vir仍为减法器U4的输出VSUB-VFB,此时主开关管M1的峰值电流Ipeak与减法器U4的输出VSUB-VFB成正比,其随反馈信号VFB的增大而减小;第一比较器U1反相输入端的电压被齐纳二极管D4所钳位,因此此时施加在第一比较器U1反相输入端的电压,即开关频率参考信号变为齐纳二极管D4的钳位电压VD4,电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×VD4/ICt+Tpulse),由于电容C0的电容值CC0、电流ICt、齐纳二极管D4的钳位电压VD4以及短脉冲时间段Tpulse均已给定,因此此时电路100的开关频率f不变。
当负载电流非常小,反馈信号VFB增大到使得VFB>VD4,VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB<VBRL时,滞回比较器U3的输出变低,此低的信号无效了与门U0另一个输入端的输入。即不论此时RS触发器的输出为高或者为低,与门U0的输出均为低,则经由驱动电路UD后,主开关管M1保持关断的状态。即轻载状态检测电路3判断电路100进入轻载状态。此时电路100的输出电压VOUT降低,反馈信号VFB随之降低。若反馈信号VFB降低至VSUB-VFB>VBRH时,滞回比较器U3输出变高,使得与门U0的输出由RS触发器U5的输出Q决定,即与门U0输出正常控制信号,使得经由驱动电路4后,主开关管M1被正常开通与关断。主开关管M1被正常开通与关断后,电路100的输出电压VOUT有所增大,反馈信号VFB也有所增大,直至VSUB-VFB<VBRL,滞环比较器U3输出变低,电路工作进入如前所述的循环:与门U0输出低电平信号至驱动电路UD,主开关管M1保持关断状态;而后电路100输出电压VOUT降低,反馈信号VFB随之降低,与门输出正常控制信号,主开关管M1又被正常开通与关断。这种工作模式通常被称为脉冲跳跃模式(burst mode)。直至负载电流重新升高,电路100输出电压VOUT降低,反馈信号VFB降低,从而使VSUB-VFB>VBRH维持住,则电路100跳出burst模式。
可以看到,图2所示电路10的控制芯片IC1使电路100在不同的负载状况下具有4种工作模式:
模式1:峰值电流Ipeak恒定且开关频率f变化;
模式2:峰值电流Ipeak且开关频率f均变化;
模式3:开关频率f恒定且峰值电流Ipeak变化;
模式4:burst模式,即脉冲跳跃模式。
倘若修改电路10的参数,使得VSUB-VD4≤VBRL,在模式2情况下,即当VFB<VD4、VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,随着反馈信号VFB的继续增大,会出现VBRL<VSUB-VFB<VBRH,则只要反馈信号VFB增大到VFB>VD4时,VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB<VBRL。即此时反馈信号VFB的变化跳过了情况VFB>VD4、VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH,则此时电路100直接进入模式4:burst模式。即当电路参数为VSUB-VD4≤VBRL时,电路100随着负载电流的减小,依次经历模式1、模式2、模式4,其开关频率f和流过主开关管M1的峰值电流Ipeak如图4所示。
在实际运行中,这4种工作模式可以根据需要进行组合,可以选择其中两种、三种或者四种工作模式,并且工作模式的先后顺序可以根据需要变化。以下再举一实施例加以说明。
图5为图1所示电路100的控制芯片IC1的另一具体电路20,其为本发明的第二实施例。
图5与图2的相同部分采用相同的附图标记,与图2所示的电路10相比,电路20的不同之处在于,开关频率参考信号给定电路包括第一电阻R、偏置电压源Voffset、开关频率参考信号判定电路101。其中开关频率参考信号判定电路101的一端通过第一电阻R的一端接收电路100的反馈信号VFB,另一端接收偏置电压源Voffset输出的频率参考信号。其中开关频率参考信号判定电路101具有这样一个特性:其判定接收的上述两个输入信号的大小,并将大的信号作为开关频率参考信号输送至第一比较器U1的反相输入端。同时峰值电流参考信号给定电路201的特性变为:其判定接收的两个输入信号(VSUB-VFB和Vsense)的大小,并将较大的信号作为峰值电流参考信号Vir,输出至第二比较器U2的反相输入端。举例来说,开关频率参考信号判定电路101可以通过两个并联连接的二极管实现。其中一个二极管的阳极通过第一电阻R接收反馈信号VFB,另一个二极管的阳极接收电压源Voffset输出的频率参考信号,两者的阴极均连接于第一比较器U1的反相输入端。峰值电流参考信号给定电路201可以通过两个并联连接的二极管实现。其中一个二极管的阳极接收差信号VSUB-VFB,另一个二极管的阳极接收电流参考信号Vsense,两者的阴极均连接于第二比较器U2的反相输入端。但是本领域的技术人员可以认识到,本实施例中,开关频率参考信号判定电路101和峰值电流参考信号给定电路201并不限于这样的结构,还可以以其他多种方式实现其特性。
当VFB<Voffset、VSUB-VFB>Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,在第一比较器U1反相输入端处,开关频率参考信号为偏置电平Voffset;在第二比较器U2反相输入端处,峰值电流参考信号Vir为减法器U4输出的差信号VSUB-VFB。因此此时电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×Voffset/ICt+Tpulse),开关频率f恒定;主开关管M1的峰值电流Ipeak正比于VSUB-VFB,Ipeak随反馈信号VFB的增大而减小。即此时为模式3。
当负载电流慢慢减小,反馈信号VFB慢慢增大,使得VFB>Voffset、VSUB-VFB>Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,在第一比较器U1反相输入端处,开关频率参考信号为反馈信号VFB;在第二比较器U2反相输入端处,峰值电流参考信号Vir为减法器U4的输出VSUB-VFB。因此此时电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×VFB/ICt+Tpulse),主开关管M1的峰值电流Ipeak正比于VSUB-VFB,f与Ipeak均随反馈信号VFB的增大而减小。即此时为模式2。
当负载电流慢慢减小,反馈信号VFB慢慢增大,使得VFB>Voffset、VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH时,在第一比较器U1反相输入端处,开关频率参考信号为反馈信号VFB;在第二比较器U2反相输入端处,峰值电流参考信号Vir为电流参考信号Vsense。因此此时电路100的开关频率f=1/(Tcharge+Tpulse)=1/(CC0×VFB/ICt+Tpulse),开关频率f随反馈信号VFB的增大而减小;主开关管M1的电流峰值Ipeak正比于Vsense,Ipeak恒定。即此时为模式1。
当负载电流继续减小,反馈信号VFB继续增大到VFB>Voffset,VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB<VBRL时,滞回比较器U3的输出变低,此低的信号无效了与门U0另一个输入端的输入,电路100进入burst模式,即模式4。
可以看到,图5所示电路20的控制芯片IC1使电路100随着负载电流的减小,依次经历了模式3、模式2、模式1、模式4,其开关频率f和流过主开关管M1的峰值电流Ipeak如图6所示。
倘若修改电路20的电路参数,使得VSUB-Voffset≤Vsense,则只要VFB>Voffset时,VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB>VBRH,即此时反馈信号VFB的变化跳过了情况VFB>Voffset、VSUB-VFB>Vsense、VSUB-VFB>VBRH,直接从模式3进入模式1。接着负载电流继续减小,反馈信号VFB继续增大,直至VFB>Voffset,VSUB-VFB<Vsense、VSUB-VFB<VBRL时,滞回比较器U3的输出变低,此低的信号无效了与门U0另一个输入端的输入,电路100进入模式4:burst模式。即当电路参数为VSUB-Voffset≤Vsense时,电路100随着负载电流的减小,依次经历模式3、模式1、模式4,其开关频率f和流过主开关管M1的峰值电流Ipeak如图7所示。
本发明还提出了一种多模式的控制方法,包括以下步骤:第一步,检测负载状态;第二步,根据负载状态,使电路100运行于相应控制模式;并且随着负载变化,电路运行于多种控制模式:开关频率变化、峰值电流恒定模式,开关频率与峰值电流均变化模式,开关频率恒定、峰值电流变化模式,脉冲跳跃模式。并且述多种控制模式可以根据需要进行组合。
随着负载电流降低,电路100可依次运行于模式1、模式2、模式3、模式4;或者随着负载电流降低,电路100可依次运行于模式1、模式2、模式4;或者随着负载电流降低,电路100可依次运行于模式3、模式2、模式1、模式4;或者随着负载电流降低,电路100可依次运行于模式3、模式1、模式4。
需要声明的是,上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用,不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内,当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。
本说明书中公开的所有特征,或公开的所有方法或过程中的步骤,除了互相排斥的特征和/或步骤以外,均可以以任何方式组合。
本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征,除非特别叙述,均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即,除非特别叙述,每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合,以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。
Claims (34)
1、一种多模式控制电路,其特征在于,包括
受控开关,连接于所述多模式控制电路所控制的被控电路;
开关频率控制电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出开关频率控制信号;
峰值电流控制电路,一个输入端接收流过所述受控开关的电流信号,另一个输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出峰值电流控制信号;
轻载状态检测电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,输出轻载状态控制信号;
模式切换电路,分别接收开关频率控制电路、峰值电流控制电路、轻载状态检测电路输出的控制信号,根据上述各电路所接收信号表征的负载变化切换受控开关,使受控电路运行于多种模式。
2、根据权利要求1所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述开关频率控制电路包括
锯齿波产生电路,产生并输出锯齿波;
第一比较器,其同相输入端接收上述锯齿波;
短脉冲电路,一端电耦接至所述模式切换电路,另一端电耦接至锯齿波产生电路;
开关频率参考信号给定电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,并输出开关频率参考信号至第一比较器的反相输入端;
第一比较器的输出端电耦接至模式切换电路,向其输出开关频率控制信号。
3、根据权利要求1所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述峰值电流控制电路,包括
第二比较器,其同相输入端作为所述峰值电流控制电路的一个输入端,接收所述受控开关的电流信号;
减法器,其输入端作为所述峰值电流控制电路的另一个输入端,接收被控电路输出信号的反馈信号,并输出差信号;
峰值电流参考信号给定电路,输入端分别接收所述差信号和电流参考信号,输出峰值电流参考信号至第二比较器的反相输入端。
4、根据权利要求3所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述峰值电流参考信号给定电路判定所述差信号和所述电流参考信号的大小,将较小的信号作为所述峰值电流参考信号。
5、根据权利要求3所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述峰值电流参考信号给定电路判定所述差信号和所述电流参考信号的大小,将较大的信号作为所述峰值电流参考信号。
6、根据权利要求2所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述锯齿波产生电路,包括
电流源及与之并联的第一开关、第一电容;
第一开关具有控制端,该控制端电耦接至短脉冲电路。
7、根据权利要求2所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述开关频率参考信号给定电路,包括
第一电阻,一端接收被控电路输出信号的反馈信号,另一端电耦接至第一比较器的反相输入端;
钳位器,其钳位端电耦接至第一比较器的反相输入端,其另一端接地。
8、根据权利要求2所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述开关频率参考信号给定电路,包括
第一电阻;
偏置电压源;
开关频率参考信号判定电路;
所述开关频率参考信号判定电路的一端通过第一电阻接收被控电路输出信号的反馈信号,另一端接收偏置电压源输出的频率参考信号,判定接收的上述两个信号的大小,并将大的信号作为开关频率参考信号输送至第一比较器的反相输入端。
9、根据权利要求1所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述轻载状态检测电路,包括
减法器,输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出差信号;
滞回比较器,其同相输入端接收所述差信号,其反相输入端接收参考电平,其输出端电耦接至模式切换电路。
10、根据权利要求3所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述轻载状态检测电路,包括
第二减法器,输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出差信号;
滞回比较器,其同相输入端接收所述差信号,其反相输入端接收,其输出端电耦接至模式切换电路;
所述减法器与第二减法器为同一器件。
11、根据权利要求1所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述模式切换电路,包括
RS触发器,其置位端和输出端电耦接至开关频率控制电路,其复位端电耦接至峰值电流控制电路;
门电路,其一个输入端电耦接至RS触发器的输出端,其另一个输入端电耦接至轻载状态检测电路,其输出端电耦接至受控开关的控制端。
12、根据权利要求11所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述门电路为与门电路,其输出端通过驱动电路电耦接至受控开关的控制端。
13、根据权利要求1~12之一所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述控制电路随着其控制的被控电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使被控电路运行在如下模式:
a.开关频率变化,峰值电流恒定;
b.开关频率变化,峰值电流变化;
c.开关频率恒定,峰值电流变化;
d.脉冲跳跃模式;
所述a、b、c、d模式的顺序根据负载电流减小的情况任意排序。
14、根据权利要求1~12之一所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述控制电路随着其控制的被控电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使被控电路依次运行在如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
开关频率恒定且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
15、根据权利要求1~12之一所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述控制电路随着其控制的被控电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使被控电路依次运行在如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
16、一种AC-DC变换电路,包括
整流桥,用以接收所述AC-DC变换电路的交流输入信号,并输出直流信号;
储能元件,能够储存能量;
受控开关,电耦接至所述储能元件,在所述受控开关被导通时所述储能元件存储能量,在所述受控开关被断开时所述储能元件中存储的能量被传送至负载;
电流采样电路,电耦接至所述受控开关,采样流过所述受控开关的电流,并产生代表流过所述受控开关的电流的电流采样信号;
输出反馈电路,采样所述变换电路的输出电压,并产生与所述输出电压相关的反馈信号;
其特征在于,还包括
多模式控制电路,所述受控开关设置于该控制电路内;
该多模式控制电路,包括
开关频率控制电路,接收输出反馈电路的反馈信号,输出开关频率控制信号;
峰值电流控制电路,一个输入端接收流过所述受控开关、由电流采样电路产生的电流采样信号,另一个输入端接收被控电路输出信号反馈信号,输出峰值电流控制信号;
轻载状态检测电路,接收输出反馈电路的反馈信号,输出轻载状态控制信号;
模式切换电路,分别接收开关频率控制电路、峰值电流控制电路、轻载状态检测电路输出的控制信号,根据上述各电路所接收信号表征的负载变化切换受控开关,使受控电路运行于多种模式。
17、根据权利要求16所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述控制电路随着变换电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使变换电路运行在如下模式:
a.开关频率变化,峰值电流恒定;
b.开关频率变化,峰值电流变化;
c.开关频率恒定,峰值电流变化;
d.脉冲跳跃模式;
所述a、b、c、d模式的顺序根据负载电流减小的情况任意排序。
18、根据权利要求16所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述控制电路随着变换电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使变换电路依次运行在如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
开关频率恒定且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
19、根据权利要求16所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述控制电路随着变换电路负载电流的减小,其模式切换电路组合接收各控制信号,切换受控开关,使变换电路依次运行在如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
20、根据权利要求16~19之一所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述开关频率控制电路包括
锯齿波产生电路,产生并输出锯齿波;
第一比较器,其同相输入端接收上述锯齿波;
短脉冲电路,一端电耦接至所述模式切换电路,另一端电耦接至锯齿波产生电路;
开关频率参考信号给定电路,接收被控电路输出信号的反馈信号,并输出开关频率参考信号至第一比较器的反相输入端;
第一比较器的输出端电耦接至模式切换电路,向其输出开关频率控制信号。
21、根据权利要求16~19之一所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述峰值电流控制电路,包括
第二比较器,其同相输入端作为所述峰值电流控制电路的一个输入端,接收所述电流采样信号;
减法器,其输入端作为所述峰值电流控制电路的另一个输入端,接收被控电路输出信号的反馈信号,并输出差信号;
峰值电流参考信号给定电路,输入端分别接收所述差信号和电流参考信号,输出峰值电流参考信号至第二比较器的反相输入端。
22、根据权利要求21所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述峰值电流参考信号给定电路判定所述差信号和所述电流参考信号的大小,将较小的信号作为所述峰值电流参考信号。
23、根据权利要求21所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述峰值电流参考信号给定电路判定所述差信号和所述电流参考信号的大小,将较大的信号作为所述峰值电流参考信号。
24、根据权利要求20所述一种多模式控制电路,其特征在于,所述锯齿波产生电路,包括
电流源及与之并联的第一开关、第一电容;
第一开关具有控制端,该控制端电耦接至短脉冲电路。
25、根据权利要求20所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述开关频率参考信号给定电路,包括
第一电阻,一端接收被控电路输出信号的反馈信号,另一端电耦接至第一比较器的反相输入端;
钳位器,其钳位端电耦接至第一比较器的反相输入端,其另一端接地。
26、根据权利要求20所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述开关频率参考信号给定电路,包括
第一电阻;
偏置电压源;
开关频率参考信号判定电路;
所述开关频率参考信号判定电路的一端通过第一电阻接收被控电路输出信号的反馈信号,另一端接收偏置电压源输出的频率参考信号,判定接收的上述两个信号的大小,并将大的信号作为开关频率参考信号输送至第一比较器的反相输入端。
27、根据权利要求16~19之一所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述轻载状态检测电路,包括
减法器,其输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出差信号;
滞回比较器,其同相输入端接收所述差信号,其反相输入端接收参考电平,其输出端电耦接至模式切换电路。
28、根据权利要求21所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述轻载状态检测电路,包括
第二减法器,其输入端接收被控电路输出信号的反馈信号,输出差信号;
滞回比较器,其同相输入端接收所述差信号,其反相输入端接收参考电平,其输出端电耦接至模式切换电路;
所述减法器与第二减法器为同一器件。
29、根据权利要求16~19之一所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述模式切换电路,包括
RS触发器,其置位端和输出端电耦接至开关频率控制电路,其复位端电耦接至峰值电流控制电路;
门电路,其一个输入端电耦接至RS触发器的输出端,其另一个输入端电耦接至轻载状态检测电路,其输出端电耦接至受控开关的控制端。
30、根据权利要求29所述一种AC-DC变换电路,其特征在于,所述门电路为与门电路,其输出端通过驱动电路电耦接至受控开关的控制端。
31、一种多模式的控制方法,其特征在于,包括
检测状态:检测负载状态;
切换模式:根据负载状态,切换电路运行于多种控制模式。
32、根据权利要求31所述一种多模式的控制方法,其特征在于,所述检测状态是指检测负载电流的变化;所述切换模式是指随着负载电流减小,切换电路运行于如下模式:
a.开关频率变化,峰值电流恒定;
b.开关频率变化,峰值电流变化;
c.开关频率恒定,峰值电流变化;
d.脉冲跳跃模式;
所述a、b、c、d模式的顺序根据负载电流减小的情况任意排序。
33、根据权利要求31所述一种多模式的控制方法,其特征在于,所述检测状态是指检测负载电流的变化;所述切换模式是指随着负载电流减小,切换电路依次运行于包括如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
开关频率恒定且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
34、根据权利要求31所述一种多模式的控制方法,其特征在于,所述检测状态是指检测负载电流的变化;所述切换模式是指随着负载电流减小,切换电路依次运行于包括如下模式:
开关频率变化且峰值电流恒定模式;
开关频率变化且峰值电流变化模式;
脉冲跳跃模式。
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