CN101589590B

CN101589590B - 采用根据连续导频的频率偏移对时域或频域内插进行的选择来进行多载波信号的信道估计

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Publication number: CN101589590B
Application number: CN2008800033258A
Authority: CN
Inventors: 扬·卡萨梅茹
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: III Holdings 6 LLC
Priority date: 2007-01-29
Filing date: 2008-01-15
Publication date: 2012-06-27
Anticipated expiration: 2028-01-15
Also published as: US8149947B2; US20100008443A1; WO2008093253A1; CN101589590A; EP3672180A1; EP2109974A1; EP2109974B1

Abstract

本发明涉及一种对在移动环境中接收到的多载波信号(y)的传输信道进行估计的方法，该方法包括识别所接收到的多载波信号(y)的载波上出现的导频(P₁、P₂，...，P_k)，这些导频(P₁、P₂，...，P_k)包括连续导频(P₁、P₂，...，P_k)；采用时域内插器(3，3’)对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第一内插器输出(30)；以及采用频域内插器(4，4’)对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第二内插器输出(40)。检测连续导频(P₁、P₂，...，P_k)中的频率偏移，基于所检测到的频率偏移选择第一内插器输出(30)或第二内插器输出(40)。本发明还涉及一种用于对在移动环境中接收到的多载波信号(y)的传输信道进行估计的***(1)，该***包括用于对所接收到的多载波信号(y)的载波上出现的包括连续导频(P₁、P₂，...，P_k)的导频(P₁、P₂，...，P_k)进行识别的识别单元(2)、用于对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第一内插器输出(30)的时域内插器(3，3’)、用于对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第二内插器输出(40)的频域内插器(4，4’)、用于检测连续导频(P₁、P₂，...，P_k)中的频率偏移的偏移检测单元(5)和基于所检测到的频率偏移来选择第一内插器输出(30)或第二内插器输出(40)的选择单元(6)。

Description

采用根据连续导频的频率偏移对时域或频域内插进行的选择来进行多载波信号的信道估计

技术领域

本发明涉及一种对所接收到的多载波信号的传输信道进行估计的方法。本发明还涉及一种对所接收到的多载波信号的传输信道进行估计的***。

背景技术

正交频分复用(OFDM)用于进行数字调制，以采用多载波信号将数据传输到传输信道上。到目前为止，OFDM用于传输例如非对称数字用户环路(ADSL)、无线局域网络(WLAN)、数字视频地面广播(DVB-T)等数字通信***中的数据。在OFDM数据传输中，可用传输信号被分为多个子信道，每个子信道具有各自的载波，或子载波，各个载波频率被选择为彼此正交。因此，这些载波所调制的数据流实际上不会受到信道间干扰(ICI)(也被称为串扰)。通常使用标准的调制方案(诸如正交幅度调制(QAM)、相移键控(PSK)等)来执行对要传输的位流的调制。要传输的二进制位流被细分为几个特定长度的位流。这些较小的位流(例如4、16、或者甚至1028位的组合)中的每个用于以预定方式调制子载波，采用幅度和/或相位调制以在整体传输的所得到的多载波信号中给出“数据符号”。完整的调制载波集被称为多载波符号，例如“OFDM符号”。预定载波的数量，例如2K OFDM符号具有2048个子载波，因此在理论上可以传输那么多的数据符号。同样，4K OFDM和8K OFDM理论上可分别传输多达4096或者8192个数据符号。诸如IEEE 802.11a之类的广播标准为多个调制方案和每个符号的相应数量的比特规定了OFDM符号传输的速率，即数据速率。单个OFDM符号能具有的持续时间为1120us，即信号在这段时间内处于“传输中”。

通常，并不是所有的OFDM符号中的载波均被用数据或者有效负荷调制。为了简化对正在传输的信号的接收，以每个块的方式来传输某些预定的信号。例如，牺牲一些带宽效率，以便能将“保护间隔”***到多载波符号之间，而在特定载波处周期地***“导频”信号以在同步和均衡相位期间使用。通过在多载波信号中将导频充分紧密地分隔开，甚至在频率衰落的密度变高的延迟回波的情况下，也可以对所接收到的信号进行正确的信道估计和内插。

对接收到的信号的传输信道估计通常被简称为均衡，只要发射机和接收机彼此之间保持静止，这通常是非常直观的，以及通常通过对接收信号中的某些导频进行时域内插以确定相应的子载波，然后进行频域内插以确定剩余的子载波，来在“静态”均衡器中实现信道估计。这种静态均衡器需要一系列完整的多载波符号来正确地估计信号。必要的是，即使到达接收机的信号已经进行了衰减和多路径(回波)，也能对接收到的信号进行正确的信号估计，即识别载波，以便能够确定数据有效负荷。OFDM最好工作在静态环境中，即当发射机和均衡器彼此之间基本上静止不动时。对于使用ADSL、DVB-T、WLAN等的传输***来说，情况通常都是这样的。在没有显而易见的性能降低的情况下，低速率是容许的。然而，在较高速度时，例如当手持式装置(例如移动电话或袖珍个人计算机)的用户在汽车或火车上接收电视广播时，所接收到的信号由于多普勒效应将或多或少地进一步失真，即载波的波长取决于用户相对于接收机的运动方向和速度将被“压缩”或“拉长”。所得到的载波频率中的感受到的偏移会破坏它们的正交性，时间内插将会进一步加剧这种情况，从而导致信道估计过程的失败。因此，用户的装置可能不会从所接收到的信号中重新获得原始发送的数据。

使用具有手持数字视频广播(DVB-H)性能的装置变得越来越普遍，并且进行了各种尝试来处理所接收到的OFDM信号中的多普勒频移的问题。由于在快速变化的环境中不能可靠地使用时域内插，所以可对所接收到的信号进行频域分析来估计信道。由于不需要对信道的时间稳定性进行假设，所以在移动环境中没有进行时域内插情况下的单独的频域内插更好。因此，一些现有技术***使用了这两种方法，并且确定适当时应当进行切换的点。然而，基于时域和频域均衡之间的切换的现有方案水平不足以快到对发射机和接收机之间的速度的快速增加做出反应，这是由于为了做出进行切换的决定，它们需要大量的连续符号。而且，这些现有方案在接收机端通常非常复杂。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种直观且经济的执行OFDM接收机中的均衡的方法。

为此目的，本发明提供了一种对移动环境中的多载波信号的传输信道进行估计的方法，该方法包括识别存在于所接收到的多载波信号的载波上的导频，所述导频包括连续导频。对所接收到的多载波信号进行信道估计，同时采用时域内插器给出第一内插器输出以及采用频域内插器给出第二内插器输出。同时，检测连续导频中的任何频率偏移，以及基于所检测到的频率偏移来选择第一内插器输出或第二内插器输出。

根据本发明的方法可被用于任何包括连续导频的多载波信号。

然而，为了简单起见，在无论如何都不会限制本发明的情况下，以下假设多载波信号是如背景技术所述的OFDM信号。

“时域”内插之后可以进行附加的频域内插，并且由于采用该技术所进行的成功均衡需要相对静止的条件，因此这种类型的均衡器可被简称为“静态均衡器”。静态均衡基于信道特性从一个多载波符号到下一个多载波符号不会发生显著地变化的假设，并且能利用这个性质来提供准确的信道估计。

一种类型的导频，“分散”或“穿孔”导频，在OFDM符号中间隔开，但是它们的位置从一个符号到下一个符号发生变化，以及这些分散的导频被时域或静态均衡器用来采用一系列多载波符号对信道进行估计。另一种类型的导频，“连续”导频，是一直存在于OFDM符号的相同载波处的导频，并且是基于它的已知载波或已知调制来进行识别的。通常，很多连续载波在整个OFDM符号中(例如在每隔11个载波)被均匀分隔。在根据本发明的方法中，一个或多个连续导频被识别和检验以确定它们是否受到了频率偏移，频率偏移表示所接收到的信号经过了多普勒偏移。根据本发明，与时域内插同时地对所接收到的信号进行频率内插。如果在一个或多个连续导频上识别出了频率偏移，则均衡器将使用频域内插器的输出，而放弃时域内插器输出。

根据本发明的方法的一个显著优点是：基于在每个OFDM符号中的位置均是已知的连续导频可以容易且快速地识别出所接收到的信号中的频率偏移或多普勒偏移，这是由于频域内插器没做出有关信道稳定性的假设。因此，在时域内插器失败之前，能适时地从时域内插器切换到频域内插器，从而使得在移动环境下也能从多载波信号中恢复数据。由于针对任何频率偏移连续地检验所接收到的信号的连续导频，所以能容易地确定发射机和接收机是否不止一次地基本上保持彼此相对静止，从而能以容易且直观的方式切换回(优选的)时域内插。而且，由于频域内插器利用OFDM符号中位置已知的连续导频，因此该内插器能仅仅使用单个OFDM符号就能估计信道。因此，能比其它技术水平的***所能达到的速度更快地做出进行切换的决定。依此方式，能够容易且快速地选择用以对移动环境中的多载波信号的传输信道进行估计的最佳信道估计方法。

一种用于对移动环境中的所接收到的多载波信号的传输信道进行估计的适当***包括识别单元，用于识别所接收到的多载波信号中其导频包括连续导频的载波上存在的导频；时域内插器，其用于对所接收到的多载波信号执行信道估计以给出第一内插器输出；以及频域内插器，其用于对所接收到的多载波信号执行信道估计以给出第二内插器输出。该***还包括偏移检测单元，用于检测连续导频中的频率偏移；以及选择单元，其基于所检测到的频率偏移来选择第一内插器输出或第二内插器输出。

从属权利要求和后续说明公开了本发明的尤其有利的实施例和特征。

当信号的源(或发射机)以足够的速度朝信号的接收者移动或远离时，会引起发射信号上的频率偏移。例如，当发射机正在相对较快地朝向接收机移动时，后者接收到压缩形式的信号，即该信号的波长变短了，从而所接收到的频率看起来较高。因此，在本发明的优选实施例中，检测连续导频中的频率偏移的步骤包括在数字偏移滤波器中对连续导频进行滤波以获得偏移功率值以及基于该偏移功率值对频率偏移进行估计的步骤。例如，偏移滤波器可以是带通滤波器，或者甚至是频率高于(或低于)导频载波频率的低通和高通滤波器的组合。当偏移滤波器的输出为非零时，这意味着被该偏移滤波器所滤波的信号包括频率在该滤波器的截止频率之外的分量。显然地，偏移滤波器可以是带通滤波器，其仅仅检测处于某个带宽内的频率分量，即高于第一截止频率且低于第二截止频率的频率分量。这种数字滤波器的输出通常包括一系列系数，每个针对一个滤波器抽头，其中每个系数的大小对应于相关信号分量的强度，或功率。

如上所述，用于诸如OFDM信号之类的多载波信号的时域内插器能处理相对速度，只要该速度不会大到引起接收信号的显著失真即可。时域内插器的性能将取决于所接收到的符号的类型(2K OFDM、8K OFDM等)、符号间的保护间隔的大小、信噪比等。这些因数对于所属领域的技术人员来说是已知的，在此不需要更详细地说明。简而言之，偏移滤波器的输出可以是非零，而不必需要切换到频域内插器。因此，在本发明尤其优选的实施例中，通过将偏移功率值和阈值功率值进行比较来估计频率偏移，其中阈值功率值对应于在没有引起时域内插失败的情况下偏移滤波器可检测到的最大容许功率。将采用优选的时域内插器对其分量经偏移滤波器所检测到的总功率小于阈值功率值的信号继续进行内插，而其分量的功率大于阈值功率值的任何信号将引起向频域内插器的切换。由于该阈值功率值是取决于***的，因此其优选是可编程的，以便偏移滤波器的性能能适应于***要求。

可能存在任意数量的可用的不同时域内插器，这些时域内插器可以在不同的程度上处理接收到的信号上的频率偏移。能通过实验获得具体时域内插器将失败的偏移量，从而给出预定的容差，或最大偏移频率。因此，用于根据本发明的均衡器的偏移滤波器的截止频率被优选地选择为对应于时域内插器失败的预定偏移频率。

当在静止或静态条件下利用适当的数字带通滤波器对多载波信号的特定载波进行滤波时，带通滤波器的输出实际上包括一个强分量。然而，在移动环境中，载波信号受到频率偏移，导致功率扩散，使得同一带通滤波器的输出代替强分量而显示为弱分量。在根据本发明的方法中这个事实能被很好地利用。例如，可以利用专用的导频载波带通滤波器来对某个连续导频进行滤波。静止条件下的滤波器输出(即，较强的滤波器输出值)被用作导频参考功率值。针对每个输入的多载波符号，采用专用的导频载波带通滤波器对这个连续导频进行滤波。因此，当前滤波器输出的减小可能对应于输入的多载波符号上的频率偏移。这可以被用作一个用来决定何时进行从时域内插器到频域内插器的切换的附加因素。因此，在本发明的进一步优选实施例中，当偏移功率值大于阈值功率值，以及导频载波带通滤波器的输出小于导频参考功率值时，选择第二内插器输出。

根据本发明的***优选地包括用于对偏移滤波器输出与其各自的阈值功率值进行比较以及可选地对导频载波带通滤波器输出与其相应的导频参考功率值进行比较的比较器。如果如上所述的偏移滤波器输出大于阈值功率值，则该比较器可以做出从时域内插器向频域内插器进行切换的决定。该决定可以由可选的导频载波带通滤波器输出值进行补充。例如，可能会发生偏移滤波器输出含糊不清的情况。在这种情况下，如果导频载波带通滤波器输出值充分地小于相应的导频参考功率值，则该比较器可以决定进行切换，否则它可能决定当前留在时域内插器，这是由于时域内插在满足条件下是优选内插模式。该比较器继续对滤波器输出和它们各自的导频参考功率及阈值功率值进行比较，以便决定何时进行从时域内插器到频域内插器的切换，反之亦然。只要所接收到的信号发生频率偏移，频域内插器就执行内插。一旦输入信号稳定，比较器就会产生向时域内插器返回的切换。

当然，采用根据本发明的方法，单个导频载波带通滤波器或单个偏移滤波器可能还不足以决定何时进行切换。OFDM符号中的相对较大数量的载波被分配给连续导频，例如，如在DVB-T和DBV-H所规定的，8K OFDM符号中的每隔11个载波的载波可以是连续导频。因此，在根据本发明的偏移检测单元中，针对符号中的每个连续导频，可能具有一个导频载波带通滤波器和偏移滤波器。可替换地，仅仅为一部分导频载波提供偏移滤波器和导频载波带通滤波器可能已足够。同样，由于导频载波带通滤波器和偏移滤波器是数字滤波器，所以这些滤波器是可编程的，以对输入多载波符号的任何一个连续导频进行滤波，使得可以在多个导频之间共享滤波器的单个硬件实现方式。

根据本发明的***的时域和频率内插器能执行完全的信道估计，即每个内插器能识别输入多载波符号的每个载波，以获得用于恢复原始传输数据所需的信道传递函数。然而，时域内插器需要一定数量的完整的OFDM符号，来对所有载波进行内插，这是因为时域内插使用分散导频，以及“一整套”分散导频分布在多个OFDM符号上。这就是为什么用时域内插来进行完整信道估计费用高的原因之一。因此，在根据本发明的可替代实施例中，***可以包括如上所述的并行工作的基本的时域内插器和基本的频域内插器来执行部分信道估计。例如，这些内插器可以识别四分之一载波。位于选择单元下一级的辅助频域内插器可以对所选的内插器输出执行另外的信道估计，以完成内插。由于在时域或频域中仅执行部分信道估计已足够，以及在辅助的频域内插器中随后执行另外的信道估计，所以这种***的实现更经济。

可以通过适当的数字硬件和软件模块来实现上述方法的步骤。例如，使用适当的集成电路能实现任何的数字滤波。这些集成电路可以是可编程的，以调整滤波器抽头和/或截止频率。包括这种软件模块的计算机程序产品可被直接装载到用于估计多载波信号的传输信道的***中的可编程装置(诸如处理器)的存储器中。

从以下结合附图所进行的详细说明中，本发明的其他目的和特征将变得显然。然而，应该理解，附图被设计为仅仅用于示范的目的而不是对本发明的限制。

附图说明

图1示出了用于对多载波信号执行信道估计的根据现有技术的均衡器的框图；

图2a示出了多载波信号中的载波的波谱；

图2b示出了多载波信号中的多个载波的重叠波谱；

图3示出OFDM符号中的数据和导频载波的示意图；

图4a示出了静止环境中的连续导频的频谱；

图4b示出移动环境中的连续导频的频谱；

图5示出根据本发明的第一实施例的用于对多载波信号执行均衡的***；

图6a示出在静止环境中偏移滤波器的频率响应；

图6b示出在移动环境中图6a的偏移滤波器的频率响应；

图7示出OFDM符号中的数据和导频载波的信道估计阶段的示意图；

图8示出根据本发明的第二实施例的一种可替换的***实现方式。

具体实施方式

在附图中，相同标号在全文中指的是相同对象。

图1示出了根据现有技术的均衡器的非常简化的框图。仅仅示出了与下列讨论相关的模块，应该理解的是，如所属技术领域的技术人员已知，均衡涉及比在此所示的更多阶段，诸如用于执行离散快速傅里叶变换、前向纠错等的模块。接收到的多载波信号y输入到均衡器10，其中第一内插器11执行静态均衡，第二内插器12执行频域内插。该***例如能采用在背景技术所提到的现有技术文献中的一个技术来在两个均衡器之间进行切换。同时，在延迟模块7中对输入信号y进行延迟，以对以下事实进行补偿：在时域内插能成功地估计信道特性之前，它需要一定时间长度，例如一定数量的OFDM符号。然后，在卷积单元8中，延迟信号y’与均衡器10所提供的信道传递函数H进行卷积，从而给出原始传输的数据的估计a_est。在处于理想条件下工作并且输入信号没有失真的理想均衡器中，输出信号a_est对应于原始传输的数据，但是，实际上，误差在传输和均衡阶段累积，使得甚至在稳定(即，几乎静止)的工作条件下，输出信号也包含位误差和包误差。它们的出现速率分别用位误码率(BER)和误包率(PER)来表示。在发射机和接收机彼此之间是运动的情况下，这些误差率将显著地增大，尤其是当速度接近多普勒偏移频率时。由于现有技术的均衡器需要花费相对长时间来识别频率偏移，因此产生的误差率高到不能接受的程度。

如上所述，通过用数据信号调制多个载波中的每个载波来产生多载波信号。图2a示出了多载波信号的单个载波的波谱。对载波的频率进行选择，使得它们是正交的，这意味着在包括多个叠加载波的复合信号中，载波的波谱不重叠，如图2b所示。

为了利用OFDM发射数字信号，要发射的位流首先被分成多个较小的位流，例如4位、8位或16位位流。这些较小位流中的每个然后被用来利用适当的诸如QAM之类的方法调制单个载波。例如，4位位流具有16种不同的位模式中的一种，其中的每种位模式能通过将载波的幅度改变一个特定量来调制该载波。产生的调制载波被称为数据符号。如已经提到的，某些载波用于导频。如图3所示意性所示，OFDM符号本质上是一系列散布的导频符号的数据符号。在该图中，每个水平行表示OFDM符号S₁、S₂、S₃、S₄、S₅的同一子集。白点表示数据符号，而布置在垂直列中的黑点表示连续导频P₁、P₂，…，P_k。对角布置的其他黑点表示时域内插器所采用的分散导频P_S1、P_S2，P_S3，P_S4。连续导频P₁、P₂，…，P_k总是出现在每个连续OFDM符号S₁、S₂、S₃、S₄、S₅中的相同的相对位置上，而分散导频P_s1、P_s2，P_s3，P_s4的位置从一个符号到下一个符号会发生变化。频率轴示出了数据符号和导频是以载波频率增大的顺序来排列的，而时间轴t表示一个接着另一个地接收OFDM符号S₁、S₂、S₃、S₄、S₅。

基本上为主频率的信号将具有一个强的频率响应。图4a示出在静止环境中连续导频的频谱。该频率响应示出了单个的强分量。在根据本发明的方法中，很好地利用了这个事实，在该方法中，对连续导频进行滤波，以察看它们的频率响应是否已经发生变化。当***(发射机和接收机)在基本上静止的环境中工作时，具有用于连续导频载波频率的抽头的滤波器应当总是显示一个强分量，这被存储为以备将来使用的导频参考功率值。由于实际***不理想，所以在移动环境中这种适当滤波器的输出将显示一个强分量和几个在高于(或低于)强分量的频率处的较小分量，但是只要发射机和接收机之间的相对速度较低，这些就无关紧要。在这种情况下，优选的是时域内插器。

在较高的相对速度下，OFDM信号所受到的频率偏移会引起被均衡器感受到的频率偏移。图4b示出移动环境中的连续导频的频谱。从该图中可以看出，信号的总功率不再集中于原始载波频率f_c处，而是取决于发射机和接收机是向彼此移动还是远离彼此移动被分别“分散”到较高或较小的频率区域。在附图中，载波频率f_c的右侧表示较高频率区域中的信号分量，而在载波频率f_c左侧上的虚线表示较小频率区域中的信号分量。当OFDM信号受到足够严重的频率偏移时，载波频率不再是正交的。这反映在该图中的滤波器输出上，其中，可以看出失真信号的频率分量变化太大，而与原始载波频率f_c对应的信号分量显著地变小。此时，由于载波间干扰，所接收到的信号的时域内插很可能会失败。

图5示出了根据本发明的第一实施例的用于对移动环境中的多载波信号y执行均衡的***1。在此，示出了在描述图1时所述的时域内插器3和延迟元件7。时域内插器3可包括用于采用分散导频来执行部分信道估计的模块3a和用于完成信道估计的时域内插模块3b。附加的频域内插器4与静态均衡器3并行工作。输入的OFDM信号y还被转送到对OFDM信号中的连续导频P₁、P₂，…，P_k进行识别的识别单元2。偏移检测单元5确定连续导频P₁、P₂，…，P_k是否发生频率偏移。在该实施例中，偏移检测单元5包括检测导频载波功率下降的导频载波带通滤波器51，以及检测导频载波功率分散的偏移滤波器52。针对每个滤波器51，52仅仅分别示出了一个模块，但是应该明白，可以给OFDM符号的每个导频载波分配导频载波带通滤波器和偏移滤波器。在图6a中，示出了静止环境中的偏移滤波器的输出。在此，偏移滤波器包括用于(在导频载波频率f_c右侧的)较高频率的带通滤波器和用于(在导频载波频率f_c左侧的)较低频率的带通滤波器。可以看出，这些滤波器输出显示出在它们的截止频率之外没有明显的信号分量。图6b示出在移动环境中的相同的偏移滤波器的频率响应。在这种情况下，由于频率偏移，载波信号功率扩散，使得连续导频现在具有其频率或者在如右手侧的频带中所示的导频载波频率f_c之上，或者如左手侧的频带中的虚线所示的导频载波频率f_c之下的偏移滤波器的截止频率之外的信号分量。

在比较器模块61中检验导频载波带通和偏移滤波器51，52的输出，以便决定应当检测哪个内插器的输出30，40。如果导频载波带通滤波器51的当前输出显示出信号功率的下降以及偏移滤波器52显示出信号功率在预定阈值上的扩散(如上所述)，则比较器61向开关60指示要选择频域内插器4的输出40，这是由于输入信号y已经发生多普勒偏移并且时域内插器可能失败。否则，比较器61控制开关60，从而选择时域内插器3的输出30。所选的内插器输出(实际上为信道传递函数H)被转送到卷积单元8，在此在所接收到的信号Y和信道传递函数H之间进行卷积，从而获得对原始发射的数据的估计a_est。

图7示出了OFDM符号S中的数据和导频载波的信号估计阶段的示意图。点表示载波，并且是以如箭头所示的载波频率增大的顺序来排列的。在上面一行的点所表示的第一阶段，对黑点所示的连续导频P₁、P₂，…，P_k进行识别。然后，在第二阶段，用从连续导频P₁、P₂，…，P_k获得的信息，在单个步骤中对剩余载波进行频率内插。这由下面一行中的“+”来表示。从而，利用单个符号S获得了信道转移函数。

图8示出了一个可替换的***实施例，其中如果输入信号具有在四分之一的载波上的分散导频，则频域内插器4和时域内插器均对在这种情况下为四分之一的载波只执行部分信道估计。以根据图5所述的方式作出要使用哪个内插器3’和4’的决定。然后，选择单元6所选的输出进入另一个频域内插器，以完成剩余的信道估计，从而给出信道传递函数H。

虽然已经以优选实施例及其变型的方式公开了本发明，但是应该理解的是，在不脱离本发明的范围的情况下，可以对这些优选实施例及其变型进行各种另外的修改和变型。

为了明确起见，应该理解该申请通篇使用的“一个”或“一种”不排除多个，并且“包括”不排除其他步骤或元素。除非另作说明，一个“单元”或“模块”可以包括多个单元或模块。

Claims

1.一种对在移动环境中所接收到的多载波信号(y)的传输信道进行估计的方法，该方法包括步骤：

识别所接收到的多载波信号(y)的载波上出现的导频(P1、P2，...，Pk)，这些导频(P1、P2，...，Pk)包括连续导频(P1、P2，...，Pk)；

采用时域内插器(3，3’)对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第一内插器输出(30)；

采用频域内插器(4，4’)对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第二内插器输出(40)；

检测连续导频(P1、P2，...，Pk)中的频率偏移；以及

基于所检测到的频率偏移，选择第一内插器输出(30)或第二内插器输出(40)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中检测连续导频(P1、P2，...，Pk)中的频率偏移的步骤包括：在偏移滤波器(52)中对连续导频(P1、P2，...，Pk)进行滤波以获得偏移功率值并且基于该偏移功率值对频率偏移进行估计。

3.根据权利要求2所述的方法，其中通过将偏移功率值与阈值功率值进行比较来估计频率偏移。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其中偏移滤波器(52)的截止频率对应于预定的频率偏移，在该预定的频率偏移处，所接收到的多载波信号(y)的时域内插失败。

5.根据权利要求4所述的方法，其中当偏移功率值大于阈值功率值时，选择第二内插器输出(40)。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，在导频载波带通滤波器(51)中对连续导频(P1、P2，...，Pk)进行滤波，以获得导频参考功率值，该导频参考功率值对应于静态环境中连续导频(P1、P2，...，Pk)的频率响应。

7.根据权利要求6所述的方法，其中当导频载波带通滤波器(51)的当前输出小于导频参考功率值时，选择第二内插器输出(40)。

8.一种用于对在移动环境中所接收到的多载波信号(y)的传输信道进行估计的***(1)，该***包括

识别单元(2)，用于对所接收到的多载波信号(y)的载波上出现的导频(P1、P2，...，Pk)进行识别，所述导频(P1、P2，...，Pk)包括连续导频(P1、P2，...，Pk)；

时域内插器(3，3’)，用于对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第一内插器输出(30)；

频域内插器(4，4’)，用于对所接收到的多载波信号(y)执行信道估计以给出第二内插器输出(40)；

偏移检测单元(5)，用于检测连续导频(P1、P2，...，Pk)中的频率偏移；以及

选择单元(6)，其基于所检测到的频率偏移来选择第一内插器输出(30)或第二内插器输出(40)。

9.根据权利要求8所述的***(1)，包括频域内插器(9)，用于对选择单元(6)所选的内插器输出(30，40)执行另外的信道估计。