CN101552620B - 基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，有效解决超宽带无线传输多径干扰严重，小型化困难，共存性差，通信距离短的问题，该方法是，产生待调制的基带信号，码元周期内传输的信息比特，进行数据调制，码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，分别在数据支路与参考支路进行正交码调制，将数据支路与参考支路的信号用加法进行合并，再进行相乘，将相乘后的输入信号调制产生发射信号，由天线发送出去；接收到的Chirp信号，在高斯白噪声条件下进行去斜脉冲压缩处理，将信号解正交码，把经过有源频谱压缩后的信号与正交码进行相乘解正交码再将结果进行信息判决，本发明方法先进、科学，可以解决中远距离超宽带***的有效通信问题。

Description

基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法

一、技术领域

本发明涉及通讯领域，特别是一种基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法。

二、背景技术

超宽带(UWB，Ultra Wide Band)技术作为一种非传统的、新颖的无线传输技术，通常采用极窄脉冲(脉宽在纳秒至数百皮秒量级)或极宽的频谱(相对带宽大于20％或绝对带宽大于500MHz)来传送信息。20世纪60年代，现代意义的超宽带无线传输技术出现在美军战术通信领域的研究中。2002年，随着美国联邦通信委员会(FCC，Federal CommunicationsCommission)确定UWB辐射模板，标志着美国军方正式将其解禁，允许UWB民用通信***投入使用。

现有超宽带技术体制从信号调制的角度可以划分为脉冲调制和载波调制两大类，其中脉冲调制方式被称为IR-UWB，载波调制方式则包括MB-OFDM、DS-CDMA、Chirp-UWB等；从信号检测的角度可以划分为发送参考方式和非发送参考方式两大类，其中发送参考方式的本质是自相干检测，非发送参考方式则包括相干和非相干检测。

由于高速模数转换器件(ADC)的限制，基于脉冲体制的UWB接收机往往采用模拟信号处理的方法来实现。但采用模拟相干检测方法的IR-UWB接收机对定时要求极高，结构相对复杂，并且需要复杂的信道估计；采用模拟非相干检测方法虽然在一定程度上可以避免模拟相干检测所面临的困难，但其性能较差。因此，国外的相关研究单位从自相干检测的思路出发，提出了基于发送参考(TR，Transmitted-Reference)的IR-UWB技术体制。

2002年，美国的Ralph Hoctor与Harold Tomlinson提出了标准发送参考脉冲超宽带体制(TR-UWB，Transmitted-Reference Ultra-Wideband)，该体制的实质是时域发送参考体制。同时，该研究小组给出了基于跳延时的发送参考型脉冲超宽带***(DHTR，Delay-HoppedTransmitted-Reference Ultra-Wideband)的实用化方案。这种时域发送参考脉冲超宽带技术体制具有定时要求较低、结构简单并且不需要信道估计等优点，但由于采用了模拟延时器件，因此存在着集成化和进一步小型化的困难。随后，国外研究人员相继提出了一系列针对时域发送参考技术体制的改进型结构，其性能的提升往往建立在采用数量更多的模拟延时器件的基础之上，使得这一问题更加突出。

2006年，针对时域发送参考体制的不足，美国的Dennis Goeckel和Qu Zhang提出了基于频偏的发送参考脉冲超宽带(FSR-UWB，Slightly Frequency-Shifted ReferenceUltra-Wideband)***，该体制的实质是频域发送参考体制。同时，该研究小组给出了物理实现方案，该方案不需要采用模拟延时器件，从而有利于集成化设计。但由于其性能与多径扩展时延相关，随着传输距离或传输速率的提高，其性能急剧恶化，因此其传输速率无法进一步提升。

在时域和频域发送参考脉冲超宽带体制研究的基础上，我们首次提出了基于正交码的码域发送参考(COTR-UWB，Code-Orthogonalized Transmitted-Reference Ultra-Wideband)脉冲超宽带***结构。与时域发送参考体制相比，该***不需要模拟延时器件，实现简单；与频域发送参考体制相比较，该***不仅性能占优，结构进一步简化，而且性能不会随着多径时延或传输速率的增加而明显恶化，因此适用的传输速率或传输距离得到了提高。COTR-UWB***具备了发送参考技术体制的优点，而且实现结构进一步简化，从而更加有利于***的小型化与集成化设计。

作为一种非典型的载波调制方式，Chirp信号应用于通信领域最早出现在上世纪六十年代，近几年来在超宽带通信领域的研究中逐渐得到了重视。事实上，一种基于Chirp的宽带技术目前已经正式成为IEEE 802.15.4a标准中的物理层体制。

Chirp信号应用于通信领域是由M.Winkler首先提出的。在该文献中，作者提出采用二进制正交键控(BOK)的Chirp-BOK通信***，其中数据信息由UP-Chirp或DOWN-Chirp波形来分别表示。

ASpringer在文献中提出了一种基于Chirp的低复杂度的无线通信***，可以应用于电磁频谱复杂的室内或工业环境。该通信***具有较强的鲁棒性，其中心频率为348.8MHz，带宽达到80MHz，线性扫频率为80MHz/us，数据传输速率为5Mb/s。事实上，按照FCC最近制定的超宽带定义，该***已经属于超宽带通信***。这应该是见诸文献的较早的Chirp超宽带通信***。文献针对符号间干扰条件下的***性能进行了仿真。这一***结构在作者的其它多篇论著中被提到。

W.Gugler在文献中提出了一种应用于室内的高速宽带Chirp扩谱***。该***采用脉冲压缩技术，具有较强的鲁棒性，特别适合电磁频谱复杂的工业环境。***采用了Chirp-DQPSK调制方式，数据传输速率可达70Mbps。由于采用了声表面波器件(SAW)，因此避免了复杂的信号处理过程。由于器件的制造误差、温度偏移以及非线性特性对***性能的影响较少或者容易消除。仿真结果表明，多径传播造成的符号间干扰问题会对***传输速率造成影响。

K.Hohkawa在相关文献中研究了利用超宽带SAW器件应用于传感器设备和CDMA通信的可行性。***采用了脉冲位置扩谱调制结构，带宽达到了GHz数量级。作者在另一篇文献中提出采用补码序列来进行Chirp信号调制，并进行了仿真研究和试验测试。此类信号具有较高的处理增益，并且适合多径信道中的高速数据传输。但此类信号需要特殊结构的SAW器件。作者验证了此类SAW器件的可行性。

Y.KOIKE在相关文献中明确提出了一种采用Chirp-UWB结构的定位与通信***。该***的设计目标是应用于工业移动环境下的测距定位和自动控制领域，并对无线传输的可靠性要求较高。针对该定位与通信混合***的设计，文献中将SDR技术应用于Chirp-UWB接收机中。由于Chirp调制方式具有实现简单并且可靠性较强，因此该***在工业环境中具有较高的性能和通信鲁棒性。

R.Brocato在相关文献中提出了超宽带通信的简单方法，即采用SAW器件来直接实现射频到基带的转换。SAW相关器可以直接产生或检测二进制相移键控(BPSK)信号。这种连续波超宽带通信***具有不同于基于窄脉冲技术的超宽带***，具有结构简单、低功耗等突出优点。这种收发信机不需要混频器、中频放大和中频滤波以及复杂的基带信号处理。***可以工作在915MHz、2.43GHz以及5.6GHz。

P.ZHANG在相关文献中研究了基于Chirp扩谱技术的超宽带通信***。文献中提出了一种高阶CSS调制技术。该***保持了CSS技术和一般扩频通信***的优点。该***对多普勒频偏不敏感，并且可以通过时域交叠技术来提高传输的数据速率。通常采用时域交叠技术的CSS***会受到符号间干扰和较高的信号包络起伏。文献中提出了一种在不降低传输速率的条件下可以克服上述缺点的方法。

H.Chen在相关文献中提出，随着超宽带***带宽的增加，落入带内的窄带干扰信号对超宽带***的影响很大。文献中提出了一种利用非线性Chirp信号来抑制窄带噪声的方法。利用文献中设计的非线性Chirp波形，一个或更多的窄带干扰源对***的影响得到了抑制。计算机仿真表明，这种非线性Chirp信号对窄带信号的抑制优于传统的线性Chirp信号。

H.Liu在相关文献中提出了一种基于Chirp信号的超宽带***。信号采用了多线性频率调制波形，可以满足FCC的应用要求。这种结构具有优于OFDM超宽带***和脉冲超宽带***的性能。另外，该结构可以采用低功耗的模拟匹配滤波器来实现。文献中波形设计的细节进行了阐述，并且分析了这种多码的相关特性以及接收机的结构，并且在室内多径信道中进行了性能仿真。

现有的超宽带无线传输技术主要面向近距离、高速率的应用领域，但在诸多应用领域，需要进一步提高超宽带无线传输的距离。而现有超宽带技术体制主要针对近距离应用提出的，因此直接应用于中远距离无线传输领域将面临着着诸多困难。具体地讲，随着通信距离的拓展，超宽带无线传输将主要面临以下突出困难：多径干扰更加严重；***的性能指标要求与低功耗、小型化设计之间更加突出；与其它***的共存性问题将会更加突出；带内其它信号的干扰将更加严重；现有超宽带***发射效率低的问题更加突出；现有器件水平成为制约超宽带技术实用化水平的主要瓶颈，随着通信距离的进一步提高，这一问题将更加突出。

上述困难的有效解决，关键在于确定一种适合中远距离超宽带通信的基本技术体制。该体制应能有效解决中远距离超宽带通信所面临的主要困难，并且可以较好地保持超宽带***固有的技术优势。

三、发明内容

针对上述情况，为克服现有技术缺陷，本发明之目的就是提供一种基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，可有效解决超宽带无线传输多径干扰严重，小型化困难，共存性差，通信距离短的问题，其解决的技术方案是，包括发送和接收两部分，发送的方法是，

1、产生m(t)待调制的基带信号，一个码元周期内信号能量为E_s，即 $E_s={\∫}_0^{T_S}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt};$

2、定义ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，进行数据调制；

3、C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，分别在数据支路与参考支路进行正交码调制；

4、将数据支路与参考支路的信号用加法进行合并，再进行相乘；

5、将相乘后的输入信号用f(t)进行调制产生发射信号x(t)，并由天线发送出去；

其中f(t)是本地的一个线性调频信号，其表达式为f(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)，a(t)是Chirp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度同时也是线性调频信号的扫频周期，f₀为线性调频信号的中心频率，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽；

接收的方法是：

1、将天线接收到的Chirp信号y(t)，在高斯白噪声条件下y(t)为x(t)+n(t)，进行去斜脉冲压缩处理，即当接收到的宽带Chirp信号与本地Chirp模板实信号s(t)同步状态时，进行相乘后，滤除带外谐波，从而实现将宽带Chirp转变为一个单频信号r(t)，从而频域的脉冲压缩过程，这种处理方法可以有效降低接收模数转换器件采样带宽和采样分辨率的要求；

2、将信号解正交码，把经过有源频谱压缩后的信号与正交码进行相乘解正交码再将结果进行信息判决，当判决输入大于0，则发送端发的是1，否则发的是0。

所说的Chirp信号基本结构是，Chirp信号的典型代表是线性调频信号，线性调频信号由于自身具有的诸多优点，使得其在雷达***中得到了广泛的应用，随着声表面波器件(SAW)的发展，目前利用低成本、低功耗、低复杂度的声表面波滤波器完成脉冲压缩技术实现超宽带线性调频信号的检测已经成为可能，同传统的脉冲超宽带***相比，Chirp超宽带通信***具有的发射效率高、频带选择灵活、抗多径能力强、容易实现模拟匹配检测等突出优点，使得其逐渐成为超宽带技术领域的研究热点之一；

Chirp信号的表达式为：

s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)  -T/2＜t＜T/2

式中，a(t)是Chirp信号的包络，常用矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，f₀是Chirp信号的中心频率，B＝|μ|T为Chirp信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向(UP)线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加；μ＜0称为反向(DOWN)线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少，具体如图1、图2所示；

所说的Chirp信号y(t)进行去斜脉冲压缩处理是指，在传统的雷达信号处理中，针对宽带Chirp信号的接收处理往往采用去斜脉冲压缩的方法，这种处理方法可以有效降低接收机模数转换器件采样带宽和采样分辨率的要求，特别是针对超宽带Chirp信号接收显得更为重要，基于去斜脉冲压缩的基本原理是，当接收机处于理想同步状态时，接收到的宽带Chirp信号与本地Chirp信号模板进行相乘后，经过低通滤波器滤除带外谐波，从而实现将宽带Chirp转变为一个理想的单频信号，从而实现频域的脉冲压缩过程，具体推导如下所示；

设接收的Chirp实信号r(t)可以表示为：

r(t)＝A₁rect(t/T)cos(f₀t+μ·t²/2)

其中：

$\mathrm{rect}(t/T)=\left\{\begin{array}{c}1,\left|t\right|\≤T/2\\ 0,\mathrm{else}\end{array}\right.$

且T是线性调频周期，f₀是信号中心频率，μ＝B/T是线性调频斜率，B是线性调频带宽，A₁是接收信号的最大幅值；

本地Chirp模板实信号s(t)可以表示为：

s(t)＝A₂rect((t-τ)/T)cos(f₀(t-τ)+μ·(t-τ)²/2)

其中A₂是本地模板信号最大幅值，τ是r(t)与s(t)之间的时延差；

则r(t)与s(t)相乘后得到的信号r′(t)可以表示为：

r′(t)＝r(t)·s(t)

＝A₁rect(t/T)cos(f₀t+μ·t²/2)

·A₂rect((t-τ)/T)cos(f₀(t-τ)+μ·(t-τ)²/2)

经过低通滤波器滤除二次谐波后，输出信号r″(t)可以表示为：

r″(t)＝A₁A₂rect(t/T)rect((t-τ)/T)cos(f₀τ+uτt-uτ²/2)/2

通常τ＜＜T，所以上式又可写为

r″(t)≈A₁A₂rect(t/T)cos(f₀τ+Bτt/T-uτ²/2)/2

输出信号r″(t)的频谱R″(ω)可以表示为：

R″(ω)＝A₁A₂(T·Sa((ω+μτ)T/2)+A₁A₂T·Sa((ω-μτ)T/2))/4

根据SINC函数的特点可知，经过去斜脉冲压缩后，宽带Chirp信号频谱由线性调频信号的带宽B压缩为1/T，中心频率与时廷τ有关，时廷τ值越大，则中心频率越高，可见，经过去斜脉冲压缩过程，实现了接收信号能量在频域的聚集，考虑到高斯白噪声的特性，接收***获得了BT倍的处理增益；

所说的ASC-Chirp-COTR-UWB***基本结构如图3、图4所示，定义ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，m(t)是待调制的基带信号，一个码元周期内信号能量为E_s，即 $E_s={\∫}_0^{T_S}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt},$ C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，cos(2πf₀t+πμt²)是线性调频信号的表达式，f₀为线性调频信号的中心频率，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽，T是线性调频信号的扫频周期，T＝MT_s＝B/|μ|，M是线性调频信号扫频周期与信号的符号周期比值，低通滤波器的带宽为W，且W＝1/T_c，H(f)是低通滤波器的频率响应；

在ASC-Chirp-COTR-UWB***中，l^th码元的传输信号可以表示为：

x(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos(2πf₀t+πμt²)

ASC-Chirp-COTR-UWB***的工作原理分析如下，在理想同步情况下，忽略噪声的影响，则有：

y(t)＝x(t)

在***理想同步的条件下，经过接收机的解线调及理想低通滤波器后，输出信号r(t)可以表示为：

r(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)/2

分析接收机输出第一个信息比特b0的情况，令积分器的输出为r₀，则有：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{4}{\∫}_0^{T_S}{(b_0{C}_{l,I}+C_{l,Q})}^2{C}_{l,I}{C}_{l,Q}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{2}{\∫}_0^{T_S}(C_{l,I}{C}_{l,Q}+b_0)m^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}$

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***结构可知，ASC-Chirp-COTR-UWB与基于脉冲的标准COTR-UWB***原理基本相同，加性高斯白噪声条件下，该***l^th码元的接收信号y(t)可以表示为：

y(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos[2πf₀t+πμt²]+n(t)

其中n(t)是均值为零、双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声；

经过接收机的正交解线性调频以及低通滤波后，输出信号r(t)可以表示为：

$r\left(t\right)=\frac{1}{2}(b_l{C}_{l,I}+C_{l,Q})m\left(t\right)+n^{\′}\left(t\right)$

其中n′(t)可以近似看作均值为零、双边功率谱密度为|H(f)|²N₀/2的带限白噪声；

对于第一个信息比特b₀，接收机积分器的输出r₀可以表示为：

$r_0={\∫}_0^{T_S}{r}^2\left(t\right)C_{l,I}{C}_{l,Q}\mathrm{dt}$

$=\frac{b_0{E}_s}{2}+n_0$

其中积分器输出的噪声项可以看作一个随机变量n₀，该随机变量容易证明是一个近似的高斯噪声，其均值与方差分别为：

E{n₀}＝0

E{n₀ ²}＝ME_sN₀+M²T_sN₀ ²W

根据ASC-Chirp-COTR-UWB***的特性可知，其在加性高斯白噪声条件下的误码率公式可以表示为：

$P_{\mathrm{ASC}-\mathrm{Chirp}-\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=\frac{1}{2}\exp (-\frac{E_s}{2M{N}_0})$

已知标准COTR-UWB***的误码率为：

$P_{\mathrm{COTR}-\mathrm{UWB},\mathrm{AWGN}}=Q\left(\frac{E_s}{\sqrt{2E_s{N}_0+T_s{N_0}^{2}W}}\right)$

其中Q函数为：

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}\exp (-\frac{y^2}{2})\mathrm{dy}$

与标准COTR-UWB***的误码率表达式相比较可知，由于标准COTR-UWB***低通滤波器的带宽W是窄脉冲信号的带宽，因此标准COTR-UWB***误码率性能受噪声与噪声的乘积项影响较大，因此，在一般条件下ASC-Chirp-COTR-UWB***误码率性能明显优于标准COTR-UWB***，更适合中远距离超宽带通信的要求；

所说的ASC-Chirp-COTR-UWB***性能是，利用通信仿真软件(MATLAB 7.0)，针对加性高斯白噪声(AWGN)条件下的ASC-Chirp-COTR-UWB***进行了基本性能仿真，给出了不同码元速率条件下***误码率与输入信噪比的仿真曲线，验证了理论分析的正确性；

具体的仿真条件如下：符号速率R_b＝1M，采样率f_s＝2GHz，线性扫频带宽B＝500MHz，线性扫频周期等于码片周期，即T＝T_s/2，仿真结果如图5所示。

本发明方法先进、科学，将窄脉冲信号替换为Chirp信号(典型的代表是线性调频或非线性调频信号，并且保证调频信号满足FCC定义)，接收端采用时域压缩或频域压缩技术实现Chirp信号向窄脉冲信号的转换，从而实现整个无线传输过程，这种解决方案可以解决中远距离超宽带***的有效通信问题。

四、附图说明

图1为本发明的UP-Chirp信号时域仿真曲线图。

图2为本发明的DOWN-Chirp信号时域仿真曲线图。

图3为本发明的ASC-Chirp-COTR-UWB发射机模型。

图4为本发明的ASC-Chirp-COTR-UWB接收机模型。

图5为本发明的AWGN环境下R_b＝1M的ASC-Chirp-COTR-UWB***误码率仿真曲线图。

图6为本发明的多径信号的信道化表示示意图。

图7为本发明的ASC-Chirp-COTR-UWB发射与接收机原理图。

五、具体实施方式

以下结合实际情况和图8对本发明的具体实施方式作详细说明。

由图8所示，本发明在具体实施中，可由以下方法实现：

本发明包括发送和接收两部分，发送方法是，首先产生待调制数据信号，经接收机的接收端接收到数据信号(即基带信号)，在数据控制与接口模块2的控制下，待调数据送到乘法器模块3，与正交码产生器模块4中产生的正交码字(如WALSH码)完成待调数据的正交码扩频，送入加法器模块6，同时，数据控制与接口模块2根据传输速率形成导频数据，并与正交码产生器模块4中产生不同的正交码字完成待调数据的正交码扩频，送入加法器模块6；

乘法器模块3和乘法器模块5的输出数据同时送入加法器模块6，加法器模块6完成对输入的两路数据的相加功能，并将相加后形成的COTR调制数据送入Chirp信号产生器模块7；

Chirp信号产生器模块7根据加法器模块6送来的COTR调制数据，产生与符号速率相适应的相互正交的I、Q两路Chirp-COTR调制数据，Chirp信号产生器模块7产生的I、Q两路Chirp-COTR调制数据经过FPGA芯片1的输出管脚送入双路数模转换器(ADC)8；

双路数模转换器8实现将Chirp信号产生器模块7送入的I、Q两路数字调制信号转换为I、Q两路模拟调制信号，并分别送入低通滤波器(LPF)9、10；

低通滤波器9、10实现将双路数模转换器8送入的I、Q两路模拟调制信号的模拟低通滤波功能，并将低通滤波后的I、Q两路模拟调制信号送入正交上变频器(QUC)11；

正交上变频器11实现将低通滤波器9、10送入的I、Q两路模拟调制信号的正交上变频功能，并将正交上变频后形成的中频调制信号送入倍频器12；

倍频器12实现将正交上变频器11送入的中频调制信号的倍频功能，倍频数由中频模拟调制信号的带宽和需要产生的超宽带Chirp信号的带宽决定(如3倍频)，倍频后的一路射频Chirp-COTR-UWB信号送入带通滤波器(BPF)13；

带通滤波器13实现将倍频器12送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的模拟带通滤波功能，从而滤除倍频形成的谐波分量，带通滤波后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入功率分配器14；

功率分配器14实现将带通滤波器13送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的功率分配功能，从而将射频Chirp-COTR-UWB信号分为两路射频信号，其中一路射频信号送入接收端的正交下变频器(QDC)20，当***处在接收状态时作为本地Chirp模板信号；另一路射频信号送入超宽带功率放大器(PA)15；

超宽带功率放大器15实现将功率分配器14送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的功率放大功能，并将功率放大后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入收发切换器16；

收发切换器16实现***收发状态切换功能，当***处在发射状态时，收发切换器16将超宽带功率放大器15送入的射频Chirp-COTR-UWB信号送入超宽带天线17；

超宽带天线17接收收发切换器16馈入的射频Chirp-COTR-UWB信号，并将其发射出去，从而完成整个***发射过程；

当***处在接收状态时，超宽带天线17接收Chirp-COTR-UWB信号，并送入收发切换器16；

收发切换器16在接收状态时，将超宽带天线17送入的射频Chirp-COTR-UWB信号送入超宽带低噪声放大器(LNA)18；

超宽带低噪声放大器18实现将收发切换器16送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的低噪声信号放大功能，并将低噪声放大后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入带通滤波器(BPF)19；

带通滤波器19实现将超宽带低噪声放大器18送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的带外噪声抑制功能，经过带通滤波器19的带通滤波后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入正交下变频器(QDC)20；

正交下变频器20接收来自带通滤波器19的射频Chirp-COTR-UWB信号以及来自***发射端功率分配器14的本地Chirp模板信号，实现将接收到射频Chirp-COTR-UWB信号的正交下变频功能，结合Chirp信号的时频域分布特点，整个正交下变频过程实际上实现了对接收信号的有源频谱压缩(ASC)过程，经过有源频谱压缩后的超宽带信号变换为相互正交的I、Q两路窄带信号，正交下变频器20输出的I、Q两路窄带信号分别送入低通滤波器(LPF)21、22；

低通滤波器21、22接收来自正交下变频器20送入的I、Q两路窄带信号，实现对有源频谱压缩后信号的带外谐波抑制功能，低通滤波器21、22输出的I、Q两路窄带信号送入双路模数转换器(DAC)23；

双路模数转换器23实现将低通滤波器21、22送入的I、Q两路窄带模拟信号转换为I、Q两路数字信号，并通过FPGA芯片1的输入管脚送入FPGA1中的多相滤波模块24；

多相滤波模块24接收双路模数转换器23送入的I、Q两路数字信号，实现对***处理带宽内信号的频域分析和信道化接收功能，多项滤波模块24将***处理带宽划分为M路子信道，多相滤波输出的M路子带数据送入群同步捕获与跟踪模块25和多径选择模块26，根据多相滤波的原理，此M路子带数据既可以看作是针对***处理带宽内的频域分析结果，也可以看作是***处理带宽内各子带信号经过数字正交下变频和数字低通滤波后的输出结果；

群同步捕获与跟踪模块25接收多相滤波模块24送入的M路子带数据，当***处于同步捕获状态时，群同步捕获与跟踪模块25根据M路子带数据以及调整发射端Chirp信号产生模块7的时序，可以实现对接收信号的群同步捕获功能；当***处于同步跟踪状态时，群同步捕获与跟踪模块25根据M路子带数据，可以实现对接收信号的群同步跟踪功能，群同步捕获与跟踪模块25分别向多径选择模块26提供N路多径权值，向正交码发生器组模块29提供N路多径时廷值，向延时线组模块30提供N路多径时延值，向多径合并模块32提供N路多径权值，从而为Chirp-COTR-UWB信号的群解调提供必要的同步信息，其中M是***信道化数，典型的数值是2048；N是***可以处理的多径数，典型的数值是12；M、N的数值根据FPGA1的资源和***指标要求加以确定，存在M＞N；

多径选择模块26接收来自多相滤波模块24的M路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块25的N路多径权值，根据N路多径权值从M路子带数据中实时选择N路子带数据，并送入平方器组模块27；

平方器组模块27接收来自多径选择模块26的N路子带数据，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的自相干功能，平方器组模块27输出的N路子带数据送入乘法器组模块28，同时，正交码发生器组模块29接收来自群同步捕获与跟踪模块25的N路多径时延值，产生对应N路子信道的正交码组，并送入乘法器组模块28；

乘法器组模块28接收来自平方器组模块27的N路子带数据和来自正交码发生器组模块29的N路子信道的正交码组，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的解正交功能，乘法器组模块28输出的N路子带数据送入延时线组模块30；

延时线组模块30接收来自乘法器组模块28的N路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块25的N路多径时延值，在N路多径时延值的控制下，实现对N路子带数据的时延对齐功能，延时线组模块30输出的N路子带数据送入符号累加器组模块31；

符号累加器组模块31接收来自延时线组模块30的N路子带数据，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的符号周期内数据累加功能，符号累加器组模块31输出N路子带数据送入多径合并模块32；

多径合并模块32接收来自符号累加器组模块31的N路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块25的N路多径权值，在N路多径权值的控制下，实现对N路子带数据的最大比合并功能，从而完成整个Chirp-COTR-UWB信号的群解调过程，多径合并模块32输出一路解调数据送入数据控制与接口模块2；

数据控制与接口模块2接收来自多径合并模块32的一路解调数据，通过FPGA芯片1的数据输入输出管脚输出***接收的数据信息，从而完成整个***接收过程；

本发明的具有以下积极的技术效果：

(1)保持了发送参考脉冲超宽带固有的技术优势；

(2)根据传输距离来设计线性扫频的周期和带宽，在接收端实现对信号能量的聚集，可以较好地解决中远距离超宽带通信过程的严重多径干扰问题，进而提高了***的性能；

(3)在***设计时，可以根据实际应用环境灵活选择工作频段和工作带宽，从而避开主要的干扰源，同时避免对其它通信***的干扰，此外，接收机对各类外部干扰信号具有较强的抑制作用；

(4)信号在频域和时域上均具有良好的隐蔽性；

(5)接收端可以利用线性调频带来的增益，从而有效地提高了***性能；

(6)由于采用恒包络信号结构，从而有效提高了信号发射效率；

(7)保持了脉冲的高时间分辨率特性，具备了高精度测距的能力。

Claims (7)

1.一种基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，包括发送和接收两部分，其特征在于，发送的方法是：

(1)、首先产生待调制的基带信号m(t)，一个码元周期内信号能量为E_s，即 $E_s={\∫}_0^{T_S}{m}^2\left(t\right)\mathrm{dt};$

(2)、定义ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，l是发送码元的序号，进行数据调制；

(3)、C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路I与参考支路Q的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，分别在数据支路与参考支路进行正交码调制；

(4)、将数据支路与参考支路的信号用加法进行合并，再进行相乘；

(5)、将相乘后的输入信号用f(t)进行调制产生发射信号x(t)，并由天线发送出去；

其中f(t)是本地的一个线性调频信号，其表达式为f(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)，a(t)是Chirp信号的包络，为矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度同时也是线性调频信号的扫频周期，f₀为线性调频信号的中心频率，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽；

接收的方法是：

(1)、将天线接收到的宽带Chirp信号y(t)，在高斯白噪声条件下y(t)为x(t)+n(t)，n(t)是均值为零、双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声，进行去斜脉冲压缩处理，即当接收到的宽带Chirp信号与本地Chirp模板实信号s(t)同步状态时，进行相乘后，滤除带外谐波，实现将宽带Chirp信号转变为一个单频信号r(t)，降低采样带宽和采样分辨率的要求；

(2)、将信号解正交码，把经过有源频谱压缩后的信号与正交码进行相乘解正交码再将结果进行信息判决，当判决输入大于0，则发送端发的是1，否则发的是0。

2.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的宽带Chirp信号是线性调制信号，其表达式为s(t)＝a(t)cos(2πf₀t+πμt²)-T/2＜t＜T/2，其中，a(t)是宽带Chirp信号的包络，为矩形脉冲，当|t|＜T/2时，a(t)＝1；其它a(t)＝0，T为脉冲宽度，B＝|μ|T为线性调频信号的带宽，μ为线性调频的斜率，μ＞0称为正向线性调频脉冲，其瞬时频率不断增加，μ＜0称为反向线性调频脉冲，其瞬时频率不断减少。

3.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的单频信号为r(t)＝A₁rect(t/T)cos(f₀t+μ·t²/2)，其中：

$\mathrm{rect}(t/T)=\left\{\begin{array}{cc}1,& \left|t\right|\≤T/2\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.$

且T为脉冲宽度同时也是线性调频信号的扫频周期，μ＝±B/T是线性调频斜率，B是线性调频带宽，A₁是接收信号的最大幅值。

4.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的本地Chirp模板实信号s(t)为：s(t)＝A₂rect((t-τ)/T)cos(f₀(t-τ)+μ·(t-τ)²/2)，其中A₂是本地模板信号最大幅值，τ是r(t)与s(t)之间的时延差。

5.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的单频信号r(t)与本地Chirp模板实信号s(t)相乘后得到的信号为：

r′(t)＝r(t)·s(t)

＝A₁rect(t/T)cos(f₀t+μ·t²/2)，

·A₂rect((t-τ)/T)cos(f₀(t-τ)+μ·(t-τ)²/2)

经除二次谐波后，输出信号r″(t)为：

r″(t)＝A₁A₂rect(t/T)rect((t-τ)/T)cos(f₀τ+uτt-uτ²/2)/2，A₁是接收信号的最大幅值，A₂是本地模板信号最大幅值，输出信号r″(t)的频谱为：R″(ω)＝A₁A₂(T·Sa((ω+μτ)T/2)+A₁A₂T·Sa((ω-μτ)T/2))/4，经过去斜脉冲压缩后，宽带Chirp信号频谱由线性调频信号的带宽B压缩为1/T，中心频率与时延τ有关，时延τ值越大，则中心频率越高，实现接收信号能量在频域的聚集，接收***获得了BT倍的处理增益。

6.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的ASC-Chirp-COTR-UWB***其基本结构是，ASC-Chirp-COTR-UWB***的码元周期为T_s，b_l∈{-1，+1}是第l^th个码元周期内传输的信息比特，m(t)是待调制的基带信号，一个码元周期内信号能量为E_s，即

C_l，I∈{-1，+1}与C_l，Q∈{-1，+1}分别是第l^th个码元周期内数据支路与参考支路的正交码字，码片宽度为T_c，且有T_s＝NT_c，N为正交码字长度，cos(2πf₀t+πμt²)是线性调频信号的表达式，|t|≤T/2，μ＝±B/T，其中B是线性调频信号的带宽，T是线性调频信号的扫频周期，T＝MT_s＝B/|μ|，M是线性调频信号扫频周期与信号的符号周期比值，低通滤波器的带宽为W，且W＝1/T_c，H(f)是低通滤波器的频率响应，在ASC-Chirp-COTR-UWB***中，l^th码元的传输信号为：x(t)＝(b_lC_l，I+C_l，Q)m(t)cos(2πf₀t+πμt²)。

7.根据权利要求1所述的基于有源频谱压缩的码参考Chirp超宽带***群解调方法，其特征在于，所说的首先产生待调制的基带信号m(t)，基带信号产生后，由接收部分微控制器在数据控制与接口模块(2)的控制下，待调数据送到乘法器模块(3)，与正交码产生器模块(4)中产生的正交码字完成待调数据的正交码扩频，送入加法器模块(6)，同时，数据控制与接口模块(2)根据传输速率形成导频数据，并与正交码产生器模块(4)中产生不同的正交码字完成待调数据的正交码扩频，送入加法器模块(6)；

乘法器模块(3、5)的输出数据同时送入加法器模块(6)，加法器模块(6)完成对输入的两路数据的相加功能，并将相加后形成的COTR调制数据送入Chirp信号产生器模块(7)；Chirp信号产生器模块(7)根据加法器模块(6)送来的COTR调制数据，产生与符号速率相适应的相互正交的I、Q两路Chirp-COTR调制数据，Chirp信号产生器模块(7)产生的I、Q两路Chirp-COTR调制数据经过FPGA芯片(1)的输出管脚送入双路数模转换器(8)；

双路数模转换器(8)实现将Chirp信号产生器模块(7)送入的I、Q两路数字调制信号转换为I、Q两路模拟调制信号，并分别送入低通滤波器(9、10)；

低通滤波器(9、10)实现将双路数模转换器(8)送入的I、Q两路模拟调制信号的模拟低通滤波功能，并将低通滤波后的I、Q两路模拟调制信号送入正交上变频器(11)；

正交上变频器(11)实现将低通滤波器(9、10)送入的I、Q两路模拟调制信号的正交上变频功能，并将正交上变频后形成的中频调制信号送入倍频器(12)；

倍频器(12)实现将正交上变频器(11)送入的中频调制信号的倍频功能，倍频数由中频模拟调制信号的带宽和需要产生的超宽带Chirp信号的带宽决定，倍频后的一路射频Chirp-COTR-UWB信号送入带通滤波器(13)；

带通滤波器(13)实现将倍频器(12)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的模拟带通滤波功能，从而滤除倍频形成的谐波分量，带通滤波后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入功率分配器(14)；

功率分配器(14)实现将带通滤波器(13)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的功率分配功能，从而将射频Chi rp-COTR-UWB信号分为两路射频信号，其中一路射频信号送入接收端的正交下变频器(20)，当***处在接收状态时作为本地Chirp模板信号；另一路射频信号送入超宽带功率放大器(15)；

超宽带功率放大器(15)实现将功率分配器(14)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的功率放大功能，并将功率放大后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入收发切换器(16)；

收发切换器(16)实现***收发状态切换功能，当***处在发射状态时，收发切换器(16)将超宽带功率放大器(15)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号送入超宽带天线(17)；

超宽带天线(17)接收收发切换器(16)馈入的射频Chirp-COTR-UWB信号，并将其发射出去，从而完成整个***发射过程；

当***处在接收状态时，超宽带天线(17)接收Chirp-COTR-UWB信号，并送入收发切换器(16)；

收发切换器(16)在接收状态时，将超宽带天线(17)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号送入超宽带低噪声放大器(18)；

超宽带低噪声放大器(18)实现将收发切换器(16)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的低噪声信号放大功能，并将低噪声放大后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入带通滤波器(19)；

带通滤波器(19)实现将超宽带低噪声放大器(18)送入的射频Chirp-COTR-UWB信号的带外噪声抑制功能，经过带通滤波器(19)的带通滤波后的射频Chirp-COTR-UWB信号送入正交下变频器(20)；

正交下变频器(20)接收来自带通滤波器(19)的射频Chirp-COTR-UWB信号以及来自***发射端功率分配器(14)的本地Chirp模板信号，实现将接收到射频Chirp-COTR-UWB信号的正交下变频功能，结合Chirp信号的时频域分布特点，整个正交下变频过程实际上实现了对接收信号的有源频谱压缩过程，经过有源频谱压缩后的超宽带信号变换为相互正交的I、Q两路窄带信号，正交下变频器(20)输出的I、Q两路窄带信号分别送入低通滤波器(21、22)；

低通滤波器(21、22)接收来自正交下变频器(20)送入的I、Q两路窄带信号，实现对有源频谱压缩后信号的带外谐波抑制功能，低通滤波器(21、22)输出的I、Q两路窄带信号送入双路模数转换器(23)；

双路模数转换器(23)实现将低通滤波器(21、22)送入的I、Q两路窄带模拟信号转换为I、Q两路数字信号，并通过FPGA芯片(1)的输入管脚送入FPGA1中的多相滤波模块(24)；

多相滤波模块(24)接收双路模数转换器(23)送入的I、Q两路数字信号，实现对***处理带宽内信号的频域分析和信道化接收功能，多项滤波模块(24)将***处理带宽划分为M路子信道，多相滤波输出的M路子带数据送入群同步捕获与跟踪模块(25)和多径选择模块(26)，根据多相滤波的原理，此M路子带数据既是针对***处理带宽内的频域分析结果，或是***处理带宽内各子带信号经过数字正交下变频和数字低通滤波后的输出结果；

群同步捕获与跟踪模块(25)接收多相滤波模块(24)送入的M路子带数据，当***处于同步捕获状态时，群同步捕获与跟踪模块(25)根据M路子带数据以及调整发射端Chirp信号产生模块(7)的时序，实现对接收信号的群同步捕获功能；当***处于同步跟踪状态时，群同步捕获与跟踪模块(25)根据M路子带数据，实现对接收信号的群同步跟踪功能，群同步捕获与跟踪模块(25)分别向多径选择模块(26)提供N路多径权值，向正交码发生器组模块(29)提供N路多径时延值，向延时线组模块(30)提供N路多径时延值，向多径合并模块(32)提供N路多径权值，从而为Chirp-COTR-UWB信号的群解调提供必要的同步信息，其中M是***信道化数，典型的数值是2048；N是***可处理的多径数，典型的数值是12；M、N的数值根据FPGA1的资源和***指标要求加以确定，存在M＞N；

多径选择模块(26)接收来自多相滤波模块(24)的M路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块(25)的N路多径权值，根据N路多径权值从M路子带数据中实时选择N路子带数据，并送入平方器组模块(27)；

平方器组模块(27)接收来自多径选择模块(26)的N路子带数据，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的自相干功能，平方器组模块(27)输出的N路子带数据送入乘法器组模块(28)，同时，正交码发生器组模块(29)接收来自群同步捕获与跟踪模块(25)的N路多径时延值，产生对应N路子信道的正交码组，并送入乘法器组模块(28)；

乘法器组模块(28)接收来自平方器组模块(27)的N路子带数据和来自正交码发生器组模块(29)的N路子信道的正交码组，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的解正交功能，乘法器组模块(28)输出的N路子带数据送入延时线组模块(30)；

延时线组模块(30)接收来自乘法器组模块(28)的N路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块(25)的N路多径时延值，在N路多径时延值的控制下，实现对N路子带数据的时延对齐功能，延时线组模块(30)输出的N路子带数据送入符号累加器组模块(31)；

符号累加器组模块(31)接收来自延时线组模块(30)的N路子带数据，根据COTR-UWB的解调原理，实现对N路子带数据的符号周期内数据累加功能，符号累加器组模块(31)输出N路子带数据送入多径合并模块(32)；

多径合并模块(32)接收来自符号累加器组模块(31)的N路子带数据和来自群同步捕获与跟踪模块(25)的N路多径权值，在N路多径权值的控制下，实现对N路子带数据的最大比合并功能，从而完成整个Chirp-COTR-UWB信号的群解调过程，多径合并模块(32)输出一路解调数据送入数据控制与接口模块(2)；

数据控制与接口模块(2)接收来自多径合并模块(32)的一路解调数据，通过FPGA芯片(1)的数据输入输出管脚输出***接收的数据信息，从而完成整个***接收过程。

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