CN101547178A - 宽带通信***中的线性化装置及线性化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带通信***中有记忆非线性放大器的线性化装置及线性化方法。其线性化过程是：使用频域修整器、时域修整器和自适应滤波器分别对传输信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，放大修整后的信号；将放大后的信号衰减至放大前电平并反馈，使用反馈信号和输入信号分别对滤波器抽头系数、时域查询表和频域查询表进行更新；重复上述步骤，不断更新频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，利用滤波器抽头系数更新值、时域信号修整器的修整值和频域信号修整器的修整值，对生成的传输信号再进行频域修整、时域修整和滤波处理，如此反复，实现宽带OFDM***中放大器线性化功能。本发明具有收敛速度快、收敛精度高，线性化程度高的优点。

Description

宽带通信***中的线性化装置及线性化方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及宽带正交频分复用OFDM***中的放大器线性化装置，可用于宽带通信***中放大器对有记忆非线性失真的消除。

背景技术

OFDM是现代通信***中的关键技术之一。它把高速的数据流通过串并变换，分配到速率相对较低的若干个子载波信道中进行传输。OFDM***具有频谱效率高，抗多径衰落等优点而备受关注，成为下一代无线通信***中的核心技术之一，很多协议如DVB，IEEE 802.11a都采用了OFDM作为主要调制传输技术。OFDM的基本原理是把高速的数据流通过串并变换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输，同时可以使用快速逆傅里叶变换来简化调制过程。为了区分OFDM调制前后的区间，将逆傅里叶变换之前，也就是OFDM调制之前的区间称为频域区间，而将逆傅里叶变换之后，也就是OFDM调制之后的区间称为时域区间。对信号进行OFDM调制可以视为将信号由频域变换到时域的变换过程。

OFDM信号是由多个子载波叠加组成的，根据中心极限定理，当子载波数目N较大的时候，OFDM基带信号可以近似认为是高斯过程，其相位服从均匀分布，而包络呈现瑞利分布。因此OFDM信号面临高峰均比，也就是调制后的OFDM信号可能出现峰值功率与平均功率相比很大的问题。由于一个大的峰值出现是不可预料的，因此要求后续的功率放大器有很高的动态范围来适应信号包络的变化幅度。

功率放大器是现代通信***的主要部件之一，常用的放大器包括固态功率放大器和行波管放大器。固态功率放大器是一种失真较小的放大器，但是其效率较低；而行波管放大器是一种效率高的放大器，非线性失真却相当的显著。通常，对于***我们更注重放大器的效率，因此非线性失真显著的放大器经常被使用，而针对放大器非线性失真的处理问题就搁上了研究的台面。

通常，放大器输入输出特性存在一个线性区间。一旦输入信号超出线性区间，放大器会呈现非线性的特性，对信号造成非线性失真的影响。当OFDM***变化范围较大的信号通过放大器时，会产生严重的非线性失真。同时，由于放大器存在一个输入饱和点。超过饱和点的输入信号，将无法进行放大处理。由于OFDM信号峰值的不确定性，其大小可能超过放大器的输入饱和点，造成饱和性失真。因此在OFDM***中，放大器需要很高的动态范围来适应信号的变化。由于其他大多数信号都远远小于这个峰值信号，所以使用大动态范围放大器会造成效率的浪费。

着眼于信号处理的方法是早期研究的热点方向。这种方法通过对传输信号进行处理，直接降低信号的峰均比，使大部分信号落入放大器线性区的一种技术。基于这种理论，目前提出了很多的方法，包括限幅，加窗，编码。

所谓限幅，就是把峰值幅度限制在预先设定的最大电平。这种方法因其简单易实现而曾被广泛使用。但是这种方法的缺点也非常明显的。由于大信号的失真，接收端的误码率和误符号率都会大大增加，同时输出信号的频谱增生非常严重。为了对抗这种失真，在限幅的基础上，又提出了加窗的方法。加窗是使用窗函数对限幅后的信号进行平滑处理的一种方法。加窗能在一定程度上降低频谱的带外增生，但是仍然存在误码率和误符号率过高的问题。

编码是另外一种针对信号的处理方法。编码技术是一种只将峰均比符合要求的信号送到发送端的方法。典型的码组有分组码、Reed-Muller码等。分组码仅适用于子载波很少的信道，实用性不强；Reed-Muller码是一种高效的编码方案，但是该编码方法对星座种类有限制，实用性有局限。

选择图(selected mapping，SLM)是当前工程应用中的一种常用技术。SLM技术使用D个统计独立的矢量Y_d表示相同的信息，然后选择峰均比最低的符号y_d进行传输。这D个独立的矢量Y_d由伪随机矢量旋转产生。该方法最初提出的D仅为2，后来发展成D可以取任意值。虽然SLM不对信号产生任何失真，而且随着D的个数增加，峰均比会逐渐得到改善，但是代价就是实现的造价和复杂度，因为它需要D个逆傅里叶变换处理。同时，发送端必须传递边信息，来通知接收端究竟使用了哪一组矢量Y_d。

除此之外，还有另外一类的峰均比降低技术，称为预失真线性化技术。预失真技术不是着眼于直接降低信号峰均比，而是通过预畸变传输信号，抵消放大器对信号的影响，对放大器的线性化区间进行放大，达到变相降低峰均比的作用。预失真是提高放大器效率的有效技术，常用的预失真技术有多项式预失真、曲线拟合预失真和数字查表法预失真。其中数字查表法预失真技术由于其灵活有效，易于实现的特点，成为预失真技术的主流技术。在多篇文章中涉及到数字查表法预失真技术的研究，Andrew S.Wright，Willem G.Durtler，“Experimentalperformance of an adaptive digital linearized power amplifier”IEEE Transactions onVehicular Technology，1992，41(4)：395-400，提出的一阶反馈环线性收敛的Rascal算法是其中比较有代表性的一种，在无记忆***中被证明是非常有效的。

传统的数字预失真研究都是基于无记忆放大器模型。放大器的无记忆是指其输出仅仅与当前的输入有关，而与之前的输入无关。当信号带宽远远小于放大器的输入带宽时，信号相当于一个窄带信号，此时认为***为无记忆***。但在宽带通信***中，随着信号带宽的增加，放大器的非线性失真呈现出记忆性。与无记忆放大器相比，有记忆的放大器的输出不仅仅与当前输入有关，还与之前的输入有关。Joel H.K.Vuolevi，Timo Rahkonen，和Jani P.A.Mannine，“measurementtechnique for characterizing memory effects in RF power amplifier.”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，vol.49，no.8.pp.1383-1389，aug.2001，对放大器的记忆性进行了研究，证明这种记忆性失真可以被视为频率选择性失真，这意味着信号的不同的频率分量造成的失真不同。传统的时域查表法预失真技术无法适用于宽带***，因此需要改进的方法来弥补放大器的非线性和记忆性失真对信号造成的影响。目前提出了很多关于有记忆情况下放大器的预失真技术，Pascale Jardin，Geneviève Baudoin，“Filter lookup table method for power amplifier linearization”.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2007，56(3)：1076-1087，简称FLUT，提出的滤波器查表法是其中性能较为突出的一种。图1是该方法的一个结构框图，该结构在串并变换模块和放大器模块之间串联时域预失真器和自适应滤波器，使用直接反馈信号来进行时域查询表更新；同时使用非直接反馈信号来进行滤波器抽头系数的更新。但是，由于该技术使用了与查询表数目相同组数的抽头系数，需要更新的抽头组数大大增加；同时使用了非直接学习结构进行滤波器抽头系数的更新，造成***收敛速度慢、收敛精度不高的缺点。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的缺点，提供一种宽带通信***中的线性化装置及其线性化方法，以提高收敛速度和收敛精度，从而提高整个***的性能。

为实现上述目的，本发明的线性化装置包括：

星座映射，串并变换模块、逆傅里叶变换模块、并串变换模块、放大器模块、衰减模块、串并变换模块、傅里叶变换模块、时域查表法模块和自适应滤波器模块，其中：串并变换与逆傅里叶变换之间连接频域信号修整器，在傅里叶变换之后连接频域查询表更新器，该更新器模块为频域信号修整器提供一个信号的修整值，对串并变换的输出信号进行修整；频域查询表更新器和时域查询表更新器之间，连接串并变换和傅里叶变换，该串并变换将信号由串行转变为并行，为傅里叶变换提供一个并行的信号，傅里叶变换为频域查询表更新器提供频域的反馈信号。

所述的频域信号修整器包括地址索引、幅度查询表、相位查询表、信号修整器，串并变换的输出信号通过地址索引输出幅度查询表和相位查询表的查询地址，幅度查询表和相位查询表使用该查询地址分别为信号修整器提供用以修整信号的幅度值和相位值。

所述的频域查询表更新器，使用串并变换的输出信号和傅里叶变换的输出信号，分别向幅度查询表和相位查询表输出对应查询地址的表项更新值。

为实现上述目的，本发明的线性化方法，包括如下步骤：

(1)对频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数进行初始化；

(2)利用频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，分别对传输信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，得到修整后的信号；

(3)修整后的信号经过放大后分为两路，一路送入信道发射，另一路衰减至放大前的电平后反馈，使用输入信号和反馈信号分别对滤波器抽头系数、时域查询表和频域查询表进行更新，得到滤波器抽头系数更新值、时域信号修整器的修整值和频域信号修整器的修整值；

(4)再次生成传输信号，使用更新后的频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，分别对信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，使修整后的信号更好的呈现放大器记忆非线性失真的逆特性，进一步抵消放大器的记忆非线性失真；

(5)重复步骤(4)，不断更新频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，并对生成的传输信号再进行频域修整、时域修整和滤波处理，直到衰减后的反馈信号星座点与发送信号星座点之间均方误差小于10-3，实现宽带通信***中有记忆非线性放大器的线性化功能。

本发明由于采用了频域预失真器、时域预失真器和自适应滤波器的联合使用方法，可以消除放大器的记忆非线性失真，因而当信道是一个有噪声的信道时，当信道信噪比大小相同时，其接收端接收信号的误码率性能更好；同时由于本发明在频域增加了预失真器，抑制了发送端的发送信号频谱带外增生，使发送信号频谱的旁瓣更低，对相邻信道的传输信号影响更小；此外由于本发明简化了时域滤波器抽头系数更新方法和结构，减少了抽头系数的更新数目，因此整个装置由开始运行到收敛，放大器失真消除的速度大大提高。

附图说明

图1是已有的消除放大器有记忆非线性失真装置结构框图；

图2是本发明装置的结构框图；

图3是本发明装置中频域预失真器的结构图；

图4是本发明方法的流程图；

图5是本发明方法与已有方法的接收端星座图对比图；

图6是本发明方法与已有方法的发送端信号频谱比较图；

图7是本发明方法与已有方法学习曲线比较图；

图8是本发明方法与已有方法的误码率曲线比较图。

具体实施方式

参照图2，本发明装置由星座映射器111、串并变换器101、频域信号修整器102A、频域查询表更新器102B、逆傅里叶变换器103、并串变换器104、时域信号修整器105A、时域查询表更新器105B、时域自适应滤波器106A、抽头系数更新器106B、放大器109、衰减器110、并串变换器107和傅里叶变换器108组成。其中：

在星座映射器111后连接串并变换器101，该串并变换器101将串行信号转变为并行信号。频域信号修整器102A连接在串并变换器101和逆傅里叶变换器103之间，该频域信号修整器102A接收串并变换器101输出的并行信号，依据输入信号在幅度查询表和相位查询表中查找对应该输入信号地址的幅度修整值和相位修整值，得到修整值后对输入信号进行频域修整，为逆傅里叶变换器103输出经过频域修整后的信号；在傅里叶变换器103之后连接频域查询表更新器102B，傅里叶变换器103的输出信号和串并变换器101的输出信号送入该频域查询表更新器102B，为频域信号修整器102A的幅度查询表和相位查询表分别输出幅度更新值和相位更新值。

时域信号修整器105A连接在并串变换器104和自适应滤波器106A之间，该时域信号修整器105A对并串变换器104输出的信号进行时域修整处理；在衰减器110后连接时域查询表更新器105B，衰减器110的输出信号和并串变换104的输出信号送入更新器，为时域信号修整器105A输出查询表的更新值。

自适应滤波器106A连接在时域信号修整器105A和放大器109之间，该自适应滤波器106A对时域信号修整器105A的输出信号进行滤波处理，并将经过滤波处理后的信号输出到放大器109；在衰减器110后连接抽头系数更新器106B，衰减器110的输出信号和时域信号修整器105A的输出信号送入抽头系数更新器106B，为自适应滤波器106A输出抽头系数的更新值。

经过滤波处理后的信号输出到放大器109。放大器109对该输出信号进行放大处理，并将放大后的信号分为两路，一路送入信道进行传输，同时另一路送入衰减器110。衰减器110将放大后的信号电平降至放大前的电平，并将降低电平后的信号作为反馈信号同时传输给抽头系数更新器106B、时域查询表更新器105B和串并变换器107。串并变换器107将输入的反馈信号变为并行信号，并通过傅里叶变换器108，输出得到频域的反馈信号。频域查询表更新器102B使用频域反馈信号和输入信号，分别对频域幅度查询表和相位查询表进行更新。时域查询表更新器105B使用输入信号和传输给该时域查询表更新器的反馈信号，对时域查询表进行更新，抽头系数更新器106B使用输入信号和传输给该抽头系数更新器的反馈信号，对滤波器的抽头系数进行更新。

当再次生成传输信号后，该信号经过更新后的频域修整处理、时域修整处理和滤波处理后，能更好的呈现放大器记忆非线性失真的逆特性，消除放大器的失真对信号的影响。随着传输信号不断生成，频域查询表、时域查询表与滤波器的抽头系数最终趋于稳定不变，此时经过频域修整处理、时域修整处理和滤波处理后的信号呈现出放大器记忆非线性失真的逆特性，消除放大器的失真。

参照图4，本发明方法包括如下步骤：

步骤1，对输入信号进行频域修整，并对频域查询表进行更新。

1.1 对频域查询表进行初始化处理，其中幅度查询表初始化为全1，相位查询表初始化为全0；

1.2 被传输信号生成之后，通过数字调制后变换为并行信号并分配到各个子载波上，进行频域信号修整处理。针对输入信号，确定其子载波序号k和映射星座点编号i，将[k，i]作为查询地址，在幅度查询表和相位查询表中查找对应输入信号地址[k，i]的信号幅度修整值和相位修整值；在得到幅度和相位的修整值之后，采用如下公式得到修整后的信号

${\mathrm{Sf}}_{k,i}^{\′}=[{\mathrm{Ha}}_{k,i}\·\exp (j\·{\mathrm{Hp}}_{k,i})]\·{\mathrm{Sf}}_{k,i}$

其中，Sf_k，i是[k，i]位置的输入信号，Ha_k，i为对应查询地址[k，i]的幅度查询表值，Hp_k，i为对应查询地址[k，i]的相位查询表值，j为虚数符号；

1.3 衰减后的反馈信号经过傅里叶变换后，得到频域的反馈信号，频域查询表更新器使用该反馈信号Ff和输入信号Sf，对频域查询表按如下步骤进行更新：

1.3.1 定义幅度误差函数

和相位误差函数

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{k,i}^{\mathrm{scale}}=\left|{\mathrm{Ff}}_{k,i}\right|-\left|{\mathrm{Sf}}_{k,i}\right|\\ e_{k,i}^{\mathrm{rotate}}=\arg \left({\mathrm{Ff}}_{k,i}\right)-\arg \left({\mathrm{Sf}}_{k,i}\right)\end{array}\right.$

其中Sf_k，i表示输入信号，k为子载波的序号，i为映射星座点的编号，Ff_k，i为对应Sf_k，i的频域反馈信号；

1.3.2 利用定义的幅度误差函数和相位误差函数，对幅度查询表和相位查询表按如下公式进行更新：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Ha}}_{k,i}^{\mathrm{new}}={\mathrm{Ha}}_{k,i}^{\mathrm{old}}+\mathrm{\μ}\·\mathrm{sign}\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)\·{\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)}^2\\ {\mathrm{Hp}}_{k,i}^{\mathrm{new}}={\mathrm{Hp}}_{k,i}^{\mathrm{old}}+\mathrm{\μ}\·\mathrm{sign}\left(e_{k,i}^{\mathrm{rotate}}\right)\·{\left(e_{k,i}^{\mathrm{rotate}}\right)}^2\end{array}\right.$

其中Ha_k，i为第[k，i]位置的幅度查询表值，Hp_k，i为第[k，i]位置的相位查询表值，上标old表示更新前的值，new表示更新后的值，μ表示更新步长，sign()是符号函数，具体为：

$\mathrm{sign}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x\&GreaterEqual;0\\ -1& x<0\end{array}\right.;$

1.3.3 利用得到的幅度查询表更新值

和相位查询表更新值

得到频域查询表对应查询位置[k，i]的更新值为：

$H_{k,i}={\mathrm{Ha}}_{k,i}^{\mathrm{new}}\&CenterDot;\exp (j\&CenterDot;{\mathrm{Hp}}_{k,i}^{\mathrm{new}})$

其中j为虚数符号。

步骤2，对并串变换后输出的已调信号做时域修整，并对时域查询表进行更新。

2.1 将时域查询表初始化为全1；

2.2 对输入信号，依据信号的幅度采用如下公式确定查询地址add：

$\mathrm{add}=\mathrm{ceil}\left(\frac{\left|\mathrm{St}\right|\&CenterDot;{\mathrm{tab}}_{\mathrm{num}}}{{\max }_S}\right)$

其中，|St|表示输入信号St的幅度，tab_num表示所使用查询表的大小，max_s表示所允许输入的信号的最大值，该值通常是由放大器的饱和点决定的，ceil()函数是一个朝无穷大方向取整的函数，该函数保证取得的地址是一个整数。

2.3 确定查询地址之后，在时域查询表中查找对应位置的修整值，并对输入信号，采用如下公式进行修整：

${\mathrm{St}}_{\mathrm{add}}^{\&prime;}={\mathrm{Rt}}_{\mathrm{add}}\&CenterDot;{\mathrm{St}}_{\mathrm{add}}$

其中St_add表示对应的地址add的输入信号，而Rt_add表示在查询表中查寻地址为add的信号修整值，

表示输入信号St_add经过时域修整后的输出信号。

2.4 时域查询表更新器使用输入信号St和衰减后的反馈信号Ft，采用如下公式对时域查询表进行更新：

${\mathrm{Rt}}_{\mathrm{add}}^{\mathrm{new}}={\mathrm{Rt}}_{\mathrm{add}}^{\mathrm{old}}(1-\mathrm{\&sigma;}\frac{{\mathrm{Ft}}_{\mathrm{add}}-{\mathrm{St}}_{\mathrm{add}}}{{\mathrm{Ft}}_{\mathrm{add}}})$

其中σ是更新的步长，St_add表示对应查询地址add的输入信号，Ft_add表示对应输入St_add的反馈信号，Rt_add表示对应查询地址add的查询表修整值，上标old和new分别代表更新前和更新后的值。

步骤3，对经过时域修整处理后的信号进行滤波处理，并对滤波器的抽头系数进行更新。

3.1 将滤波器的抽头系数初始化，第一个抽头w₁初始化为1，其余抽头均初始化为0；

3.2 自适应滤波器接收时域信号修整器的输出信号，并对该信号采用如下公式进行滤波：

${\mathrm{Sw}}_n^{\&prime;}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Sw}}_{n-i+1}{w}_i$

其中，

是滤波器第n时刻的输出信号，Sw_n-i+1表示第n-i+1时刻的输入信号，w_i表示滤波器第i个抽头的抽头系数，N表示滤波器抽头的总数目；

3.3 抽头系数更新器使用衰减后的反馈信号Fw和输入信号Sw，采用如下公式对滤波器的抽头系数进行更新：

$w_i^{\mathrm{new}}=w_i^{\mathrm{old}}+\mathrm{\&delta;}({\mathrm{Sw}}_n-{\mathrm{Fw}}_n){({\mathrm{Sw}}_{n-i+1}+\mathrm{\&lambda;}\&CenterDot;{\mathrm{Sw}}_{n-i})}^{*}$

其中Sw_n表示第n时刻更新器的输入信号，Fw_n表示对应输入Sw_n的反馈信号，w_i表示滤波器第i个抽头的抽头系数，上标old与new分别代表更新前的值与更新后的值，δ是更新步长，λ是对放大器记忆效应的估计值，*运算是共轭运算符号。

步骤4，再次生成传输信号，使用更新后的频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，分别对信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，使修整后的信号更好的呈现放大器记忆非线性失真的逆特性，进一步消除放大器失真带来的影响；

步骤5，重复步骤4，随着传输信号的不断生成，不断更新频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，并对生成的传输信号再进行频域修整、时域修整和滤波处理，直到衰减后的反馈信号星座点与发送信号星座点之间均方误差小于10^-3，使频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数最终趋于稳定，生成的传输信号再进行频域修整、时域修整和滤波处理，利用处理后的信号所呈现的放大器记忆非线性失真这种逆特性，抵消放大器的记忆非线性失真，实现宽带通信***中有记忆非线性放大器的线性化功能。

本发明的效果可通过以下仿真实验条件进一步说明：

1.仿真实验条件

仿真中采用8倍过采样的2048点子载波OFDM***，信号的星座映射方式为功率归一化的16QAM方形映射，频域查询表更新器中更新步长μ＝10^-2；时域查询表采用与子载波数目大小相同的查询表，时域查询表更新器中的更新步长σ＝10^-3；自适应滤波器采用5抽头的FIR滤波器结构，抽头系数更新器中的更新步长δ＝0.4，记忆效应估计值λ＝0.2。

2.仿真结果

在理想信道条件下，对接收端星座图进行仿真的结果，如图5所示，其中图5a是文献方法在理想信道条件下接收端的星座图，图5b是本发明方法在理想信道条件下接收端的星座图。从图5a与图5b的对比可以看出，现有的FLUT方法在消除了放大器记忆非线性失真后，接收端信号星座点仍有一定的扩散和扭曲；而本发明方法在消除放大器记忆非线性失真后，接收端信号星座点收敛在理想位置上。

在理想信道条件下，对发送端信号频谱进行仿真的结果如图6所示。从图6可以看出，本发明方法比已有的FLUT方法带外衰减高2dB左右，对邻接信道的影响更小；

为比较收敛速度和收敛精度，对本发明方法和已有的FLUT方法的学习曲线进行仿真，该学习曲线是指衰减后的反馈信号与传输信号星座点间均方误差随着迭代次数增多而变化的曲线，如图7所示。从图7可以看出，本发明方法学习曲线稳定后的误差更小，提高了收敛精度，并且比已有的FLUT方法更快地达到稳定，提高了收敛速度。

在高斯白噪声信道条件下，对误码率性能进行仿真的结果如图8所示，图8中上方的曲线为已有FLUT方法的信噪比-误码率曲线，下方的曲线为本发明方法的信噪比-误码率曲线图。从图8可以看出，本发明方法的误码率性能高于已有FLUT方法的误码率性能，在误码率为10^-5时，信噪比提高0.6dB左右。

Claims (8)

1.一种宽带通信***中的线性化装置，包括星座映射(111)，串并变换模块(101)、逆傅里叶变换模块(103)、并串变换模块(104)、放大器模块(109)、衰减模块(110)、串并变换模块(107)、傅里叶变换模块(108)、时域查表法模块(105)和自适应滤波器模块(106)，其特征在于：

串并变换(101)与逆傅里叶变换(103)之间连接频域信号修整器(102A)，在傅里叶变换(108)之后连接频域查询表更新器(102B)，该更新器模块为频域信号修整器(102A)提供一个信号的修整值，对串并变换(101)的输出信号进行修整；

频域查询表更新器(102B)和时域查询表更新器(105B)之间，连接串并变换(107)和傅里叶变换(108)，该串并变换(107)将信号由串行转变为并行，为傅里叶变换(108)提供一个并行的信号，傅里叶变换(108)为频域查询表更新器(102B)提供频域的反馈信号。

2.根据权利要求1所述的线性化装置，其特征在于：频域信号修整器(102A)包括地址索引(201)、幅度查询表(203)、相位查询表(204)、信号修整器(202)，串并变换(101)的输出信号通过地址索引(201)输出幅度查询表(203)和相位查询表(204)的查询地址，幅度查询表(203)和相位查询表(204)使用该查询地址分别为信号修整器(202)提供用以修整信号的幅度值和相位值。

3.根据权利要求1所述的线性化装置，其特征在于：串并变换(101)的输出信号和傅里叶变换(108)的输出信号通过频域查询表更新器(102B)，分别向幅度查询表(203)和相位查询表(204)输出对应查询地址的表项更新值。

4.一种宽带通信***中的线性化方法，包括如下步骤：

4a.对频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数进行初始化；

4b.利用频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，分别对传输信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，得到修整后的信号；

4c.修整后的信号经过放大后分为两路，一路送入信道发射，另一路衰减至放大前的电平后反馈，使用输入信号和反馈信号分别对滤波器抽头系数、时域查询表和频域查询表进行更新，得到滤波器抽头系数更新值、时域信号修整器的修整值和频域信号修整器的修整值；

4d.再次生成传输信号，使用更新后的频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，分别对信号进行频域修整、时域修整和滤波处理，使修整后的信号更好的呈现放大器记忆非线性失真的逆特性，进一步抵消放大器的记忆非线性失真；

4e.重复步骤4d，不断更新频域查询表、时域查询表和滤波器抽头系数，并对生成的传输信号再进行频域修整、时域修整和滤波处理，直到衰减后的反馈信号星座点与发送信号星座点之间均方误差小于10^-3，实现宽带通信***中有记忆非线性放大器的线性化功能。

5.根据权利要求4所述的线性化方法，其中所述的对信号进行滤波处理，采用如下公式进行：

${\mathrm{Sw}}_n^{\&prime;}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Sw}}_{n-i+1}{w}_i$

其中，

是滤波器第n时刻的输出信号，Sw_n-i+1表示滤波器第n-i+1时刻的输入信号，w_i表示滤波器第i个抽头的抽头系数，N表示滤波器抽头的总数目。

6.根据权利要求4所述的线性化方法，其中所述的频域信号修整，采用如下公式进行：

${\mathrm{Sf}}_{k,j}^{\&prime;}=H_{k,i}\&CenterDot;{\mathrm{Sf}}_{k,i}$

其中

是经过修整后的信号，Sf_k，i是[k，i]位置的输入信号，H_k，i是[k，i]位置的频域信号修整值。

7.根据权利要求4所述的线性化方法，其中所述的对滤波器抽头系数更新，采用如下公式进行：

$w_i^{\mathrm{new}}=w_i^{\mathrm{old}}+\mathrm{\&delta;}({\mathrm{Sw}}_n-{\mathrm{Fw}}_n){({\mathrm{Sw}}_{n-i+1}+\mathrm{\&lambda;}\&CenterDot;{\mathrm{Sw}}_{n-i})}^{*}$

其中Sw_n表示第n时刻更新器的输入信号，Fw_n表示对应输入Sw_n的反馈信号，wi表示滤波器第i个抽头的抽头系数，上标old与new分别代表更新前的值与更新后的值，δ是更新步长，λ是对放大器记忆效应的估计值，*运算是共轭运算符号。

8.根据权利要求4所述的线性化方法，其中所述的对频域查询表更新，按如下步骤进行：

8a.定义幅度误差函数

和相位误差函数

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{k,i}^{\mathrm{scale}}=\left|{\mathrm{Ff}}_{k,i}\right|-\left|{\mathrm{Sf}}_{k,i}\right|\\ e_{k,l}^{\mathrm{rotate}}=\arg \left({\mathrm{Ff}}_{k,i}\right)-\arg \left({\mathrm{Sf}}_{k,i}\right)\end{array}\right.$

其中Sf_k，i表示输入信号，k为子载波的序号，i为映射星座点的编号，Ff_k，i为对应Sf_k，i的频域反馈信号；

8b.利用8a定义的幅度误差函数和相位误差函数，对幅度查询表和相位查询表按如下公式进行更新：

$\left\{\begin{array}{c}H{a}_{k,i}^{\mathrm{new}}=H{a}_{k,i}^{\mathrm{old}}+\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)\&CenterDot;{\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)}^2\\ H{p}_{k,i}^{\mathrm{new}}=H{p}_{k,i}^{\mathrm{old}}+\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\mathrm{sign}\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)\&CenterDot;{\left(e_{k,i}^{\mathrm{scale}}\right)}^2\end{array}\right.$

其中Ha_k，i为第[k，i]位置的幅度查询表值，Hp_k，i为第[k，i]位置的相位查询表值，上标old表示更新前的值，new表示更新后的值，μ表示更新步长，sign()是符号函数，具体为：

$\mathrm{sign}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x\&GreaterEqual;0\\ -1& x<0\end{array}\right.;$

8c.利用8b得到的幅度查询表更新值和相位查询表更新值

得到频域信号修整值H_k，i为：

$H_{k,i}={\mathrm{Ha}}_{k,i}^{\mathrm{new}}\&CenterDot;\exp (j\&CenterDot;{\mathrm{Hp}}_{k,i}^{\mathrm{new}})$

其中j为虚数符号。

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