CN101312357A - 一种用于Chirp超宽带通信***的调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明为了提高数据传输效率同时保证实现起来比较简单,提出一种用四进制双正交键控(4-ary Bi-Orthogonal Keying,简称4BOK)的调制方法。本调制方法是将待调制的二进制数据流,按照两个比特一组(即用二进制数表示的一个四进制数)分组,则每个四进制数的取值集合为D={11,10,01,00},然后按照一一对应关系将每个四进制数形式的信号通过转换电路变换成集合S={s1,s2,s3,s4)中的信号,该方法可以提供更高速率的数据传输能力,同时复杂度也比较低。
Description
技术领域
本发明是一种应用于高速无线通信的超宽带通信***的调制方法,属于通信调制技术领域。
背景技术
由于对超宽带的定义都是从信号带宽的角度出发,所以超宽带已有多种不同的实现方式。这些实现方式大体上可以分为四类方案:1.基于脉冲无线电(Impulse Radio,简称IR)的超宽带,这种方案以占空比极低的窄脉冲而不是正弦波作为信息载体;2.基于多频带-正交频分复用(Multi Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简称MB-OFDM)的超宽带,这种方案利用OFDM技术使发射的信号具有很大的带宽;3基于直接序列-码分多址(Direct Sequence-Code Division Multiple Access,简称DS-CDMA)的超宽带,这种方案利用直接序列扩频技术扩大发射信号的带宽;4基于啁啾(Chirp)的超宽带,这种方案采用线性调频信号作为信息载体。本发明就是用于Chirp超宽带通信***的调制技术。
目前为止,已经提出的基于Chirp超宽带的调制方式可分为两大类:直接调制(DirectModulation,简称DM)和二进制正交键控(Binary Orthogonal Keying,简称BOK)调制。DM采用一路Chirp信号来表达数据符号。数据符号可以是二进制符号,也可以是多进制符号。因为数据符号不受限制,DM可以和各种数字调制方式组合使用,但解调较为复杂。AndreasSpringer,Mario Huemer,Leonhard Reindldeng等在文章《A Robust Ultra-Broad-BandWireless Communication System Using SAW Chirped Delay Lines》中提出的用于Chirp超宽带的调制方法:二进制正交键控(Binary Orthogonal Keying,简称BOK)调制。这种调制方法是用频率由低变到高的上扫频信号和频率由高变到低的下扫频信号分别表示数据“1”和“0”。由于上扫频信号和下扫频信号之间有很好的正交性,所以一种扫频信号通过与之匹配的滤波器会被压缩成窄脉冲,脉冲峰值很高,而另一种扫频信号通过该滤波则不会被压缩,输出信号的幅度变化不大。接收端利用两个匹配滤波器,通过检测窄脉冲的出现就可以解调出所发送的数据。
这种调制方法与DM方法相比,BOK方式由于没有使用QPSK、QAM等调制方式,所以在接收端不用做信道估计,所以解调起来简单,但由于一个调制符号只传输1比特的信息,所以信息传输效率比较低。
发明内容
本发明为了提高数据传输效率同时保证实现起来比较简单,提出一种用四进制双正交键控(4-ary Bi-Orthogonal Keying,简称4BOK)的调制方法。该方法可以提供更高速率的数据传输能力,同时复杂度也比较低。
请注意:本发明中4BOK调制的字母“B”跟前文所提到的BOK调制的字母“B”含义是不一样的。
整个方法包括调制部分和解调部分。
为方便说明,我们作如下定义:
假设2比特表示的四进制数据集合为D={11,10,01,00},chirp信号(也叫扫频信号)集合为S={s1,s2,s3,s4},其中,s1表示初始相位为φ1的上扫频信号,扫频范围为f1~f2(f1<f2),s2表示初始相位为φ2的上扫频信号,扫频范围为f1~f2(f1<f2),s3表示初始相位为φ3的下扫频信号,扫频范围为f3~f4(f3>f4),s4表示初始相位为φ4的下扫频信号,扫频范围为f3~f4(f3>f4),s1,s2,s3,s4的扫频时间均为2比特数据的持续时间,且满足|φ2-φ1|=180°,|φ4-φ3|=180°。
又设4个chirp信号s1,s2,s3,s4对应的匹配滤波器分别为m1,m2,m3,m4;
调制部分:
本调制方法是将待调制的二进制数据流,按照两个比特一组(即用二进制数表示的一个四进制数)分组,则每个四进制数的取值集合为D={11,10,01,00},然后按照一一对应关系将每个四进制数形式的信号通过转换电路变换成集合S={s1,s2,s3,s4}中的信号(比如将00转换成s1,将01转换成s2,将10转换成s3,将11转换成s4)。按照一一对应关系,根据排列组合,集合S与集合D之间可以有24种对应(映射)关系,如表1所示。
表1:D集合到S集合的影射关系表
解调部分:
解调方法是:先根据扫频信号模式和相位判断并检测出收到的信号是s1,s2,s3还是s4,然后按照调制中的映射关系的逆映射解调出信息比特;所述的扫频信号模式有两种,一种是上扫频信号,另一种是下扫频信号,每种扫频信号的相位也有两种,上扫频信号是φ1或φ2,下扫频信号是φ3或φ4,φ1与φ2、φ3与φ4均相差180°。
发明实质和效果
本发明通过将两个比特的二进制数据转换成一个四进制数,并映射到一个chirp信号,这样一次可以传输两个比特的二进制数,因此一个符号可以传输两个比特信息,从而增加了传输效率。
附图说明
图1是本发明的调制过程的实施例一的示意图;
图2是本发明的调制部分的实施例二的示意图;
图3是本发明的解调部分的一个实施例示意图;
101是数据缓冲过程或缓冲器,102是极性转换过程或极性转换电路,103是串/并转换过程或串/并变换器,104是脉冲产生过程或脉冲产生器,105是信号相乘过程或乘法器,106是信号相乘过程或乘法器,107是上扫频滤波过程或上扫频滤波器,108是下扫频滤波过程或下扫频滤波器,109是信号相加过程或加法器
201是chirp信号产生过程1或chirp信号产生器1,产生chirp信号s1;202是chirp信号产生过程2或chirp产生器2,产生chirp信号s2;203是chirp产生过程3或chirp产生器3,产生chirp信号s3;204是chirp产生过程4或chirp产生器4,产生chirp信号s4;205是数据缓冲过程或缓冲器;206是多路选通过程或多路选通器。
301是上扫频匹配滤波过程h1或上扫频匹配滤波器h1,302是采样过程或采样器,303是下扫频匹配滤波过程h2或下扫频匹配滤波器h2,304是采样过程或采样器,305是幅度比较过程或幅度比较器,306是选通过程或选通器,307是符号判决过程或符号判决器,308是判断过程或判断器,309是逆映射过程或逆映射器,310是305的A端口,311是305的B端口,312是305的C端口,313是305的D端口,314是306的E端口,315是306的F端口,316是308的G端口,317是308的H端口。
实施例:
调制过程的实例一:
如图1所示,处理过程如下:
步骤1:将串行的比特流通过缓冲或缓冲电路(101)按两个比特一组输出,;
步骤2:缓冲或缓冲电路(101)输出的两个比特的单极性电信号通过极性转换或极性转换电路(102)转换成两个双极性符号或双极性电信号,且两个双极性符号或双极性电信号中,其中一个必须是0符号或0电平,另一个必须是非0符号或非0电平,例如11转换成10,10转换成-10;01转换成01,00转换成0-1;
步骤3:将两个双极性调制符号或电信号进行串/变换(103),即将一路串行信号变成两路并行符号流或电信号,每个双极性符号或双极性电信号的持续时间为2个比特的持续时间;
步骤4:分别将两路并行符号流中的每一路中的双极性符号或电信号与同脉冲产生过程或一脉冲产生器(104)产生的脉冲符号或脉冲信号相乘,该脉冲符号或脉冲信号的重复时间为2个比特的持续时间;
步骤5:将步骤4中所的得到一路乘积通过上扫频滤波器(107)得到一个上扫频Chirp信号(s1或s2),将步骤4中所的到另一路乘积通过下扫频滤波器(108)得到一个下扫频Chirp信号(s3或s4);
步骤6:将步骤5中得到的两个Chirp信号相加后合在一起,得到一个最终Chirp信号。由于两路双极性符号一路是非0符号或非0电信号和一个是0符号或0电信号,因此最终Chirp信号一定是s1,s2,s3或s4中的一个。
调制过程的实例二:
如图2所示,调制过程可以分为2步
步骤1:将串行比特流通过缓冲器(205)按两个比特一组分组,分组后的比特对取值为00、01、10或11;
步骤2:将步骤1所得到的每组比特去触发四选一选通器(206),选通器(206)的四个输入端是四个不同的chirp信号发生器(201,202,203,204)分别为s1,s2,s3和s4。
解调过程实例:
如图3所示,解调可由以下9步组成:
步骤1:将收到的基带信号分成两路输出,一路送给上扫频匹配滤波器h1(301),另一路送给下扫频匹配滤波器h2(303);其中上扫频滤波器h1是从m1和m2中选取,下扫频滤波器h2是从m3和m4中选取;
步骤2:匹配滤波器h1(301)的输出被采样器(302)采样,匹配滤波器h2(303)的输出被采样器(304)采样;
步骤3:将采样器(302)的输出分成两路,一路送入幅度比较器(305)的A端口(310),另一路送入选通器(306)的E端口(314),将采样器(304)的输出分成两路,一路送入幅度比较器(305)的B端口(311),另一路送入选通器(306)的F端口(315);
步骤4:幅度比较器(305)比较A端口(310)和B端口(311)的信号的幅度,如果A端口(310)的信号幅度大于等于B端口(311)的信号幅度,则幅度比较器(305)从C端口(312)输出控制信号“1”,从D端口(313)输出符号“1”,如果A端口(310)的信号幅度小于B端口(311)的信号幅度,则幅度比较器(305)从C端口(312)输出控制信号“0”,从D端口(313)输出符号“0”;
步骤5:从幅度比较器(305)的C端口(312)输出的信号输入到选通器(306)的控制端,从幅度比较器(305)的D端口(313)输出的信号输入到判断器(308)的G端口(316);
步骤6:选通器(306)根据从幅度比较器(305)送来的控制信号,选通E端口(314)的信号和F端口(315)的信号之一作为选通器(306)的输出并输入到符号判决器(308),控制选通E端口(314)或F端口(315)的方法为:如果从幅度比较器(305)送来的控制信号为“1”,则选通器(306)选择E端口(314)的信号作为输出信号;如果从幅度比较器(305)送来的控制信号为“0”,则选通器(306)选择F端口(315)的信号作为输出信号;
步骤7:符号判决器(307)判断输入信号的极性,如果输入信号的极性为正(包括零),则符号判决器(307)输出符号“1”;如果输入信号极性是为负,则符号判决器(307)输出符号“0”,符号判决器(307)的输出信号输入到判断器(308)的H端口(317);
步骤8:判决器(308)根据分别从G端口(317)和H端口(318)接收到的两个符号以及上扫频匹配滤波器(301)和下扫频匹配滤波器(303)的类型,判断出接收机收到的chirp信号是s1,s2,s3还是s4,G端口(317)符号、H端口(318)符号、上扫频匹配滤波器(301)和下扫频匹配滤波器(303)的类型与chirp信号之间的对应关系如表2所示;
步骤9:逆映射器(309)根据判决器(308)的判断,然后按照调制中的映射关系(如表1所示)的逆映射还原出信息比特,并串行输出。
步骤1至步骤8是完成了chirp信号(扫频信号)的识别,即是s1,s2,s3还是s4。
表2G端口符号、H端口符号、匹配滤波器类型和chirp信号的对应关系表
编号 | G端口符号 | H端口符号 | 上扫频匹配滤波器 | 下扫频匹配滤波器 | chirp信号 |
1 | 1 | 1 | m1 | m3 | s1 |
2 | 1 | 0 | m1 | m3 | s2 |
3 | 0 | 1 | m1 | m3 | s3 |
4 | 0 | 0 | m1 | m3 | s4 |
5 | 1 | 1 | m1 | m4 | s1 |
6 | 1 | 0 | m1 | m4 | s2 |
7 | 0 | 1 | m1 | m4 | s4 |
8 | 0 | 0 | m1 | m4 | s3 |
9 | 1 | 1 | m2 | m3 | s2 |
10 | 1 | 0 | m2 | m3 | s1 |
11 | 0 | 1 | m2 | m3 | s3 |
12 | 0 | 0 | m2 | m3 | s4 |
13 | 1 | 1 | m2 | m4 | s2 |
14 | 1 | 0 | m2 | m4 | s1 |
15 | 0 | 1 | m2 | m4 | s4 |
16 | 0 | 0 | m2 | m4 | s3 |
Claims (4)
1、一种用于Chirp超宽带通信***的调制方法,由发端的调制部分和收端的解调组成,其特征在于:调制部分为:将待调制的二进制数据流,按照两个比特一组分组,则每个四进制数的取值集合为D={11,10,01,00},然后按照一一对应关系将每个四进制数形式的信号通过转换电路变换成集合S={s1,s2,s3,s4}中所表示的信号,其中:s1表示初始相位为φ1的上扫频信号,扫频范围为f1~f2(f1<f2),s2表示初始相位为φ2的上扫频信号,扫频范围为f1~f2(f1<f2),s3表示初始相位为φ3的下扫频信号,扫频范围为f3~f4(f3>f4),s4表示初始相位为φ4的下扫频信号,扫频范围为f3~f4(f3>f4),s1,s2,s3,s4的扫频时间均为2比特数据的持续时间,且满足|φ2-φ1|=180°,|φ4-φ3|=180°,
解调部分为:先根据扫频信号模式和相位判断并检测出收到的信号是s1,s2,s3还是s4,然后按照调制中的映射关系的逆映射解调出信息比特,
2、根据权利要求1所述的一种用于Chirp超宽带通信***的调制方法,其特征在于:其调制过程由以下步骤组成:
步骤1:将串行的比特流通过缓冲或缓冲电路(101)按两个比特一组输出,
步骤2:缓冲或缓冲电路(101)输出的两个比特的单极性电信号通过极性转换或极性转换电路(102)转换成两个双极性符号或双极性电信号,且两个双极性符号或双极性电信号中,其中一个必须是0符号或0电平,另一个必须是非0符号或非0电平,例如11转换成10,10转换成-10;01转换成01,00转换成0-1,
步骤3:将两个双极性调制符号或电信号进行串/变换(103),即将一路串行信号变成两路并行符号流或电信号,每个双极性符号或双极性电信号的持续时间为2个比特的持续时间,
步骤4:分别将两路并行符号流中的每一路中的双极性符号或电信号与同脉冲产生过程或一脉冲产生器(104)产生的脉冲符号或脉冲信号相乘,该脉冲符号或脉冲信号的重复时间为2个比特的持续时间,
步骤5:将步骤4中所的得到一路乘积通过上扫频滤波器(107)得到一个上扫频Chirp信号,将步骤4中所的到另一路乘积通过下扫频滤波器(108)得到一个下扫频Chirp信号,
步骤6:将步骤5中得到的两个Chirp信号相加后合在一起,得到一个最终Chirp信号。
3、根据权利要求1所述的一种用于Chirp超宽带通信***的调制方法,其特征在于:调制过程由以下步骤组成:
步骤1:将串行比特流通过缓冲器(205)按两个比特一组分组,分组后的比特对取值为00、01、10或11,
步骤2:将步骤1所得到的每组比特去触发四选一选通器(206),选通器(206)的四个输入端是四个不同的chirp信号发生器(201,202,203,204)分别为s1,s2,s3和s4。
4、根据权利要求1所述的一种用于Chirp超宽带通信***的调制方法,其特征在于:其解调过程由以下步骤组成:
步骤1:将收到的基带信号分成两路输出,一路送给上扫频匹配滤波器h1(301),另一路送给下扫频匹配滤波器h2(303);其中上扫频滤波器h1是从m1和m2中选取,下扫频滤波器h2是从m3和m4中选取,
步骤2:匹配滤波器h1(301)的输出被采样器(302)采样,匹配滤波器h2的输出被采样器(304)采样,
步骤3:将采样器(302)的输出分成两路,一路送入幅度比较器(305)的A端口(310),另一路送入选通器(306)的E端口(314),将采样器(304)的输出分成两路,一路送入幅度比较器(305)的B端口(311),另一路送入选通器(306)的F端口(315),
步骤4:幅度比较器(305)比较A端口(310)和B端口(311)输出信号的幅度,如果A端口(310)的信号幅度大于等于B端口(311)的信号幅度,则幅度比较器(305)从C端口(312)输出控制信号“1”,从D端口(313)输出符号“1”,如果A端口(310)的信号幅度小于B端口(311)的信号幅度,则幅度比较器(305)从C端口(312)输出控制信号“0”,从D端口(313)输出符号“0”,
步骤5:从幅度比较器(305)的C端口(312)输出的信号输入到选通器(306)的控制端,从幅度比较器(305)的D端口(313)输出信号输入到判断器(308)的G端口(316)。
步骤6:选通器(306)根据从幅度比较器(305)送来的控制信号,选通E端口(314)的信号或F端口(315)的信号作为选通器(306)的输出并输入到符号判决器(308),控制选通E端口(314)或F端口(315)的方法为:如果从幅度比较器(305)送来的控制信号为“1”,则选通器(306)选择E端口(314)的信号作为输出信号;如果从幅度比较器(305)送来的控制信号为“0”,则选通器(306)选择F端口(315)的信号作为输出信号,
步骤7:符号判决器(307)判断输入信号的极性,如果输入信号的极性为正,则符号判决器输出符号“1”;如果输入信号极性是为负,则符号判决器(307)输出符号“0”,符号判决器(307)的输出信号输入到判断器(308)的H端口(317),
步骤8:判断器(308)根据分别从G端口(317)和H端口(318)接收到的两个符号以及上扫频匹配滤波器(301)和下扫频匹配滤波器(303)的类型,判断出接收机收到的chirp信号是s1,s2,s3还是s4,
步骤9:逆映射器(309)根据判断器(308)的判断结果,按照调制中的映射关系的逆映射还原出信息比特,并串行输出。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Family Applications (1)
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