CN101552664A - 基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法，有效解决中远距离超宽带通信中接收信号定时同步正确解调的问题，该方法是，由Chirp－UWB信号和本地产生的Chirp－UWB信号解线调、滤波、多符号延时累加，数据送入门限，与延时累加数据进行数值比较，超过自适应门限值的数据进行多径辨识，门限比较得到的数据与实际处理的多径数值进行比较，使信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处于截止状态，调整工作时钟和本振工作时钟，根据等效单径时延T值的大小确定时钟调整的大小及方向，完成同步跟踪，本发明解决中远距离超宽带通信过程的严重多径干扰问题，进而提高了***的性能，信号隐蔽性强，发射效率高，分辨率高，测距精度高。

Description

基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法

一、技术领域

本发明涉及通信领域，特别是一种基于多相滤波码域发送参考Chi rp超宽带***群同步方法。

二、背景技术

超宽带(UWB，Ultra Wide Band)技术作为一种非传统的、新颖的无线传输技术，通常采用极窄脉冲(脉宽在纳秒至数百皮秒量级)或极宽的频谱(相对带宽大于20％或绝对带宽大于500MHz)来传送信息。20世纪60年代，现代意义的超宽带无线传输技术出现在美军战术通信领域的研究中。2002年，随着美国联邦通信委员会(FCC，Federal CommunicationsCommission)确定UWB辐射模板，标志着美国军方正式将其解禁，允许UWB民用通信***投入使用。

现有超宽带技术体制从信号调制的角度可以划分为脉冲调制和载波调制两大类，其中脉冲调制方式被称为IR-UWB，载波调制方式则包括MB-OFDM、DS-CDMA、Chirp-UWB等；从信号检测的角度可以划分为发送参考方式和非发送参考方式两大类，其中发送参考方式的本质是自相干检测，非发送参考方式则包括相干和非相干检测。

现有的超宽带无线传输技术主要面向近距离、高速率的应用领域，但在诸多应用领域，需要进一步提高超宽带无线传输的距离。而现有超宽带技术体制主要针对近距离应用提出的，因此直接应用于中远距离无线传输领域将面临着着诸多困难。具体地讲，随着通信距离的拓展，超宽带无线传输将主要面临以下突出困难：多径干扰更加严重；***的性能指标要求与低功耗、小型化设计之间更加突出；与其它***的共存性问题将会更加突出；带内其它信号的干扰将更加严重；现有超宽带***发射效率低的问题更加突出；现有器件水平成为制约超宽带技术实用化水平的主要瓶颈，随着通信距离的进一步提高，这一问题将更加突出。

在通信***中，接收机性能很大程度上受同步性能的影响，***的同步是接收端正确恢复出数字信息的前提。同步性能的降低将导致通信***性能的下降，甚至使得***无法正常工作。同样，在Chirp-COTR-UWB***中，由于收发本振之间的频差以及传输时延等因素的影响，要实现信号的正确解调，要求精确的同步。

在接收端的***设计中，如果采用模拟处理方法，其主要的缺陷在于处理不灵活，接收性能难以满足***设计的需求。如果采用全数字信号处理方法，假定Chirp-UWB信号的带宽为500MHZ，要想较好地恢复相关信息，根据奈奎斯特采样定理，必然要求较高的采样率(1GHz以上)。这就使得***数字部分的处理压力增大，从而使得实现的复杂度和难度加大。

对于***的同步过程而言，如果在芯片器件水平允许和合适处理算法的条件下，理论上可以获得相对精确的定时精度。但是，一方面在现有逻辑器件中，由于受到其工作频率的限制(目前主流芯片工作频率在百兆量级)，要想获得ns级的精确延时并不容易。另一方面，在具体实现方式上，由于高采样导致的符号采样点达到数千点，若采用匹配滤波的结构，需耗费大量的逻辑单元；若采用滑动相关处理算法，由于多个周期细搜索导致同步时间过长。

三、发明内容

针对上述情况，为克服现有技术不足，本发明之目的就是提供一种基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法，可有效解决中远距离超宽带通信中接收信号定时同步正确解调的问题，其解决的技术方案是：

1、在初始状态下产生线性调频Chirp信号，该信号为：

s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)-T/2＜t＜T/2

式中，a(t)是Chirp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，f₀是Chirp信号的中心频率，B＝|μ|T为Chirp信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向(UP)线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加；μ＜0称为反向(DOWN)线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少；

由Chirp信号再产生本地线性调频Chirp-UWB信号；

2、接收天线接收到的Chirp-UWB信号和本地产生的Chirp-UWB信号，通过相乘完成信号的解线调过程，得解线调后的信号；

3、对解线调后的信号进行滤波；

4、经滤波将窄带信号混频至零频附近，并完成对数据的频域分析；

5、频域分析后，进行多符号延时累加；

6、将数据送入门限，根据输入信号的能量，来确定自适应门限值，自适应门限值的计算方法为：

σ＝N(E₁+E₂+Λ+E_M)/2M

其中E₁，E₂，Λ，E_M是送入门限产生子模块的M路子带数据值，N是自适应门限权值，根据仿真结果确定为N≈3；

7、自适应门限值σ与延时累加数据进行数值比较，超过自适应门限值σ的数据进行多径辨识，完成多径的初步选择；

8、门限比较得到的数据与实际处理的多径数值进行比较；

9、步进时延的更新，当多径数据之和大于缓存区的多径数据之和时，将此次产生的N径数据及对应的此次滑动的延时指示数据进行更新，否则不更新；

10、使信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处于截止状态；

11、根据多径数据产生对应的时钟调整指示信号，方法是：

设N径对应的数据值分别为E₁，E₂，Λ，E_N，对应的频偏值分别为F₁，F₂，Λ，F_N，对应的时延值分别为T₁，T₂，Λ，T_N；并设等效单径数据值为E，等效单径频偏为F，等效单径时延为T，信号带宽为W，符号速率为T_s，需要说明的是，频偏值F₁，F₂，Λ，F_N可以由各径对应的信道编号获取，且取值范围为(-B/2，B/2)，

则存在以下关系：

E＝(E₁+E₂+Λ+E_N)/N

F＝(F₁+F₂+Λ+F_N)/N

T＝FT_s/W

12、根据时钟调整指示数据调整工作时钟和本振工作时钟，根据等效单径时延T值的大小确定时钟调整的大小，根据等效单径时延值(T值)的大小确定时钟调整的方向，从而完成此次同步跟踪过程。

本发明方法科学先进、独特，既保持了发送参考脉冲超宽带固有的技术优势，又根据传输线距离来设计线性扫频的周期和带宽，在接收端实现对信号能量的聚集，可以较好地解决中远距离超宽带通信过程的严重多径干扰问题，进而提高了***的性能，信号隐蔽性强，发射效率高，分辨率高，测距精度高，是通信中的一大创造。

四、附图说明

图1为本发明的ASC-Chirp-COTR-UWB发射机模型。

图2为本发明的ASC-Chirp-COTR-UWB接收机模型。

图3为本发明的同步捕获与跟踪模块功能结构示意图。

五、具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。

由图3所示，本发明在具体实施中，是由以下步骤实现的：

1、本地Chirp-UWB信号产生器(4)在某一初始状态下产生线性调频信号，该信号为：

s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)-T/2＜t＜T/2

式中，a(t)是Chirp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，f₀是Chirp信号的中心频率，B＝|μ|T为Chirp信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向(UP)线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加；μ＜0称为反向(DOWN)线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少；

由Chirp信号再产生本地线性调频Chirp-UWB信号，该信号的ASC-Chirp-COTR-UWB***结构是：定义ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，m(t)是待调制的基带信号，一个码元周期内信号能量为E_s，即 $E_s={\∫}_0^{T_S}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt},$ C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，cos(2πf₀t+πμt²)是线性调频信号的表达式，f₀为线性调频信号的中心频率，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽，T是线性调频信号的扫频周期，T＝MT_s＝B/|μ|，M是线性调频信号扫频周期与信号的符号周期比值，低通滤波器的带宽为W，且W＝1/T_c，H(f)是低通滤波器的频率响应(见图1、图2所示)；

在ASC-Chirp-COTR-UWB***中，l^th码元的传输信号可以表示为：

x(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos(2πf₀t+πμt²)

ASC-Chirp-COTR-UWB***的工作原理分析如下，在理想同步情况下，忽略噪声的影响，则有：

y(t)＝x(t)

在***理想同步的条件下，经过接收机的解线调及理想低通滤波器后，输出信号r(t)可以表示为：

r(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)/2

分析接收机输出第一个信息比特b₀的情况，令积分器的输出为r₀，则有：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{4}{\∫}_0^{T_S}{(b_0{C}_{l,I}+C_{l,Q})}^2{C}_{l,I}{C}_{l,Q}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{2}{\∫}_0^{T_S}(C_{l,I}{C}_{l,Q}+b_0)m^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}$

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***结构可知，ASC-Chirp-COTR-UWB与基于脉冲的标准COTR-UWB***原理基本相同，加性高斯白噪声条件下，该***l^th码元的接收信号y(t)可以表示为：

y(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos[2πf₀t+πμt²]+n(t)

其中n(t)是均值为零、双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声，

经过接收机的正交解线性调频以及低通滤波后，输出信号r(t)可以表示为：

$r\left(t\right)=\frac{1}{2}(b_l{C}_{l,I}+C_{l,Q})m\left(t\right)+n^{\′}\left(t\right)$

其中n′(t)可以近似看作均值为零、双边功率谱密度为|H(f)|²N₀/2的带限白噪声，对于第一个信息比特b₀，接收机积分器的输出r₀可以表示为：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}+n_0$

其中积分器输出的噪声项可以看作一个随机变量n₀，该随机变量容易证明是一个近似的高斯噪声，其均值与方差分别为：

E{n₀}＝0

E{n₀ ²}＝ME_sN₀+M²T_sN₀ ²W

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***的特性可知，其在加性高斯白噪声条件下的误码率公式可以表示为：

$P_{\mathrm{ASC}-\mathrm{Chirp}-\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=\frac{1}{2}\exp (-\frac{E_s}{{2\mathrm{MN}}_0})$

已知标准COTR-UWB***的误码率为：

$P_{\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=Q\left(\frac{E_s}{\sqrt{{2E}_s{N}_0+T_s{N_0}^{2}W}}\right)$

其中Q函数为：

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}\exp (-\frac{y^2}{2})\mathrm{dy}$

与标准COTR-UWB***的误码率表达式相比较可知，由于标准COTR-UWB***低通滤波器的带宽W是窄脉冲信号的带宽，因此标准COTR-UWB***误码率性能受噪声与噪声的乘积项影响较大，因此，在一般条件下ASC-Chirp-COTR-UWB***误码率性能明显优于标准COTR-UWB***，更适合中远距离超宽带通信的要求；

2、接收天线接收到的Chirp-UWB信号和步骤一中本地Chirp信号产生器(4)产生的Chirp-UWB信号通过乘法器(1)完成信号的解线调过程；

3、由于本地信号的接收信号的非同步状态，即两信号之间具有一定的时间偏差，由于Chirp-UWB信号的特殊性，时间的偏差导致了信号的频率偏差，使得经过解线调后的信号具有一定的带宽，该信号通过模拟低通滤波器(2)进入FPGA(即微控制器，可采用EPZS90F780芯片)；

4、接收到的信号经过多相滤波器组(3)将窄带信号混频至零频附近，其中多项滤波器组的滤波器个数为M，当***处在同步捕获状态时，多相滤波模块送入的M路子带数据送入同步捕获与跟踪模块中的取模积分子模块(6)，完成对M路子带数据的频域分析过程；

基于ASC结构的Chirp-COTR-UWB***的同步捕获问题实际上包含了符号同步和码片同步两个方面，根据发送的信号结构可知，在接收端完成对符号同步实际上同时实现了码片同步过程，因此，针对Chirp-COTR-UWB***的同步捕获只需要考虑符号同步问题，主要通过分析多相滤波模块送入的***处理带宽内的频谱分析结果，实现针对多径信号的群捕获与群跟踪功能；

当***处在同步捕获状态时，多相滤波模块送入的M路子带数据送入同步捕获与跟踪模块中的取模积分子模块，完成对M路子带数据的频域分析过程，由于随机噪声的存在，为保证对频域分析的确定性，并提高频谱分析的信噪比，需要将取模积分子模块的数据进行多符号延时累加，此时获得的M路子带数据可以看着在整个***处理带宽B内的频域分析，频域分析的精度为B/M；

将M路子带数据送入门限产生子模块，根据输入信号的能量来确定自适应门限值，自适应门限值σ的计算方法如下：

σ＝N(E₁+E₂+Λ+E_M)/2M

其中E₁，E₂，Λ，E_M是送入门限产生子模块的M路子带数据值，N是自适应门限权值，根据仿真结果确定为N≈3；

门限产生子模块产生的自适应门限σ与延时累加子模块送入的M路子带数据在门限比较子模块进行数值比较，超过自适应门限值σ的M′径数据送入多径辨识子模块，完成多径的初步选择；

M′径数据送入多径辨识子模块，多径辨识子模块将***实际处理的多径数N与M′进行比较，当M′≤N时，多径辨识子模块将M′径数据通过补零处理后形成N径数据；当M′＞N时，多径辨识子模块择大选取N径数据，多径辨识子模块形成的N径数据与多径数据缓存子模块中已缓存的N径数据进行比较，当此次N径数据之和大于缓存区的N径数据之和时，将此次产生的N径数据及对应的此次滑动的延时指示更新缓存子模块中的数据，否则不更新，多径辨识子模块保持捕获使能信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处在截止状态，当多径辨识子模块送入的捕获使能信号处在使能状态时，步进调整指示子模块按照设定的步进值形成步进调整指示信号并送入Chirp信号产生模块，同时将此次滑动的时延指示送入多径辨识子模块，从而进入下一次滑动捕获状态，同时，多径数据缓存子模块将缓存区中N径数据及对应的时延指示送入时延估计子模块，完成对此次N径数据对应的N径时延值的计算，并对应存储在多径数据缓存子模块；

当整个滑动捕获过程完成后，多径辨识子模块将送入步进调整指示子模块的捕获使能信号置为截止状态，从而停止整个滑动捕获过程，此时，多径辨识子模块将跟踪使能信号置为使能状态，***进入同步跟踪状态；

5、由于随机噪声的存在，为保证对频域分析的确定性，并提高频谱分析的信噪比，需要将取模积分子模块的数据经过延时累加模块(7)进行多符号延时累加；

6、将M路子带数据送入门限产生子模块(10)，根据输入信号的能量来确定自适应门限值，自适应门限值σ的计算方法如下：

σ＝N(E₁+E₂+Λ+E_M)/2M

其中E₁，E₂，Λ，E_M是送入门限产生子模块的M路子带数据值，N是自适应门限权值，根据仿真结果确定为N≈3；

7、门限产生子模块产生的自适应门限σ与延时累加子模块送入的M路子带数据在门限比较子模块(11)进行数值比较，超过自适应门限值σ的M′径数据送入多径辨识子模块，完成多径的初步选择；

8、门限比较得到的M′径数据送入多径辨识子模块(12)，多径辨识子模块将***实际处理的多径数N与M′进行比较，当M′≤N时，多径辨识子模块将M′径数据通过补零处理后形成N径数据；当M′＞N时，多径辨识子模块择大选取N径数据，多径辨识子模块形成的N径数据与多径数据缓存子模块中已缓存的N径数据进行比较；

9、步进时延的更新，上一步骤中的N径数据之和大于缓存区的N径数据之和时，将此次产生的N径数据及对应的此次滑动的延时指示更新缓存子模块(14)中的数据，否则不更新；

10、多径辨识子模块保持捕获使能信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处在截止状态，当多径辨识子模块送入的捕获使能信号处在使能状态时，步进调整指示子模块按照设定的步进值形成步进调整指示信号并送入Chirp信号产生模块(4)，同时将此次滑动的时延指示送入多径辨识子模块，从而进入下一次滑动捕获状态，同时，多径数据缓存子模块将缓存区中N径数据及对应的时延指示送入时延估计子模块，完成对此次N径数据对应的N径时延值的计算，并对应存储在多径数据缓存子模块(15)；

11、当整个滑动捕获过程完成后，多径辨识子模块将送入步进调整指示子模块(8)的捕获使能信号置为截止状态，从而停止整个滑动捕获过程，此时，多径辨识子模块将跟踪使能信号置为使能状态，***进入同步跟踪状态；

12、当***处在同步跟踪状态时，同步捕获与跟踪模块中的多径比较子模块读取多径数据缓存区中的多径数据，并与多径比较子模块缓存的前次同步跟踪调整后的多径数据比较，如果两次多径数据值之和发生改变，则此次跟踪过程不调整时钟调整指示信号的位置，从而进入下一次同步跟踪状态；如果两次多径数据值之和没有改变，则根据N径数据产生对应的时钟调整指示信号，时钟调整指示信号的产生过程如下：

设N径对应的数据值分别为E₁，E₂，Λ，E_N，对应的频偏值分别为F₁，F₂，Λ，F_N，对应的时延值分别为T₁，T₂，Λ，T_N；并设等效单径数据值为E，等效单径频偏为F，等效单径时延为T，信号带宽为W，符号速率为T_s，需要说明的是，频偏值F₁，F₂，Λ，F_N可以由各径对应的信道编号获取，且取值范围为(-B/2，B/2)，

则存在以下关系：

E＝(E₁+E₂+Λ+E_N)/N

F＝(F₁+F₂+Λ+F_N)/N

T＝FT_s/W

13、根据时钟调整指示(9)调整工作时钟和本振产生模块(5)中的工作时钟，根据上一步骤中等效单径时延T值的大小确定时钟调整的大小，根据T值的正负确定时钟调整的方向，从而完成此次同步跟踪过程。

由上述情况可以看出，本发明是将窄脉冲信号替换为Chirp信号(典型的代表是线性调频或非线性调频信号，并且保证调频信号满足FCC定义)，接收端采用时域压缩或频域压缩技术实现Chirp信号向窄脉冲信号的转换，从而实现整个无线传输过程。这种解决方案可以解决中远距离超宽带***的有效通信问题，其主要的优势体现在以下几个方面：

(1)保持了发送参考脉冲超宽带固有的技术优势；

(2)根据传输距离来设计线性扫频的周期和带宽，在接收端实现对信号能量的聚集，可以较好地解决中远距离超宽带通信过程的严重多径干扰问题，进而提高了***的性能；

(3)在***设计时，可以根据实际应用环境灵活选择工作频段和工作带宽，从而避开主要的干扰源，同时避免对其它通信***的干扰。此外，接收机对各类外部干扰信号具有较强的抑制作用；

(4)信号在频域和时域上均具有良好的隐蔽性；

(5)接收端可以利用线性调频带来的增益，从而有效地提高了***性能；

(6)由于采用恒包络信号结构，从而有效提高了信号发射效率；

(7)保持了脉冲的高时间分辨率特性，具备了高精度测距的能力。

Claims (3)

1、一种基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法，其特征在于，由以下步骤实现：

(1)、在初始状态下产生线性调频Chirp信号，该信号为：

s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)-T/2＜t＜T/2

式中，a(t)是Chi rp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，f₀是Chirp信号的中心频率，B＝|μ|T为Chirp信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向(UP)线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加；μ＜0称为反向(DOWN)线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少；

由Chirp信号再产生本地线性调频Chirp-UWB信号；

(2)、接收天线接收到的Chirp-UWB信号和本地产生的Chirp-UWB信号，通过相乘完成信号的解线调，得解线调后的信号；

(3)、对解线调后的信号进行滤波；

(4)、经滤波将窄带信号混频至零频附近，并完成对数据的频域分析；

(5)、频域分析后，进行多符号延时累加；

(6)、将数据送入门限，根据输入信号的能量，来确定自适应门限值，自适应门限值的计算方法为：

σ＝N(E₁+E₂+Λ+E_M)/2M

其中E₁，E₂，Λ，E_M是送入门限产生子模块的M路子带数据值，N是自适应门限权值；

(7)、自适应门限值σ与延时累加数据进行数值比较，超过自适应门限值σ的数据进行多径辨识，完成多径的初步选择；

(8)、门限比较得到的数据与实际处理的多径数值进行比较；

(9)、步进时延的更新，当多径数据之和大于缓存区的多径数据之和时，将此次产生的N径数据及对应的此次滑动的延时指示数据进行更新，否则不更新；

(10)、使信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处于截止状态；

(11)、根据多径数据产生对应的时钟调整指示信号，方法是：

设N径对应的数据值分别为E₁，E₂，Λ，E_N，对应的频偏值分别为F₁，F₂，Λ，F_N，对应的时延值分别为T₁，T₂，Λ，T_N；并设等效单径数据值为E，等效单径频偏为F，等效单径时延为T，信号带宽为W，符号速率为T_s，需要说明的是，频偏值F₁，F₂，Λ，F_N可以由各径对应的信道编号获取，且取值范围为(-B/2，B/2)，

则存在以下关系：

E＝(E₁+E₂+Λ+E_N)/N

F＝(F₁+F₂+Λ+F_N)/N

T＝FT_s/W

(12)、根据时钟调整指示数据调整工作时钟和本振工作时钟，根据等效单径时延T值的大小确定时钟调整的大小，根据等效单径时延值的大小确定时钟调整的方向，从而完成此次同步跟踪过程。

2、根据权利要求1所述的基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法，其特征在于，由以下步骤实现：

(1)、本地Chirp-UWB信号产生器(4)在初始状态下产生线性调频信号，该信号为：

s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)-T/2＜t＜T/2

式中，a(t)是Chi rp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，f₀是Chirp信号的中心频率，B＝|μ|T为Chirp信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加；μ＜0称为反向线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少；

由Chirp信号再产生本地线性调频Chirp-UWB信号；

(2)、接收天线接收到的Chirp-UWB信号和本地Chirp信号产生器(4)产生的Chirp-UWB信号通过乘法器(1)完成信号的解线调过程；

(3)、对解线调后的信号进行滤波，即该信号通过模拟低通滤波器(2)进入微控制器(FPGA)；

(4)、经滤波将窄带信号混频至零频附近，并完成对数据的频域分析，即接收到的信号经过多相滤波器组(3)将窄带信号混频至零频附近，其中多项滤波器组的滤波器个数为M，当***处在同步捕获状态时，多相滤波模块送入的M路子带数据送入同步捕获与跟踪模块中的取模积分子模块(6)，完成对M路子带数据的频域分析过程；

(5)、频域分析后，进行多符号延时累加，由于随机噪声的存在，为保证对频域分析的确定性，并提高频谱分析的信噪比，将取模积分子模块的数据经过延时累加模块(7)进行多符号延时累加；

(6)、将M路子带数据送入门限产生子模块(10)，根据输入信号的能量来确定自适应门限值，自适应门限值σ的计算方法是：

σ＝N(E₁+E₂+Λ+E_M)/2M

其中E₁，E₂，Λ，E_M是送入门限产生子模块的M路子带数据值，N是自适应门限权值，根据仿真结果确定为N≈3；

(7)、门限产生子模块产生的自适应门限σ与延时累加子模块送入的M路子带数据在门限比较子模块(11)进行数值比较，超过自适应门限值σ的M′径数据送入多径辨识子模块，完成多径的初步选择；

(8)、门限比较得到的数据与实际处理的多径数值进行比较，门限比较得到的M′径数据送入多径辨识子模块(12)，多径辨识子模块将***实际处理的多径数N与M′进行比较，当M′≤N时，多径辨识子模块将M′径数据通过补零处理后形成N径数据；当M′＞N时，多径辨识子模块择大选取N径数据，多径辨识子模块形成的N径数据与多径数据缓存子模块中已缓存的N径数据进行比较；

(9)、步进时延的更新，上一步骤中的N径数据之和大于缓存区的N径数据之和时，将此次产生的N径数据及对应的此次滑动的延时指示更新缓存子模块(14)中的数据，否则不更新；

(10)、多径辨识子模块保持捕获使能信号处于使能状态，保持跟踪使能信号处在截止状态，当多径辨识子模块送入的捕获使能信号处在使能状态时，步进调整指示子模块按照设定的步进值形成步进调整指示信号并送入Chirp信号产生模块(4)，同时将此次滑动的时延指示送入多径辨识子模块，从而进入下一次滑动捕获状态，同时，多径数据缓存子模块将缓存区中N径数据及对应的时延指示送入时延估计子模块，完成对此次N径数据对应的N径时延值的计算，并对应存储在多径数据缓存子模块(15)，当整个滑动捕获过程完成后，多径辨识子模块将送入步进调整指示子模块(8)的捕获使能信号置为截止状态，从而停止整个滑动捕获过程，此时，多径辨识子模块将跟踪使能信号置为使能状态，***进入同步跟踪状态；

(11)、根据多径数据产生对应的时钟调整指示信号，当***处在同步跟踪状态时，同步捕获与跟踪模块中的多径比较子模块读取多径数据缓存区中的多径数据，并与多径比较子模块缓存的前次同步跟踪调整后的多径数据比较，如果两次多径数据值之和发生改变，则此次跟踪过程不调整时钟调整指示信号的位置，从而进入下一次同步跟踪状态；如果两次多径数据值之和没有改变，则根据N径数据产生对应的时钟调整指示信号，时钟调整指示信号的产生方法是：

设N径对应的数据值分别为E₁，E₂，Λ，E_N，对应的频偏值分别为F₁，F₂，Λ，F_N，对应的时延值分别为T₁，T₂，Λ，T_N；并设等效单径数据值为E，等效单径频偏为F，等效单径时延为T，信号带宽为W，符号速率为T_s，需要说明的是，频偏值F₁，F₂，Λ，F_N可以由各径对应的信道编号获取，且取值范围为(-B/2，B/2)，

则存在以下关系：

E＝(E₁+E₂+Λ+E_N)/N

F＝(F₁+F₂+Λ+F_N)/N

T＝FT_s/W

(12)、根据时钟调整指示(9)调整工作时钟和本振产生模块(5)中的工作时钟，根据上一步骤中等效单径时延T值的大小确定时钟调整的大小，根据T值的正负确定时钟调整的方向，从而完成此次同步跟踪过程。

3、根据权利要求1或2所述的基于多相滤波码域发送参考Chirp超宽带***群同步方法，其特征在于，所说的Chirp-UWB信号，其ASC-Chirp-COTR-UWB***基本结构是：定义ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，m(t)是待调制的基带信号，一个码元周期内信号能量为E_s，即 $E_s={\∫}_0^{T_S}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt},$ C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，cos(2πf₀t+πμt²)是线性调频信号的表达式，f₀为线性调频信号的中心频率，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽，T是线性调频信号的扫频周期，T＝MT_s＝B/|μ|，M是线性调频信号扫频周期与信号的符号周期比值，低通滤波器的带宽为W，且W＝1/T_c，H(f)是低通滤波器的频率响应(见图1、图2所示)；

在ASC-Chirp-COTR-UWB***中，l^th码元的传输信号可以表示为：

x(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos(2πf₀t+πμt²)

ASC-Chirp-COTR-UWB***的工作原理分析如下，在理想同步情况下，忽略噪声的影响，则有：

y(t)＝x(t)

在***理想同步的条件下，经过接收机的解线调及理想低通滤波器后，输出信号r(t)可以表示为：

r(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)/2

分析接收机输出第一个信息比特b₀的情况，令积分器的输出为r₀，则有：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{4}{\∫}_0^{T_S}{(b_0{C}_{l,I}+C_{l,Q})}^2{C}_{l,I}{C}_{l,Q}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{2}{\∫}_0^{T_S}(C_{l,I}{C}_{l,Q}+b_0)m^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}$

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***结构可知，ASC-Chirp-COTR-UWB与基于脉冲的标准COTR-UWB***原理基本相同，加性高斯白噪声条件下，该***l^th码元的接收信号y(t)可以表示为：

y(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos[2πf₀t+πμt²]+n(t)

其中n(t)是均值为零、双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声，

经过接收机的正交解线性调频以及低通滤波后，输出信号r(t)可以表示为：

$r\left(t\right)=\frac{1}{2}(b_l{C}_{l,I}+C_{l,Q})m\left(t\right)+n^{\′}\left(t\right)$

其中n′(t)可以近似看作均值为零、双边功率谱密度为|H(f)|²N₀/2的带限白噪声，对于第一个信息比特b₀，接收机积分器的输出r₀可以表示为：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}+n_0$

其中积分器输出的噪声项可以看作一个随机变量n₀，该随机变量容易证明是一个近似的高斯噪声，其均值与方差分别为：

E{n₀}＝0

E{n₀ ²}＝ME_sN₀+M²T_sN₀ ²W

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***的特性可知，其在加性高斯白噪声条件下的误码率公式可以表示为：

$P_{\mathrm{ASC}-\mathrm{Chirp}-\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=\frac{1}{2}\exp (-\frac{E_s}{2{\mathrm{MN}}_0})$

已知标准COTR-UWB***的误码率为：

$P_{\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=Q\left(\frac{E_s}{\sqrt{{2E}_s{N}_0+T_s{N_0}^{2}W}}\right)$

其中Q函数为：

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}\exp (-\frac{y^2}{2})\mathrm{dy}.$

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