CN101556297A - 电容值量测电路及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电容值量测电路及其电容值量测方法。电容值量测方法包括下列步骤：首先响应于第一组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，以在第一积分期间中将积分电压的位准自起始位准调整为终止位准，待测电容的电容值与终止位准与起始位准的差值相关；接着响应于第二组时脉信号在第二积分期间中将积分电压的位准自终止位准调整为起始位准；以及之后根据第一、第二积分期间及已知特性值运算得到待测电容的电容值。本发明的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容、可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择及可准确地对待测电容进行电容值量测的优点。

Description

电容值量测电路及其方法

技术领域

本发明涉及一种电容值量测电路(电容值求值电路，evaluationcircuit for capacitance)，且特别涉及一种通过观察对待测电容进行充电与放电操作时充电与放电的反应时间，来得到待测电容的电容值的电容值量测电路。

背景技术

传统上，多半以机械式开关来为使用者实现控制接口装置。由于传统机械开关需直接与使用者进行接触，才可响应于使用者的控制指令进行操作，传统机械式装置容易在使用者操作过程中发生结构坏损。

在科技发展日新月异的现今时代中，存在触控式开关。传统上，触控式开关例如是电容式开关，其通过感应待测电容的电容值随使用者的接近与否的变化来进行控制。然而，如何设计出可有效地量测待测电容的电容值变化的电容值量测电路，以提升电容式开关为业界不断致力的方向之一。

发明内容

本发明涉及一种电容值量测电路，相比于传统的电容值量测电路，本实施例的电容值量测电路可更准确地对待测电容进行电容值量测。

根据本发明提出了一种电容值量测电路，包括积分器电路、第一、第二控制电路及处理器电路。积分器电路具有输入端及输出端，输出端上具有积分电压，积分器电路用以响应于控制信号在电压设定期间中将积分电压设定为起始位准。第一控制电路包括第一输出端及待测电容，第一输出端电性连接于输入端，第一控制电路用以响应于第一组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，并选择性地使待测电容的一端与第一输入端电性连接，以在第一积分期间中控制积分器电路进行电压积分，将积分电压自起始位准调整为终止位准，待测电容的电容值与终止位准与起始位准的差值相关。第二控制电路包括第二输出端与被动元件，被动元件具有已知特性值，第二输出端电性连接于输入端。第二控制电路用以响应于第二组时脉信号切换被动元件的至少一端上的电压，并选择性地使被动元件的一端与第二输入端电性连接，以在第二积分期间中控制积分器电路进行电压积分，将积分电压的位准自终止位准调整为起始位准。处理器电路用以提供第一组及第二组时脉信号来驱动第一及该第二控制电路，并用以根据第一及第二积分期间的时间长度及已知特性值来计算得到待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第一控制电路还包括：第一开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至该待测电容的第一端、耦接至该输入端及接收第一电压，该第一开关电路用以响应于该第一组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该待测电容的第一端耦接至该输入端及使该待测电容的第一端接收该第一电压。

根据本发明的电容值量测电路，其中该被动元件为已知电容，该第二控制电路还包括：第二开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至该已知电容的第一端、耦接至该输入端及接收第二电压，该第二开关电路用以响应于该第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电容的第一端耦接至该输入端及使该已知电容的第一端接收该第二电压。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第二控制电路还包括：第三开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至该已知电容的第二端、接收该第二电压及接收第三电压，该第三开关电路用以响应该第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别提供该第二电压及该第三电压至该已知电容的第二端；其中该第二电压的位准基本上等于该起始位准。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第一控制电路还包括：第四开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至该待测电容的第二端、接收该第一电压及接收第四电压，该第四开关电路用以响应于该第一组时脉信号的第一状态及第二状态分别提供该第一电压及该第四电压至该待测电容的第二端；其中该第一电压的位准基本上等于该起始位准。

根据本发明的电容值量测电路，其中该被动元件为已知电阻，该第二控制电路还包括：第二开关电路，包括第一端及第二端，分别耦接至该已知电阻的第一端及耦接至该输入端，该第二开关电路用以响应于该第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电阻的第一端耦接至该输入端及使该已知电阻的第一端为基本上浮接。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第一组及该第二组时脉信号具有基本上相同的时脉周期，该第一及该第二积分期间的长度基本上分别包括N个该时脉周期及M个该时脉周期，该处理器电路根据数值N与M的比值来计算该待测电容的电容值，数值N与M为大于1的自然数。

根据本发明的电容值量测电路，其中该处理器电路包括：振荡器电路，用以振荡产生第三时脉信号及第四时脉信号，该第三及该第四时脉信号为基本上反相；第一逻辑电路，用以在该电压设定期间产生该控制信号；第二逻辑电路，用以在该第一积分期间中产生该第一组时脉信号，并用以在该第一积分期间后的第一时点产生该第二组时脉信号；比较器电路，用以比较该积分电压的位准及该起始位准的高低，并在该积分电压的位准满足临界条件的第二时点时，触发操作事件；计数器电路，用以自该第一时点起执行计数操作，使计数次数自零开始每隔该第二组时脉信号的时脉周期递增1，该计数器电路还用以响应于该操作事件在该第二时点停止计数操作，以计数得到一数值M，M为大于1的自然数；及拴锁电路，用以响应于该操作事件记录该数值M；其中该第一及该第二时点定义出该第二积分期间，该处理器电路根据该数值M及该第二组时脉信号的时脉周期来得到该第二积分期间。

根据本发明的电容值量测电路，其中该积分器电路包括：运算放大器，正输入端接收该起始位准，负输入端为耦接至该第一及该第二控制电路的该输入端，输出端为耦接至该处理器电路的该输出端；积分电容，该积分电容的两端分别耦接至该运算放大器的负输入端及该输出端；及第五开关电路，第一端及第二端分别耦接至该运算放大器的负输入端及该输出端，该第五开关电路用以响应于该控制信号导通，以短路连接该运算放大器的负输入端与该输出端，以设定该运算放大器的负输入端与该输出端的电压为该起始位准。

根据本发明的电容值量测电路，其中该积分器电路包括：第五开关电路，第一端及第二端分别接收参考电压及耦接至该输出端，该参考电压的位准基本上等于该起始位准；及积分电容，第一端及第二端分别耦接至该输出端及接收第一电压。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第二控制电路还用以响应于第五组时脉信号及第六组时脉信号，分别在第三积分期间及第四积分期间中控制该积分器电路进行电压积分，以分别将该积分电压的位准自该起始位准调整为该终止位准，及将该积分电压的位准自该终止位准调整为该起始位准；其中该处理器电路用以根据该第三及该第四积分期间的时间差值来对该电容值量测电路进行偏差电压校正。

根据本发明的电容值量测电路，其中该被动元件为已知电容，该第二控制电路还包括：第六开关电路，包括第一端、第二端、第三端及第四端，分别耦接至该已知电容的第一端、耦接至该输入端、接收第一电压及接收第二电压，该第六开关电路用以响应于该第五组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电容的第一端耦接至该输入端及使该已知电容的第一端接收该第一电压，该第六开关电路还用以响应于该第六组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电容的第一端耦接至该输入端及使该已知电容的第一端接收该第二电压。

根据本发明的电容值量测电路，其中该被动元件为已知电容，该第二控制电路还包括：第七开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至该已知电容的第一端、耦接至该输入端及接收第三电压，该第七开关电路用以响应于该第五组及该第六组时脉信号的第一状态使该已知电容的第一端耦接至该输入端，并用以响应于该第五组及该第六组时脉信号的第二状态使该已知电容的第一端接收该第三电压；及第八开关电路，包括第一端、第二端、第三端及第四端，分别耦接至该已知电容的第二端、接收该第三电压、接收第一电压及接收第二电压，该第八开关电路用以响应于该第五组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电容的第二端接收该第三电压及接收该第一电压，并用以响应于该第六组时脉信号的第一状态及第二状态分别使该已知电容的第二端接收该第三电压及接收该第二电压。

根据本发明的电容值量测电路，其中该第五组及该第六组时脉信号具有基本上相同的时脉周期，该第三及该第四积分期间的长度基本上分别为J个该时脉周期及K个该时脉周期，该处理器电路根据数值J与K的差值与该时脉周期来得到该时间差值，数值J与K为大于1的自然数。

根据本发明还提出了一种电容值量测电路包括积分器电路、第一、第二控制电路及处理器电路。积分器电路具有输入端及输出端，输出端上具有积分电压，积分器电路用以响应于控制信号在电压设定期间中将积分电压设定为起始位准。第一控制电路包括第一输出端与被动元件，被动元件具有已知特性值，第一输出端电性连接于输入端。第一控制电路用以响应于第一组时脉信号切换被动元件的至少一端上的电压，并选择性地使被动元件的一端与第一输入端电性连接，以在第一积分期间中控制积分器电路进行电压积分，以将积分电压的位准自起始位准调整为终止位准。第二控制电路包括第二输出端及待测电容，第二输出端电性连接于输入端，第二控制电路用以响应于第二组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，并选择性地使待测电容的一端与第二输入端电性连接，以在第二积分期间中控制积分器电路进行电压积分，将积分电压自终止位准调整为起始位准，待测电容的电容值与终止与该起始位准的差值相关。处理器电路用以提供第一组及第二组时脉信号来驱动第一及该第二控制电路，并用以根据第一及第二积分期间的时间长度及已知特性值来计算得到待测电容的电容值。

根据本发明还提出了一种电容值量测方法，应用于电容值量测电路，电容值量测电路包括积分器电路，积分器电路的输出端具有积分电压，待测电容电性连接至积分器的输入端。电容值量测方法包括下列步骤：(a)首先响应于第一组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，以在第一积分期间中将积分电压的位准自起始位准调整为终止位准，待测电容的电容值与终止位准与起始位准的差值相关；(b)接着响应于第二组时脉信号在第二积分期间中将积分电压的位准自终止位准调整为起始位准；以及(c)之后根据第一、第二积分期间及已知特性值运算得到待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测方法，在步骤(a)之前还包括：(d)在电压设定期间中将该积分电压的位准设定至该起始位准。

根据本发明的电容值量测方法，在步骤(a)之前还包括：(e)响应于第三组时脉信号切换已知电容的至少一端上的电压，以在第三积分期间中将该积分电压的位准自该起始位准调整为该终止位准；(f)响应于第四组时脉信号切换该已知电容的该至少一端上的电压，以在第四积分期间中将该积分电压的位准自该终止位准调整为该起始位准；及(g)根据该第三与该第四积分期间的差值运算得到偏差校正值；其中步骤(c)根据该第一、该第二积分期间及该偏差校正值运算得到该待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测方法，其中该第一及该第二积分期间分别对应至N个时脉周期及M个时脉周期，步骤(c)包括：根据该已知电容的电容值、数值N及M来计算得到该待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测方法，其中步骤(c)包括：根据该偏差校正值来修正数值M；及根据该已知电容的电容值、数值N及修正后的数值M运算得到该待测电容的电容值。

根据本发明又提出了一种电容值量测方法，应用于电容值量测电路，电容值量测电路包括积分器电路，积分器电路的输出端具有积分电压，待测电容电性连接至积分器的输入端。电容值量测方法包括下列步骤：(a)首先响应于第一组时脉信号在第一积分期间中将积分电压自起始位准调整为终止位准；(b)接着响应于第二组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，以在第二积分期间中将积分电压的位准自终止位准调整为起始位准，待测电容的电容值与终止位准与起始位准的差值相关；以及(c)之后根据第一、第二积分期间及已知特性值运算得到待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测方法，在步骤(a)之前还包括：(d)在电压设定期间中将该积分电压的位准设定至该起始位准。

根据本发明的电容值量测方法，在步骤(a)之前还包括：(e)响应于第三组时脉信号切换已知电容的至少一端上的电压，以在第三积分期间中将该积分电压的位准自该起始位准调整为该终止位准；(f)响应于第四组时脉信号切换该已知电容的该至少一端上的电压，以在第四积分期间中将该积分电压的位准自该终止位准调整为该起始位准；及(g)根据该第三与该第四积分期间的差值运算得到偏差校正值。

根据本发明的电容值量测方法，其中该第一及该第二积分期间分别对应至N个时脉周期及M个时脉周期，步骤(c)包括：根据该已知电容的电容值、数值N及M来计算得到该待测电容的电容值。

根据本发明的电容值量测方法，其中步骤(c)包括：根据该偏差校正值来修正数值M；及根据该已知电容的电容值、数值N及修正后的数值M运算得到该待测电容的电容值。

为了让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举优选的实施例，并结合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

图1示出了本发明第一实施例的电容值量测电路的方块图。

图2示出了图1的电容值量测电路10的相关信号时序图。

图3示出了图1的处理器电路18的详细方块图。

图4示出了图3的逻辑单元18a2的详细方块图。

图5示出了图1的电容值量测电路10的另一相关信号时序图。

图6示出了依照本发明第二实施例的电容值量测电路的方块图。

图7示出了依照本发明第三实施例的电容值量测电路的方块图。

图8示出了图7的电容值量测电路30的相关信号时序图。

图9示出了依照本发明第四实施例的电容值量测电路的方块图。

图10示出了图9的电容值量测电路的相关信号时序图。

图11示出了依照本发明第五实施例的电容值量测电路的方块图。

图12示出了图11的电容值量测电路的相关信号时序图。

图13示出了依照本发明第五实施例的电容值量测电路的另一方块图。

具体实施方式

本实施例的电容值量测电路分别以待测电容及已知电容来对一节点上的电压进行充电及放电操作，并以充电操作及放电操作对应到的操作时间的比值来计算得到待测电容的电容值。

第一实施例

请参照图1，其示出了本发明第一实施例的电容值量测电路的方块图。电容值量测电路10包括控制电路12、14、积分器电路16及处理器电路18。控制电路12及14分别用以控制积分器电路16将积分器电路16的输出端ndo上的积分电压Vx自起始位准设定为终止位准及将其自终止位准设定为起始位准。在本实施例中，以终止位准的位准高于起始位准的情形为例作说明。处理器电路18用以产生对应的信号驱动控制电路12、14及积分器电路16执行前述操作，并用以响应于积分电压Vx的位准变化来进行待测电容Cx的电容值的运算。接下来，对电容值量测电路10中各个元件的操作作进一步说明。

积分器电路16包括输入端ndi、输出端ndo、开关Sc、积分电容Ci及运算放大器(Operational Amplifier)OP1。开关Sc的两端及积分电容Ci的两端跨接于运算放大器OP1的负输入端及输出端ndo，开关Sc被致能(使能)的控制信号CS1导通。运算放大器OP1的正输入端接收参考电压Vr。其中，参考电压Vr为本实施例的电容值量测电路10的最高电压VDD与接地电压间的任何特定参考电压，举例来说，参考电压Vr基本上等于电压VDD/2。

控制电路12包括输出端OE1、开关电路SW1及待测电容Cx，其耦接至节点nd1。开关电路SW1包括开关Sa1及Sa2，其一端耦接至节点nd1，另一端分别接收电压Vf1及耦接至运算放大器OP1的负输入端。开关Sa1及Sa2分别被致能的时脉信号CK_a1及CK_a2导通。待测电容Cx的两端分别耦接至节点nd1及接收电压Vf1。电压Vf1例如为接地电压。

控制电路14包括输出端OE2、开关电路SW2及已知电容Cc，其耦接至节点nd2。开关电路SW2包括开关Sb1及Sb2，其一端耦接至节点nd2，另一端分别接收电压Vf2及耦接至运算放大器OP1的负输入端。开关Sb1及Sb2分别被致能的时脉信号CK_b1及CK_b2导通。已知电容Cc的两端分别耦接至节点nd2及接收电压Vf1。电压Vf2例如为最高电压VDD。

请参照图2，其示出了图1的电容值量测电路10的相关信号时序图。本实施例的电容值量测电路10例如包括电压设定期间TP_PS、积分期间TP_IT1及TP_IT2等三个操作期间，处理器电路18用以在对应的操作期间中产生对应的控制信号，以对电容值量测电路10进行时序控制。

更详细地说，在电压设定期间TP_PS中，处理器电路18致能控制信号CS1，以导通开关Sc。如此，运算放大器OP1的负输入端及输出端ndo彼此电性连接，使运算放大器OP1基本上被偏压为一个单位增益缓冲器(Unit Gain Buffer)，而运算放大器OP1的正输入端及输出端ndo具有基本上相等的电压(＝参考电压Vr)。此外，运算放大器OP1的正负输入端彼此为虚短路的特性，如此，在电压设定期间TP_PS中，运算放大器OP1的正、负输入端及输出端ndo上的位准均被设定为参考电压Vr。在电压设定期间TP_PS中，时脉信号CK_a1、CK_a2、CK_b1及CK_b2持续地为非致能，使得开关Sa1、Sa2、Sb1及Sb2为关闭。举例来说，控制信号CS1的致能位准例如为高位准；时脉信号CK_a1、CK_a2、CK_b1及CK_b2的非致能位准例如为低位准。

在积分期间TP_IT1中，处理器电路18提供时脉信号CK_a1及CK_a2，时脉信号CK_a1及CK_a2的位准周期性地在高位准与低位准之间切换，以对应地导通开关Sa1及Sa2。

举例来说，在第一子操作期间TP1中，开关Sa1及Sa2分别为导通及为关闭。如此，节点nd1的电压被设定为接地电压，使待测电容Cx两端的跨压基本上为0，积分电路Ci两端的跨压也为0。在第二子操作期间TP2中，开关Sa1及Sa2分别为关闭及导通，节点nd1被耦接至运算放大器OP1的负输入端。由于待测电容Cx与积分电容Ci相互耦接的节点nd1(即是运算放大器OP1的负输入端)为浮接(Floating)，所以待测电容Cx与积分电容Ci在第一子操作期间TP1中储存的总电荷基本上等于其在第二子操作期间TP2中储存的总电荷，即是满足方程式：

Cx×(Vf1-Vf1)+Ci×[Vr-Vx(t0)]＝Cx×Vr+Ci×[Vr-Vx(t1)]

其中上述方程式的左式为在第一子操作期间TP1中待测电容Cx及积分电容Ci储存的总电荷，右式为在第二子操作期间TP2中待测电容Cx及积分电容Ci储存的总电荷。电压Vx(t0)为积分电压Vx的起始位准，电压Vx(t1)为积分电压Vx经过一次积分操作后的电压。由于在第一子操作期间TP1的积分电压Vx(t0)基本上等于参考电压Vr，即是基本上等于电压VDD/2，根据上述方程式可推得：

$\mathrm{Vx}\left(t1\right)=\frac{\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci}}{\mathrm{Ci}}\×\mathrm{Vr}=\frac{\mathrm{VDD}\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}{2\×\mathrm{Ci}}$

$\mathrm{\ΔV}1=\mathrm{Vx}\left(t1\right)-\mathrm{Vx}\left(t0\right)=\frac{\mathrm{VDD}\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}{2\×\mathrm{Ci}}-\mathrm{Vr}=\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}$

根据上述推导可知，在经过一次积分操作后，积分电压Vx基本上上升一个差值电压ΔV1。本实施例的积分期间TP_IT1例如包括N个时脉信号CK_a1的周期(即是N个第一子操作期间及N个第二子操作期间)，在各个时脉信号CK_a1的周期中，控制电路12与积分器电路16执行相似的积分操作，N为自然数。如此，通过反复执行N次上述的积分操作，将积分电压Vx自其的起始位准(等于参考电压Vr的位准)上升为终止位准Vx_Tr：

$\mathrm{Vx}\_\mathrm{Tr}=\mathrm{Vr}+N\×\mathrm{\ΔV}1=\mathrm{Vr}+N\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}$

在积分期间TP_IT2中，处理器电路18提供时脉信号CK_b1及CK_b2，来驱动控制电路14执行与控制电路12相近的操作，以对积分电压Vx进行积分。其中，控制电路12与14的操作不同之处在于开关Sb1接收电压Vf2(即是最高电压VDD)，使得控制电路14执行积分操作时的积分差值电压ΔV2为负值，以使积分电压Vx自终止位准Vx_Tr下降至积分电压Vx的起始电压(即是参考电压Vr的位准)。其中，差值电压ΔV2满足：

$\mathrm{\ΔV}2=-\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cc}}{2\×\mathrm{Ci}}$

根据上述推导可知，在一次积分操作中，积分电压Vx下降一个差值电压ΔV2。本实施例的积分期间TP_IT2例如包括M个时脉信号CK_b1的周期，在各个时脉信号CK_a1的周期中，控制电路14与积分器电路16执行相似的积分操作，M为自然数。如此，通过反复执行M次上述的积分操作，将积分电压Vx自其的终止位准Vx_Tr下降为起始位准，即是满足方程式：

$\mathrm{Vr}=\mathrm{Vx}\_\mathrm{Tr}+M\×\mathrm{\ΔV}2=\mathrm{Vr}+N\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}+(-M\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cc}}{2\×\mathrm{Ci}})$

整理后可得到待测电容Cx与数值M、N及已知电容Cc的关系式：

$N\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}=M\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cc}}{2\×\mathrm{Ci}}\⇒\mathrm{Cx}=\frac{M}{N}\mathrm{Cc}$

如此，处理器电路18还根据上述方程式来根据数值M、N及已知电容Cc的电容值求得待测电容Cx的电容值。

请参照图3，其示出了图1的处理器电路18的详细方块图。更详细地说，处理器电路18包括逻辑电路18a、比较器电路18b、振荡器电路18c、计数器电路18d、拴锁器电路18e及运算电路18f。逻辑电路18a包括逻辑单元18a1及18a2。逻辑单元18a2用以响应于致能的控制信号CS2来产生时脉信号CK_a1及CK_a2，并用以响应于致能的控制信号CS3来产生时脉信号CK_b1及CK_b2。

举例来说，逻辑单元18a2的详细方块图如图4所示。逻辑单元18a2包括与门(And Gate)_1、与门_2、与门_3及与门_4，其分别接收控制信号CS2与时脉信号CK_1、控制信号CS2与时脉信号CK_2、控制信号CS3与时脉信号CK_1及控制信号CS3与时脉信号CK_2，并对应地输出时脉信号CK_a1、CK_a2、CK_b1及CK_b2。其中，时脉信号CK_1及CK_2由振荡器电路18c振荡产生。

逻辑单元18a1用以在电压设定期间TP_PS产生控制信号CS1，以控制积分器电路16将充电电压Vx的电压设定为参考电压Vr。逻辑单元18a1用以在积分期间TP_IT1及TP_IT2中，分别产生致能的控制信号CS2及CS3，以控制逻辑单元18a2产生时脉信号CK_a1与CK_a2及CK_b1及CK_b2。逻辑单元18a1还用以记录积分期间TP_IT2对应至多少个时脉信号CK_1的周期时间。

在本实施例中，逻辑单元18a1用以决定并自积分期间TP_IT2的起始时点Tx1起产生致能的控制信号CS3。逻辑单元18a1还用以量测操作事件是否触发，并响应于该操作事件来决定积分期间TP_IT2的终止时点Tx2。

举例来说，该操作事件为比较器电路18b产生的控制信号CS4为致能的事件。比较器电路18b用以接收并比较积分电压Vx及参考电压Vr的位准，并对应地产生控制信号CS4。当积分电压Vx大于参考电压Vr时，控制信号CS4为非致能。当积分电压Vx的位准基本上小于参考电压Vr时，比较器电路18b致能控制信号CS4。如此，经由响应比较器电路18b触发的操作事件，逻辑单元18a1可有效地决定积分期间TP_IT2的终止时点Tx2。

在本实施例中，逻辑单元18a1例如用以在时点Tx1与Tx2间致能驱动信号En，来驱动计数器电路18d进行每隔一个时脉信号CK_1的周期时间(等于时脉信号CK_b1的周期)递增1的计数操作。如此，本实施例的处理器电路18可通过计数器电路18d的计数操作得到数值M。

举例来说，计数器电路18d为i位计数器电路，其计数产生并输出数值M的i笔位数据Bit_1～Bit_i至拴锁器电路18e。拴锁器电路18e用以接收并记录位数据Bit_1～Bit_i。运算单元18f根据拴锁器电路18e储存的位数据Bit_1～Biti来得到数值M，并根据前述待测电容Cx与数值M、N及已知电容Cc的关系式得到待测电容Cx的电容值。

在本实施例中，逻辑单元18a1还用以在积分期间TP_IT2之后，依序地产生拴锁信号Srdy及重置信号Srst。如此，拴锁器电路18e响应于拴锁信号Srdy拴锁住计数器电路18d的输出值。在拴锁器电路18e完成拴锁住该输出值的操作后，计数器电路18d响应于重置信号Srst来重置其的计数值。在拴锁器电路18e及计数器电路18d完成拴锁操作及重置操作后，处理器电路18可进行下一次待测电容的量测操作。

本实施例的逻辑单元18a1还用以记录数值N，并根据数值N来决定积分期间TP_IT1包括多少个时脉信号CK_1的周期。在本实施例中，数值N(即是积分期间TP_IT1中包括的时脉信号CK_a1的周期的数目)为可调，通过调整数值N，使用者可使本实施例的电容值量测电路10适用于量测不同电容值范围的待测电容Cx。

进一步而言，根据方程式：

$\mathrm{Cx}=\frac{M}{N}\mathrm{Cc}$

可知，数值M与N的比值与待测电容Cx与已知电容Cc间的电容值的比值相关。由于数值M的数值范围为固定(介于数值0到数值2的i+1次方减1)，使用者经由调整数值N的大小，来调整电容值量测电路10，以使其适用于不同待测电容Cx的量测操作。举例来说，当数值N被设定为数值M的最大值Mmax的x分之一倍时，根据方程式：

$\mathrm{Cx}=\frac{M}{N}\×\mathrm{Cc}\⇒\frac{\mathrm{Cx}}{\mathrm{Cc}}=\frac{M}{M\max /x}\≤\frac{M\max }{M\max /x}=x$

电容值量测电路10可对电容值小于或等于已知电容Cc的电容值的x倍的待测电容Cx进行电容值量测，x为实数。最大值Mmax等于2的i+1次方减1。如此，使用者可视欲量测的待测电容Cx的电容值与已知电容Cc大约的倍数关系，来决定数值N。

在本实施例中，虽仅以积分电压Vx的终止位准Vx_Tr高于积分电压Vx的起始位准(等于参考电压Vr的位准)的情形为例作说明，然而，本实施例的终止位准Vx_Tr并不局限于高于起始位准。在另一个例子中，终止位准Vx_Tr低于起始位准。如此在第一及第二积分期间积分TP_IT1及TP_IT2中，积分电压Vx分别地由起始位准下降为终止位准Vx_Tr，及由终止位准Vx_Tr上升为起始位准。

在本实施例中，虽仅以在电压设定期间TP_PS之后依序地由控制电路12及14来控制积分器电路16进行积分操作的情形为例作说明，然而，本实施例的电容值量测电路10并不局限于依序地由控制电路12及14来控制积分器电路16进行操作。在另一个例子中，本实施例的电容值量测电路10也可先由控制电路14控制积分器电路16进行积分操作，之后再由控制电路12控制积分器电路16进行积分操作，如图5所示。

本实施例的电容值量测电路分别使用待测电容及已知电容来将充电电压自起始位准设定为终止位准，及将充电电压自终止位准设定为起始位准，并根据与前述充电与放电操作对应的时脉周期数量与已知电容的电容值求得待测电容的电容值。如此，使用者可经由调整充电操作对应的时脉周期数量来调整本实施例的电容值量测电路可量测的待测电容的数值范围。这样一来，相比于传统的电容值量测电路，本实施例的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容的优点，并可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择。

另外，本实施例的电容值量测电路在积分期间内的多个时脉周期内执行多次积分操作。如此，本实施例的电容值量测电路可通过累计数量较高的积分操作次数，来抵销电路噪声对各次积分操作中的差值电压的影响，并降低噪声对最终累计积分电压的影响，使本实施例的电容值量测电路可准确地对待测电容进行电容值量测。

第二实施例

本实施例的电容值量测电路以包括四个开关的开关电路来实现本实施例的两个控制电路中对应的开关电路。请参照图6，其示出了依照本发明第二实施例的电容值量测电路的方块图。本实施例的电容值量测电路与第一实施例的电容值量测电路10不同之处在于本实施例的控制电路22与24具有另一种电路设计。

控制电路22包括开关电路SW1′及待测电容Cx，其中开关电路SW1′包括开关Sa3、Sa4、Sa5及Sa6。开关Sa3及Sa5的一端耦接至待测电容Cx的第一端，开关Sa3及Sa5的另一端分别接收电压Vf2及参考电压Vr。开关Sa4及Sa6的一端耦接至待测电容的第二端，开关Sa4及Sa6的另一端分别接收参考电压Vr及耦接至运算放大器OP2的负输入端。电压Vf2例如等于最高电压VDD，参考电压Vr例如等于二分之一的最高电压VDD。

开关Sa3及Sa4响应于时脉信号CK_a1在第一子操作期间导通，使待测电容Cx的第一及第二端分别接收电压Vf2及参考电压Vr。开关Sa5及Sa6响应于时脉信号CK_a2在第二子操作期间导通，使待测电容Cx的第一及第二端分别接收参考电压Vr及耦接至运算放大器OP2的负输入端。由于在第二子操作期间中，待测电容Cx的第二端与积分电容Ci相互耦接的节点(即是运算放大器OP2的负输入端)为浮接，所以待测电容Cx与积分电容Ci在第一子操作期间中储存的总电荷基本上等于其在第二子操作期间中储存的总电荷，即是满足方程式：

Cx×(Vr-Vf2)+Ci×[Vr-Vx(t0)]＝Cx×(Vr-Vr)+Ci×[Vr-Vx(t1)]

根据上式推导可得到与第一实施例相同的结果：

$\mathrm{Vx}\left(t1\right)=\frac{\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci}}{\mathrm{Ci}}\×\mathrm{Vr}=\frac{\mathrm{VDD}\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}{2\×\mathrm{Ci}}$

$\mathrm{\ΔV}1=\mathrm{Vx}\left(t1\right)-\mathrm{Vx}\left(t0\right)=\frac{\mathrm{VDD}\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}{2\×\mathrm{Ci}}-\mathrm{Vr}=\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}$

$\mathrm{Vx}\_\mathrm{Tr}=\mathrm{Vr}+N\×\mathrm{\ΔV}1=\mathrm{Vr}+N\×\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}}{2\×\mathrm{Ci}}$

控制电路24包括开关电路SW2′及已知电容Cc，其中开关电路SW2′包括开关Sb3、Sb4、Sb5及Sb6。控制电路24的操作可根据控制电路22及第一实施例的控制电路14的操作类推得到。根据以上叙述可知，本实施例的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容、可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择及可准确地对待测电容进行电容值量测的优点。

第三实施例

本实施例的电容值量测电路以积分电容与开关的串联电路来实现积分器电路。请参照图7，其示出了依照本发明第三实施例的电容值量测电路的方块图。本实施例的电容值量测电路30与第一及第二实施例的电容值量测电路10及20不同之处在于在电容值量测电路30中的积分器电路36省略运算放大器的使用，而直接以积分电容Ci′与开关Sc′的串联电路来实现。积分电容Ci′与开关Sc′的一端相互耦接，其耦接节点的电压为积分电压Vx，积分电容Ci′与开关Sc′的另一端分别接收电压Vf1及Vr。举例来说，电压Vf1及Vr分别为接地电压及最高电压VDD的二分之一。本实施例的控制电路32与34与第一实施例的电容值量测电路10中对应的控制电路12与14不同之处在于开关电路SW1″与SW2″接收的电压分别改为电压Vf2及Vf1。

请参照图8，其示出了图7的电容值量测电路30的相关信号时序图。由于在积分器电路36中省略了运算放大器的使用，本实施例的积分电压Vx在各次积分操作中的增减的差值电压ΔV1及ΔV2非为固定，而基本上为等比级数相关。

更详细地说，在积分期间TP_IT1中，起始积分电压Vx(t0)(等于参考电压Vr)与第一次积分操作后的积分电压Vx(t1)满足：

Cx×(Vf2-Vf1)+Ci×[Vx(t0)-Vf1]＝Cx×(Vx(t1)-Vf1)+Ci×[Vx(t1)-Vf1]

其中电压Vf1及Vf2分别为接地电压及最高电压VDD。如此，根据上述方程式整理得到：

$\mathrm{Vx}\left(t1\right)=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\frac{\mathrm{Cx}\×\mathrm{VDD}}{2\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}$

根据相似的方法推导得到：

$\mathrm{Vx}\left(t2\right)=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\frac{\mathrm{Cx}\×\mathrm{VDD}}{2\×(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}+\frac{\mathrm{Cx}\×\mathrm{VDD}\×\mathrm{Ci}}{2\×{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^2}$

根据上述条件类推，假设本实施例的控制电路32与积分器电路36在积分期间TP_IT1中执行N次积分操作，在积分期间TP_IT1终止时得到的N次积分操作后的积分电压Vx(tN)等于：

$\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tN}\right)=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}\×{\mathrm{Ci}}^{x-1}}{2\×{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^x}$

相似地，假设本实施例的控制电路34与积分器电路36在积分期间TP_IT2中执行M次积分操作，在积分期间TP_IT2终止时得到的M次积分操作后的积分电压Vx(tM)等于：

$\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tM}\right)=[\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{VDD}\×\mathrm{Cx}\×{\mathrm{Ci}}^{x-1}}{{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^x}]\×[1-\underset{y=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Cc}\×{\mathrm{Ci}}^{y-1}}{{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Ci})}^y}]\≅\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

根据上式推导得到待测电容Cx、已知电容Cc、积分电容Ci、数值N与M的关系式：

$\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Cx}\×{\mathrm{Ci}}^{x-1}}{{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^x}\≅\frac{\underset{y=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Cc}\×{\mathrm{Ci}}^{y-1}}{{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Ci})}^y}}{1-\underset{y=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{Cc}\×{\mathrm{Ci}}^{y-1}}{{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Ci})}^y}}$

本实施例的处理器电路38根据查表(Look-up Table)来储存上述方程式的待测电容Cx与已知电容Cc、积分电容Ci′、数值N及M的数值关系。如此，本实施例的电容值量测电路30也可有效地求得待测电容Cx的电容值。

在另外一个例子中，当条件：

Ci＞＞Cx；Ci＞＞Cc； $M\&times;\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}<<1$

均满足的情形下，上述关系式可简化为：

$\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\mathrm{Cx}}{\mathrm{Ci}}\&cong;\frac{\underset{y=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}}{1-\underset{y=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}}\&DoubleRightArrow;N\frac{\mathrm{Cx}}{\mathrm{Ci}}\&cong;\frac{M\&times;\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}}{1-M\&times;\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}}\&DoubleRightArrow;N\&times;\frac{\mathrm{Cx}}{\mathrm{Ci}}\&cong;M\&times;\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}\&DoubleRightArrow;\mathrm{Cx}=\frac{M}{N}\mathrm{Cc}$

如此，在该例子中，本实施例的电容值量测电路30也可经由与第一及第二实施例基本上相同的关系式来推导得到待测电容Cx的电容值。根据以上叙述可知，本实施例的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容、可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择及可准确地对待测电容进行电容值量测的优点。

第四实施例

本实施例的电容值量测电路以积分电阻与开关来实现用以控制积分器电路进行放电积分操作的控制电路。请参照图9及图10，图9示出了依照本发明第四实施例的电容值量测电路的方块图，图10示出了图9的电容值量测电路的相关信号时序图。本实施例的电容值量测电路与第三实施例的电容值量测电路30不同之处在于本实施例的控制电路44以已知电阻Rc与开关Sb7取代第三实施例中已知电容Cc与开关电路SW2″的电路结构。已知电阻Rc与开关Sb7的一端相互耦接，另一端分别接收电压Vf1及耦接至积分电容Ci′与开关Sc′的耦接点。其中电压Vf1例如为接地电压。开关Sb7受控于控制信号CS3来进行操作。

在积分期间TP_IT2中，控制信号CS3为致能，以导通开关Sb7。如此，控制电路44基本上形成放电路径，以对积分电压Vx进行放电，而积分电压Vx的曲线为连续的电容电阻放电曲线。假设本实施例的控制电路42与积分器电路46在积分期间TP_IT1中执行N次积分操作，在积分期间TP_IT1终止时得到的N次积分操作后的积分电压Vx(tN)等于：

$\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tN}\right)=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cx}\&times;{\mathrm{Ci}}^{x-1}}{2\&times;{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^x}$

相似地，假设本实施例的控制电路44与积分器电路46在积分期间TP_IT2中执行M次积分操作，在积分期间TP_IT2终止时得到的M次积分操作后的积分电压Vx(tM)等于：

$\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tM}\right)=\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tN}\right)\&times;e^{-\frac{M\&times;T_{\mathrm{CLK}}}{\mathrm{Rc}\&times;(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}}\&cong;\frac{\mathrm{VDD}}{2}$

其中T_CLK为时脉信号CK_1的周期。根据上式可推导得到待测电容Cx与数值M、N及已知电容Cc的关系式：

$\underset{x=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{\mathrm{Cx}\&times;{\mathrm{Ci}}^{x-1}}{{(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}^x}\&cong;e^{\frac{M\&times;T_{\mathrm{CLK}}}{\mathrm{Rc}\&times;(\mathrm{Cx}+\mathrm{Ci})}}-1$

与第三实施例相似地，本实施例的处理器电路48根据查表来储存上述方程式的待测电容Cx与已知电阻Rc、积分电容Ci′、数值N及M的数值关系。如此，本实施例的电容值量测电路40也可有效地求得待测电容Cx的电容值。

在另外一个例子中，当条件：

Ci＞＞Cx和M×T_CLK＜＜Rc×Ci

满足时，上述待测电容Cx与已知电阻Rc、积分电容Ci′、数值N及M的关系式可简化为：

$N\&times;\mathrm{Cx}=\frac{M\&times;T_{\mathrm{CLK}}}{\mathrm{Rc}}\&DoubleRightArrow;\mathrm{Cx}=\frac{M\&times;T_{\mathrm{CLK}}}{N\&times;\mathrm{Rc}}$

如此，在该例子中，本实施例的电容值量测电路40也可经由与第一及第二实施例基本上相同的关系式来推导得到待测电容Cx的电容值。根据以上叙述可知，本实施例的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容、可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择及可准确地对待测电容进行电容值量测的优点。

第五实施例

本实施例的电容值量测电路具有误差校正电路，用以对电容值量测电路中的运算放大器与比较器进行偏移电压(Offset Voltage)校正。请参照图11及12，图11示出了依照本发明第五实施例的电容值量测电路的方块图，图12示出了图11的电容值量测电路的相关信号时序图。

本实施例的电容值量测电路50与第一实施例的电容值量测电路10不同之处在于本实施例的控制电路54中还包括开关Sb8及Sb9，而电容值量测电路50中的处理器电路58还用以在校正期间TP_AJ中产生控制信号CS5、CS6、时脉信号CK_c1及CK_c2来分别控制开关Sb8、Sb9、Sb1及Sb2。

在校正期间TP_AJ之前，处理器电路58也产生控制信号CS1，以设定积分电压Vx接近参考电压Vr。在校正期间TP_AJ中，时脉信号CK_c1及CK_c2周期性地在高位准与低位准之间切换，以周期性地导通开关Sb1及Sb2。时脉信号CK_c1及CK_c2彼此互为反相信号，其的频率等于时脉信号CK_1的频率。

校正期间TP_AJ包括校正子期间TP_AJ1、TP_AJ2及TP_AJ3。在校正子期间TP_AJ1中，控制信号CS5为致能，以导通开关Sb8。如此，在校正子期间TP_AJ1中，控制电路54与第一实施例中的控制电路12具有相近的操作，以将积分电压Vx自其的起始位准(等于参考电压Vr的位准)上升至终止位准Vx_Tr。控制电路54与12不同之处在于控制电路54经由已知电容Cc来对积分电压Vx进行积分操作，如此，积分电压Vx在各次积分操作中的差值电压ΔV3与终止位准Vx_Tr分别满足方程式：

$\mathrm{\&Delta;V}3=\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}$

$\mathrm{Vx}\_\mathrm{Tr}=\mathrm{Vx}\left(t0\right)+N^{\&prime;}\&times;\mathrm{\&Delta;V}3=\mathrm{Vx}\left(t0\right)+N^{\&prime;}\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}$

其中，Vx(t0)为积分电压Vx在未执行校正子期间TP_AJ1及TP_AJ2的校正操作时，积分电压Vx的初始值。

在校正子期间TP_AJ2中，控制信号CS6为致能，以导通开关Sb9。如此，在校正子期间TP_AJ2中，控制电路54与第一实施例中的控制电路14具有相近的操作，以将积分电压Vx自终止位准Vx_Tr下降。如此，积分电压Vx在各次积分操作中的差值电压ΔV4与经过M′次积分操作后的最终积分电压Vx(tM)分别满足方程式：

$\mathrm{\&Delta;V}4=-\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}$

$\mathrm{Vt}\left(\mathrm{tM}\right)=\mathrm{Vx}\_\mathrm{Tr}+M^{\&prime;}\&times;\mathrm{\&Delta;V}4=\mathrm{Vx}\left(t0\right)+N^{\&prime;}\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}+(-M^{\&prime;}\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}})$

$\&DoubleRightArrow;\mathrm{Vx}\left(\mathrm{tM}\right)-\mathrm{Vx}\left(t0\right)=[(N^{\&prime;}-M^{\&prime;})\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}]$

在运算放大器OP3及比较器电路58b为理想的情况下，积分电压Vx(t0)与最终的积分电压Vx(tM)均等于参考电压Vr，而数值M′与N′为基本上相等。然而，当运算放大器OP3的正负输入端或比较器电路58b的两端间有偏差电压存在时，数值M′与N′不相等。举例来说，当运算放大器OP3的正及负输入端具有偏差电压Vof1，比较器电路58b的两端具有偏压电压Vof2时，积分电压Vx(t0)及最终的积分电压Vx(tM)分别等于：

Vx(t0)＝Vr+Vof1

Vx(tM)＝Vr-Vof2

此时上述积分电压Vx(t0)与最终的积分电压Vx(tM)的关系式改写为：

$\mathrm{Vt}\left(\mathrm{tM}\right)-\mathrm{Vx}\left(t0\right)=(\mathrm{Vr}+\mathrm{Vof}1)-(\mathrm{Vr}-\mathrm{Vof}2)=[(N^{\&prime;}-M^{\&prime;})\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}]$

$\&DoubleRightArrow;\mathrm{Vof}1+\mathrm{Vof}2=[(N^{\&prime;}-M^{\&prime;})\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}]=D\&times;\frac{\mathrm{VDD}\&times;\mathrm{Cc}}{2\&times;\mathrm{Ci}}$

如此，通过上述操作可得到与偏差电压Vof1与Vof2之和对应的差值D。在往后正常操作时，通过将记录得到的数值M与差值D相加，即可对运算放大器OP3进行偏差电压校正。

在本实施例中，虽仅以电容值量测电路50的控制电路54中额外设置开关Sb8及Sb9，以进行偏差电压校正操作的情形为例作说明，然而，本实施例的控制电路54并不局限于具有如图11所示出的结构。在另一个实现例子中，控制电路54′由已知电容Cc、开关Sb3′、Sb4′、Sb5′、Sb6′、Sb8′及Sb9′实现，如图13所示。其中，开关Sb3′及Sb4′受控于时脉信号CK_c1，开关Sb5′及Sb6′受控于时脉信号CK_c2。如此，电容值量测电路50′也可对其内部的运算放大器OP3′与比较器电路58b′进行偏差电压校正的操作。

在本实施例中，虽仅以积分电压Vx的终止位准Vx_Tr高于积分电压Vx的起始位准(等于参考电压Vr的位准)的情形为例作说明，然而，本实施例的终止位准Vx_Tr并不局限于高于起始位准。在另一个例子中，终止位准Vx_Tr低于起始位准。如此，差值电压ΔV3及ΔV4分别为负实数及正实数，而在校正子期间TP_AJ1及TP_AJ2中，积分电压Vx分别地由起始位准下降为终止位准Vx_tr，并由终止位准Vx_Tr上升为起始位准。

根据以上叙述可知，本实施例的电容值量测电路具有可弹性地量测不同数值范围的待测电容、可有效地提供另一种电容值量测电路的设计选择及可准确地对待测电容进行电容值量测的优点。

另外，本实施例的电容值量测电路还具有可对内部的运算放大器与比较器电路进行偏压电压校正的优点。

综上所述，虽然本发明已以一优选实施例披露如上，然而其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，应当可以作出各种更改与修饰。因此，本发明的保护范围应当以随后所附的权利要求所限定的为准。

主要组件符号说明

10、20、30、40、50、50′：电容值量测电路

12、14、22、24、32、34、42、44、54、54′：控制电路

SW1、SW2、SW1′、SW2′、SW1″、SW2″：开关电路

16、36、46：积分器电路

18、28、38、48、58、58′：处理器电路

18a：逻辑电路

18a1、18a2：逻辑单元

18b、58b、58b′：比较器电路

18c：振荡器电路

18d：计数器电路

18e：拴锁器电路

18f：运算电路

OP1、OP2、OP3、OP3′：运算放大器

Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sa3、Sa4、Sa5、Sa6、Sb3、Sb4、Sb5、Sb6、Sb7、Sb8、Sb9、Sb3′、Sb4′、Sb5′、Sb6′、Sb8′、Sb9′、Sc、Sc′：开关

Cx：待测电容            Cc：已知电容

Ci、Ci′：积分电容      ndo：输出端

与门_1～与门_4：与门    Rc：已知电阻

nd1、nd2：节点。

Claims (10)

1.一种电容值量测电路，包括：

积分器电路，具有输入端以及输出端，所述输出端上具有积分电压，所述积分器电路用以响应于控制信号在电压设定期间中将所述积分电压设定为起始位准；

第一控制电路，包括第一输出端以及待测电容，所述第一输出端电性连接于所述输入端，所述第一控制电路用以响应于第一组时脉信号切换所述待测电容的至少一端上的电压，并选择性地使所述待测电容的一端与所述第一输入端电性连接，以在第一积分期间中控制所述积分器电路进行电压积分，将所述积分电压自所述起始位准调整为终止位准；

第二控制电路，包括第二输出端与被动元件，所述被动元件具有已知特性值，所述第二输出端电性连接于所述输入端，所述第二控制电路用以响应于第二组时脉信号切换所述被动元件的至少一端上的电压，并选择性地使所述被动元件的一端与所述第二输入端电性连接，以在第二积分期间中控制所述积分器电路进行电压积分，将所述积分电压的位准自所述终止位准调整为所述起始位准；以及

处理器电路，用以提供所述第一组及所述第二组时脉信号来驱动所述第一及所述第二控制电路，并用以根据所述第一及所述第二积分期间的时间长度及所述已知特性值来计算得到所述待测电容的电容值。

2.根据权利要求1所述的电容值量测电路，其中，所述第一控制电路还包括：

第一开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至所述待测电容的第一端、耦接至所述输入端及接收第一电压，所述第一开关电路用以响应于所述第一组时脉信号的第一状态及第二状态分别使所述待测电容的第一端耦接至所述输入端及使所述待测电容的第一端接收所述第一电压。

3.根据权利要求1所述的电容值量测电路，其中，所述被动元件为已知电容，所述第二控制电路还包括：

第二开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至所述已知电容的第一端、耦接至所述输入端及接收第二电压，所述第二开关电路用以响应于所述第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别使所述已知电容的第一端耦接至所述输入端及使所述已知电容的第一端接收所述第二电压。

4.根据权利要求3所述的电容值量测电路，其中，所述第二控制电路还包括：

第三开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至所述已知电容的第二端、接收所述第二电压及接收第三电压，所述第三开关电路用以响应所述第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别提供所述第二电压及所述第三电压至所述已知电容的第二端；

其中，所述第二电压的位准基本上等于所述起始位准。

5.根据权利要求2所述的电容值量测电路，其中，所述第一控制电路还包括：

第四开关电路，包括第一端、第二端及第三端，分别耦接至所述待测电容的第二端、接收所述第一电压及接收第四电压，所述第四开关电路用以响应于所述第一组时脉信号的第一状态及第二状态分别提供所述第一电压及所述第四电压至所述待测电容的第二端；

其中，所述第一电压的位准基本上等于所述起始位准。

6.根据权利要求1所述的电容值量测电路，其中，所述被动元件为已知电阻，所述第二控制电路还包括：

第二开关电路，包括第一端及第二端，分别耦接至所述已知电阻的第一端及耦接至所述输入端，所述第二开关电路用以响应于所述第二组时脉信号的第一状态及第二状态分别使所述已知电阻的第一端耦接至所述输入端及使所述已知电阻的第一端为基本上浮接。

7.根据权利要求1所述的电容值量测电路，其中，所述第一组及所述第二组时脉信号具有基本上相同的时脉周期，所述第一及所述第二积分期间的长度基本上分别包括N个所述时脉周期及M个所述时脉周期，所述处理器电路根据数值N与M的比值来计算所述待测电容的电容值，数值N与M为大于1的自然数。

8.一种电容值量测电路，包括：

积分器电路，具有输入端以及输出端，所述输出端上具有积分电压，所述积分器电路用以响应于控制信号在电压设定期间中将所述积分电压设定为起始位准；

第一控制电路，包括第一输出端与被动元件，所述被动元件具有已知特性值，所述第一输出端电性连接于所述输入端，所述第一控制电路用以响应于第一组时脉信号切换所述被动元件的至少一端上的电压，并选择性地使所述被动元件的一端与所述第一输入端电性连接，以在第一积分期间中控制所述积分器电路进行电压积分，以将所述积分电压的位准自起始位准调整为终止位准；

第二控制电路，包括第二输出端以及待测电容，所述第二输出端电性连接于所述输入端，所述第二控制电路用以响应于第二组时脉信号切换所述待测电容的至少一端上的电压，并选择性地使所述待测电容的一端与所述第二输入端电性连接，以在第二积分期间中控制所述积分器电路进行电压积分，将所述积分电压自所述终止位准调整为所述起始位准，所述待测电容的电容值与所述终止与所述起始位准的差值相关；以及

处理器电路，用以提供所述第一组及所述第二组时脉信号来驱动所述第一及所述第二控制电路，并用以根据所述第一及所述第二积分期间的时间长度及所述已知特性值来计算得到所述待测电容的电容值。

9.一种电容值量测方法，应用于电容值量测电路，所述电容值量测电路包括积分器电路，所述积分器电路的输出端上具有积分电压，待测电容电性连接于所述积分器的输入端，所述电容值量测方法包括：

(a)响应于第一组时脉信号切换所述待测电容的至少一端上的电压，以在第一积分期间中将所述积分电压的位准自起始位准调整为终止位准；

(b)响应于第二组时脉信号在第二积分期间中将所述积分电压的位准自所述终止位准调整为所述起始位准；以及

(c)根据所述第一、所述第二积分期间及已知特性值运算得到所述待测电容的电容值。

10.一种电容值量测方法，应用于电容值量测电路，所述电容值量测电路包括积分器电路，所述积分器电路的输出端上具有积分电压，待测电容电性连接于所述积分器电路的输入端，所述电容值量测方法包括：

(a)响应于第一组时脉信号在第一积分期间中将积分电压自起始位准调整为终止位准；

(b)响应于第二组时脉信号切换待测电容的至少一端上的电压，以在第二积分期间中将所述积分电压的位准自所述终止位准调整为所述起始位准；以及

(c)根据所述第一、所述第二积分期间及已知特性值运算得到所述待测电容的电容值。

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