CN101534146A - 数据中继装置、通信装置及数据中继方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数据中继装置、通信装置以及数据中继方法。该数据中继装置用于对在第一通信装置与第二通信装置之间双向传送的数据进行中继，该数据中继装置包括：第一符号串生成器，该第一符号串生成器被设置为根据第一调制方法而由传送自所述第二通信装置的第一数据生成第一符号串；第二符号串生成器，该第二符号串生成器被设置为根据第二调制方法而由传送自所述第一通信装置的第二数据生成第二符号串；以及合并单元，该合并单元被设置为通过对所述第一符号串的第一符号及所述第二符号串的第二符号计算异或，来对所述第一符号与所述第二符号进行合并，以生成要被多播传送给所述第一通信装置及所述第二通信装置的第三符号串。

Description

数据中继装置、通信装置及数据中继方法

技术领域

这里所述的本发明的各个方面涉及数据中继装置、数据中继方法及接收中继数据的通信装置。

背景技术

在多个通信装置之间传送数据的最简单的方法是直接地从一个通信装置向另一通信装置传送数据。然而，这种方法使用较高发射功率来保证该无线通信的质量，例如，当在BS(基站)与MS(移动台)之间进行无线通信时，其结果是增大了功耗。另选的是，可以减小无线小区的大小。然而，基站BS的数量将会增大，并且最终增大***建设成本。

因此，在各个通信装置之间设置中继站。以下，将描述当在BS与MS之间设置有中继站(RS)并且在基站(BS)与移动台(MS)之间进行两跳(two-hop)传输时所采用的中继方法。

图11A是示出中继方法的示例的图。这种中继方法使用以下四个阶段来在BS与MS之间双向地传送数据。更具体地说，在第一阶段(P-1)，BS向RS传送承载有数据的信号。在第二阶段(P-2)，RS将该信号传送给MS。在第三阶段(P-3)，MS向RS传送承载有数据的信号。在第四阶段(P-4)，RS将该信号传送给BS。在这种中继方法中，采用了4个具有正交关系的通信资源。

图11B是示出中继方法的示例的图。这种中继方法需要以下3个阶段来在BS与MS之间双向地传送信号。更具体地说，在第一阶段(P-1)，BS经由链路D1向RS传送信号S1。在第二阶段(P-2)，MS经由链路D2向RS传送信号S2。在第三阶段(P-3)，RS对信号S1及S2进行解码，计算经解码数据的各个相应比特对的异或(XOR)，以将其合并。之后，RS基于合并的数据与调制方法相对应地生成符号，并且将计算结果多播传送给BS及MS。这种中继方法是“DF(Decode-and-Forward，解码及转发)中继”。

在DF中继中，采用了三个正交通信资源。在逻辑上，与图11A所示的中继方法相比，两跳通信的吞吐量最大可以提高33％，并且随着跳转数量的增大，吞吐量可以接近翻番。

图12示出用于对RS经由多个通信链路所接收的各个信息进行合并并且用于传送该合并结果的网络编码部的设置。如图所示，该网络编码部包括XOR单元1、报头添加单元2、CRC(循环冗余校验)单元3、FEC(前向纠错)单元4及调制单元5(例如，参见R.Ahlswede，N.Cai，S.Y.R.Li and R.W.Yeung，“Network information flow”，IEEE Transactionson Information Theory，Vol.46，No.4，pp1204-1216，July2000)。

XOR单元1计算多个解码数据的各个比特对(即比特串对)的XOR，以生成多播数据。报头添加单元2向XOR单元1的输出添加报头。CRC单元3向报头添加单元2的输出添加用于在接收侧进行检错的CRC比特。FEC单元4对CRC单元3的输出执行纠错编码，例如turbo编码。调制单元5基于FEC单元4的输出与调制方法相对应地对符号进行调制。

在DF中继中，RS对各个比特对进行XOR运算(逐比特运算)，以生成多播数据。因此，通过对多播数据与由BS传送给RS的数据进行XOR运算，该BS可以获取从MS传送的数据。类似地，通过对多播数据与由MS传送给RS的数据进行XOR运算，该MS可以获得从BS传送的数据。通过这种方式可以实现双向通信。此外，在“Coded bi-directionalrelaying”(written by P.Larsson，N.Johansson，K.E.Sunell，the5thScandinavian WS on Wireless Ad-Hoc Networks(AdHoc′05)，Stockholm，Sweden，May 2005)中，也描述了DF中继。

图11C是示出根据现有技术的另一中继方法的图。在这个中继方法中，在以下两个阶段中在BS与MS之间双向地传送信号。更具体地说，在第一阶段，同时进行从BS到RS的信号传送以及从MS到RS的信号传送。在第二阶段，RS对信号(该信号包括彼此之间的干扰)进行放大，该信号是通过对在空间中同时从BS及MS传送的信号进行合并而获得的信号，并且RS将经过放大的信号多播传送给BS和MS。此时，RS不对要传送的接收信号进行解码。这种中继方法是AF(Amplify-and-Forward，放大及转发)中继。

AF中继采用两个正交的通信资源。在逻辑上，AF中继的吞吐量最大可以是图11A所示的中继方法的吞吐量的两倍。此外，在“Wirelessnetwork coding by amplify-and-forward for bi-directional traffic flows”(written by P.Popovsiki，and H.Yomo，IEEE Communications Letters，Vol.11，No.1，pp16-18，January 2007)中，也描述了AF中继。

然而，图11A到图11C所示的中继方法的特征如图13所概括。由于在传统的中继方法中对各个阶段进行独立控制，所以链路的可靠性及通信的现有(classical)灵活度(自由度)都较高。然而，由于在这种中继方法中各个阶段的数量增大，所以吞吐量减小，结果导致通信效率下降。这里，“通信的灵活度”是指对数据传送调制方案及编码率(coderate)进行选择的自由度。

在上述DF中继中，从两条链路接收各个数据。通过对从解码接收数据而得到的并且比特数量相同的两个比特串计算XOR(逐比特)，来对这两个比特串进行合并、以生成一个比特串，然后，通过划分这个比特串，来基于具有特定数量的比特的符号进行与具体调制方法对应的调制。因此，在向BS及MS多播传送比特串D3时选择一种调制方案。例如，虽然从RS到BS的传送最高可以使用16QAM(16正交幅度调制)，并且从RS到MS的传送最高可以使用QPSK(四相相移键控)，但是在这两个传送中都选择了QPSK，以满足这两个传送的传送要求。

更具体地说，当链路对的通信质量不平衡(unbalanced)时，经由具有优选通信质量的链路的数据传送受限于具有非优选通信质量的链路的数据通信。也就是说，通信灵活度下降。

上述AF中继并不具有通信灵活度。另外，由于在具有大量噪声的环境中，这些噪声在RS中也被放大，所以通信性能明显下降。虽然例如引入DNF(Denoise-and-Forward，去噪及转发)中继方法来降低这个问题的严重程度，但是引入DNF中继方法也使得RS的设置更加复杂。

发明内容

因此，在一个方面，本发明的一个实施方式的目的是提高通信灵活度。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于对在第一通信装置与第二通信装置之间双向传送的数据进行中继的数据中继装置，该数据中继装置包括：第一符号串生成器，该第一符号串生成器被设置为根据第一调制方法而由传送自所述第二通信装置的第一数据生成第一符号串；第二符号串生成器，该第二符号串生成器被设置为根据第二调制方法而由传送自所述第一通信装置的第二数据生成第二符号串；以及合并单元，该合并单元被设置为通过对所述第一符号串的第一符号及所述第二符号串的第二符号计算异或，来对所述第一符号与所述第二符号进行合并，以生成要被多播传送给所述第一通信装置及所述第二通信装置的第三符号串。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于对由利用网络编码的数据中继装置中继传送的多播数据进行接收的通信装置，该通信装置包括：解码器，该解码器被设置为通过使用从所述通信装置传送给所述数据中继装置的传送数据对各个符号对计算异或，来对由所述数据中继装置生成的所述多播数据进行解码，以获取接收数据。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于对在第一通信装置与第二通信装置之间双向传送的数据进行中继的数据中继方法，该数据中继方法包括以下步骤：根据第一调制方法而由传送自所述第二通信装置的第一数据生成第一符号串；根据第二调制方法而由传送自所述第一通信装置的第二数据生成第二符号串；通过对所述第一符号串的第一符号及所述第二符号串的第二符号计算异或，来对所述第一符号与所述第二符号进行合并，以生成第三符号串；向所述第一通信装置及所述第二通信装置多播传送基于所述第三符号串的数据；由所述第一通信装置及所述第二通信装置来接收由所述数据中继装置多播传送的所述第三符号串；由所述第一通信装置使用所述第一数据来对所接收的第三符号串进行解码；以及由所述第二通信装置使用所述第二数据来对所接收的第三符号串进行解码。

通过权利要求书中具体指出的单元及组合来实现和获得本发明的目的和优点。

应当理解的是，上述一般描述和随后的详细描述是示例性和说明性的，而不是对要求保护的本发明的限制。

附图说明

图1是根据一个实施方式的中继站的网络编码部的设置示例的图；

图2是由每符号(each-symbol)XOR单元对各对符号进行的XOR运算的示例(1)；

图3是由每符号XOR单元对各对符号进行的XOR运算的示例(2)；

图4示出编码率为1/2的QPSK调制的块错误率BLER相对于符号噪声比(Es/NO)；

图5是网络解码部的设置示例的图；

图6A到图6C是示出星座互换(constellation swapping)的示例的图(1)；

图7A到图7C是示出星座互换的示例的图(2)；

图8A到图8C是示出星座互换的示例的图(3)；

图9示出仿真得到的吞吐量的比较结果；

图10是示出根据一个实施方式的中继方法与根据现有技术的多个中继方法之间的比较的表；

图11A到图11C是用于示出在基站与移动台之间的中继方法的说明性图；

图12是示出在中继站中用于进行网络编码的网络编码部的设置的框图；

图13是示出根据现有技术的多个中继方法之间的比较的表；

图14是示出频谱效率(没有重叠(overlapping))的图；以及

图15是示出频率效率(具有重叠)的图。

具体实施方式

下面参照附图，来描述用于实现本发明所涉及的数据中继装置、数据中继方法及通信装置的实施方式。

在实施方式中，假设中继装置针对多个接收比特串中的各个接收比特串而生成与各个调制方法相对应的符号数据，并且将这些多个符号数据进行合并。按照这种设置，针对这些多个比特串中的各个比特串生成符号数据。当用户希望针对各个符号数据采用不同的调制方案时，这种设置使得能够根据不同的调制方法(方案)来针对这些多个比特串中的各个比特串生成符号数据。

[实施方式]

首先，描述根据本实施方式的中继站的网络编码部。图1是根据本实施方式的中继站的网络编码部的设置示例。如图1所示，该网络编码部包括报头添加单元2a和2b、CRC(循环冗余校验)单元3a和3b(检错编码器)、FEC(前向纠错)单元4a和4b(纠错编码器)、符号串生成单元6a和6b(符号串生成器)、每符号XOR单元7(异或计算单元)、MCS(调制及编码方案)确定单元8(调制及编码方法确定单元)、以及调制单元9(调制器)。

报头添加单元2a和2b分别向从移动台及基站传送并由该中继站解调的比特串B1及B2添加报头。CRC单元3a和3b分别向报头添加单元2a和2b的输出添加用于在接收侧进行检错的CRC比特。FEC单元4a和4b执行纠错编码，例如turbo编码。可以分别将用于在接收侧进行纠错的FEC比特添加到CRC单元3a和3b的输出。

符号串生成单元(符号串生成器)6a和6b分别基于由MCS确定单元8所确定的在中继站与基站之间的链路以及在中继站与移动台之间的链路的调制方法和/或编码方法，根据输出自FEC单元4a和4b的比特串来生成符号串。

每符号XOR单元7对由符号串生成单元6a和6b生成的符号串的各个符号对进行XOR运算，以生成多播符号。由符号串生成单元6a生成的符号S1具有M0个比特，而由符号串生成单元6b生成的符号S2具有M1个比特。更具体地说，分别将符号S1和S2表示为：{α_0，0，α_0，1，...，α_0，M0-1}和{α_1，0，α_1，1，...，α_1，M1-1}。这里，α_n，m＝{0，1}，并且n＝0，1。另外，将多播符号表示为{β₀，β₁，...，β_M-1}，其中M＝Max(M0，M1)。

在这种情况下，得到：

${\mathrm{\β}}_m=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_{0,m}\mathrm{XOR}{\mathrm{\α}}_{1,m}& m=\mathrm{0,1},\·\·\·,\min (M0,M1)-1\\ {\mathrm{\α}}_{n,m}& m=\min (M0,M1),\·\·\·\max (M0,M1)-1\end{array}\right.\·\·\·\left(1\right)$

如果M0大于M1(M0>M1)，则n等于0(n＝0)。否则，n等于1(n＝1)。将多播符号{β₀，β₁，...，β_M-1}映射到星座图(信号星座图)，其调制阶数等于log₂max(M0，M1)。

图2和图3示出了由每符号XOR单元7对每个符号对进行的XOR运算的示例。更具体地，图2示出了在两个16QAM符号之间的XOR运算，而图3示出了在QPSK符号与16QAM符号之间的XOR运算。由于图2中的两个符号的比特长度相同，所以对这两个符号的各个比特对进行XOR运算。也就是说，使用S1的16QAM符号的第一(第二、第三、第四)比特以及S2的16QAM符号的第一(第二、第三、第四)比特进行XOR运算。由于图3中的两个符号的比特长度不同，所以对这两个符号的开始两个比特对进行XOR运算，而较长符号的其余两个比特则按照原样使用。例如，使用S1的QPSK符号的第一(第二)比特和S2的16QAM符号第一(第二)比特进行XOR运算，而S2的16QAM的第三及第四比特不用于XOR运算。

每符号XOR单元7按照这种方式来针对各个符号对进行XOR运算，以生成多播符号，由此能够克服DF中继的缺点，即，通信质量受限于具有非优选通信质量的路径的数据传送。另外，可以将多播符号的调制阶数调节到两个符号的较高调制阶数。

当两个符号之间的调制阶数不同时，每符号XOR单元7从MSB(最高有效位)开始进行XOR运算，由此保证具有较低调制阶数的符号的较高质量。也可以使用LSB比特或者其它比特来进行XOR运算，而不使用MSB。

MCS确定单元8根据中继站与基站之间的链路(以下称为“中继站—基站链路”)的频谱效率以及中继站与移动台之间的链路(以下称为“中继站—移动台链路”)的频谱效率，来确定MSC(调制及编码方案)。更具体地说，MCS确定单元8按照以下方式来确定调制及编码方案。

分别将中继站—基站链路的频谱效率以及中继站—移动台链路的频谱效率表示为C_(BS)k1，k2(ΓBS)和C_(MS)k1.k3(ΓMS)，这些频谱效率分别是这些链路的SINR(信号与干扰加噪声功率比)ΓBS和ΓMS的函数。这里，k1和k2分别是发送调制阶数和接收调制阶数，并且k1≥k2，k1≥k3，并且k1，k2，K3＝{2，4，6}。另外，在MCS表的设计中造成重叠(overlapping)。更具体地说，设置了针对相同SINR具有不同调制阶数和编码率的MCS。图14和图15分别示出没有重叠和具有重叠的情况。

MCS确定单元8通过利用公式(2)针对图15所示的具有重叠的情况进行k1、k2和k3的全局搜索，来确定调制及编码方案。

$\underset{k_1,k_2,k_3}{\max }(C_{\left(\mathrm{BS}\right)k_1,k_2}\left({\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{BS}}\right)+C_{\left(\mathrm{MS}\right)k_1,k_3}\left({\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{MS}}\right))\·\·\·\left(2\right)$

当确定了调制及编码方案时，如果可能，优选的是，通常将中继站—基站链路以及中继站—移动台链路这两者的调制阶数设定为同一值，而不考虑编码率为多少。然而，当SINR较低时，因为更高阶数QAM的星座噪声，所以响应于从QPSK切换到更高阶数的QAM，性能会下降。

图4是示出了编码率为1/2的QPSK调制的块错误率BLER相对于符号噪声比(Es/NO)的图。这里，噪声是AWGN(加性高斯白噪声)。图4示出了依序(ordinal)QPSK星座、使用QPSK符号调制的16QAM星座以及使用QPSK符号调制的64QAM星座的数据传送情况。

参照图4，满足BLER＝0.01所需要的符号噪声比Es/NO在依序QPSK中为-1.75dB，在16QAM中为0.9dB，而在64QAM中为1.8dB。因此，依序QPSK与16QAM之间的Es/NO差值与依序QPSK和64QAM之间的Es/NO差值分别等于2.65dB和3.55dB，这是损耗。

为了应对这种性能下降，可以进行重复编码或者网格(trellis)编码调制。更具体地说，当组合不同的星座时，通过进行重复编码或者网格编码调制，将较低阶数的星座转换为较高阶数的星座。例如，通过将QPSK符号的两个比特重复一次而获得16QAM，而通过将QPSK符号的两个比特重复二次而获得64QAM。

返回参照图1，调制单元(调制器)9按照由MCS确定单元8所确定的调制及编码方案来调制多播符号。

接下来，描述用于对多播符号进行解码的网络解码部。基站和移动台都包括网络解码部。图5是网络解码部的设置示例。如图所示，网络解码部包括星座互换单元11、软判决去FEC单元12、CRC校验单元13、以及报头移除单元14。

星座互换单元11根据传送信息而将星座互换。更具体地说，星座互换单元11按照以下方式来将星座互换。

假设a₀a₁...a_M-1被设定为由中继站用于多播传送的多个星座点中的一个星座点，并且将其称为母(mother)星座。星座点的数量等于2^M，并且a_m＝{0，1}(0≤m≤M-1)。

另外，根据该基站的传送符号S2而形成并且用于对多播符号进行解调的新符号的星座点被设定为a_0，0，a_0.1...a_0，M-1。类似地，根据移动台的传送符号S1而形成并且用于对多播符号进行解调的新符号的星座点被设定为a_1，0，a_1，1…a_1，M-1。

另外，符号S1包括传送比特{α_0，0，α_0，1...α_0，M-1}，符号S2包括传送比特{α_1，0，α_1，1...α_1，M-1}。这里，M＝max(M0，M1)。

在这种情况下，由公式(3)确定星座点a_0，0，a_0，1...a_0，M-1和a_1，0，a_1，1…a_1，M-1。

$a_{n,m}=\left\{\begin{array}{cc}{a}_m\mathrm{XOR}{\mathrm{\α}}_{(n+1)\mathrm{mod}2,m}& m=\mathrm{0,1},\·\·\·,\min (M0,M1)-1\\ a_m& m=\min (M0,M1),\·\·\·,M_n-1\end{array}\right.\·\·\·\left(3\right)$

公式(3)指示了新星座点是基于母星座及传送信息。更具体地说，星座互换单元11利用母星座和传送信息来互换星座。

图6A到图8C是星座互换的示例。图6A到图6C示出了其中两个符号均为QPSK符号的情况。这里，符号S1为“01”，而符号S2为“10”。图6A、6B和6C分别示出了母星座、符号S1的新星座、以及符号S2的新星座。

中继站确定符号S1“01”与符号S2“10”的XOR以生成多播符号“11”。

基站使用母星座及符号S2(即，“10”)来更新星座，以生成新星座点“01”。更具体地说，将符号S1映射到与多播符号相同的位置。

类似地，在移动台中将符号S2映射到与多播符号相同的位置。因此，基站和移动台能够分别使用图6B和6C所示的新星座，容易地对多播符号进行解码。

图7A到图7C示出了其中两个符号均为16QAM符号的情况。这里，符号S1是“0110”，而符号S2是“1011”。因此，多播符号是“1101”。图7A、7B和7C分别示出了母星座、符号S1的新星座、以及符号S2的新星座。

图8A到图8C示出了其中符号S1是QPSK符号而符号S2是16QAM符号的情况。这里，符号S1是“01”，而符号S2是“1011”。因此，多播符号是“1111”。图8A、8B和8C分别示出了母星座、符号S1的新星座、以及符号S2的新星座。

返回参照图5，软判决去FEC单元(纠错解码器)12使用由星座互换单元11互换的星座来对多播符号进行解码，并且使用FEC进行检错/纠错。该软判决去FEC单元12使用软判决来对多播符号进行解码。

CRC校验单元13对已经过采用FEC的检错/纠错的比特串进行CRC校验。报头移除单元14从已经过CRC校验的比特串移除报头。

星座互换单元11按照这种方式使用母星座及传送信息来互换星座，由此网络解码部能够容易地对多播符号进行解码。

图9示出了仿真得到的吞吐量的比较结果。图9示出了根据本实施方式的DF中继方法(即，对各个比特进行XOR进行运算来生成多播数据的方法)在与根据现有技术的DF中继方法相比较的情况下的吞吐量提高。在仿真中得到的吞吐量提高率是39％。

图10是示出了根据本实施方式的中继方法与根据现有技术的中继方法的比较的表。如表中所示，与根据现有技术的DF中继方法相比，在根据本实施方式的中继方法中能够提高通信灵活度及吞吐量。

如上所述，在本实施方式中，中继站的符号串生成单元6a和6b分别根据中继站—基站链路及中继站—移动台链路的调制及编码方案来生成符号串。每符号XOR单元7对由符号串生成单元6a和6b生成的符号串的各个符号对进行XOR运算，以生成多播符号。因此，可以克服根据现有技术的DF中继方法的缺点，即，通信质量受限于具有非优选通信质量的链路的数据传送，并且能够提高通信灵活度。如仿真结果所示，与根据现有技术的DF中继方法相比，根据本实施方式的中继方法能够提高吞吐量。

另外，在本实施方式中，星座互换单元11利用母星座及传送信息来互换星座。然后，软判决去FEC单元12使用经过互换的星座来对多播符号进行解码。因此，能够容易地对多播符号进行解码。

使用对各个符号进行XOR运算的网络编码能够提高通信灵活度，而不会使得传统的网络编码及解码复杂化。

虽然在本实施方式主要给出了针对使用QPSK及16QAM作为调制及编码方案的情况的描述，但是本发明并不限于这些调制及编码方法。本实施方式可以类似地应用于使用其它调制及编码方案(诸如，32QAM及64QAM的情况)。

根据上述实施方式，能够提高通信灵活度。

根据本发明的一个方面，将本发明的单元、表示以及这些单元的给定组合应用到方法、装置、***、计算机程序、记录介质以及数据结构，这也能够解决上述问题。

这里所述的全部示例及有条件文字旨在帮助读者理解由发明人作出的本发明及改进本领域技术的概念，并且应当被理解为并不限于具体所述的示例及条件，并且说明书中这些示例的组织并不涉及表示本发明的优点及不足。虽然已经详细描述了本发明的实施方式，但是应当理解的是，可以对此作出各种改变例、替换例以及修改例，而不脱离本发明的精神及范围。

相关申请的交叉引用

本申请基于2008年3月14日提交的在先日本专利申请No.2008-66786，并要求该申请的优先权，其全部内容通过引用合并于此。

Claims (6)

1、一种用于对在第一通信装置与第二通信装置之间双向传送的数据进行中继的数据中继装置，该数据中继装置包括：

第一符号串生成器，该第一符号串生成器被设置为根据第一调制方法而由传送自所述第二通信装置的第一数据生成第一符号串；

第二符号串生成器，该第二符号串生成器被设置为根据第二调制方法而由传送自所述第一通信装置的第二数据生成第二符号串；以及

合并单元，该合并单元被设置为通过对所述第一符号串的第一符号及所述第二符号串的第二符号计算异或，来对所述第一符号与所述第二符号进行合并，以生成要被多播传送给所述第一通信装置及所述第二通信装置的第三符号串。

2、根据权利要求1所述的数据中继装置，该数据中继装置还包括：

调制及编码方法确定单元，该调制及编码方法确定单元被设置为确定所述第一调制方法及第一编码方法、以及所述第二调制方法及第二编码方法，以使得到所述第一通信装置的第一链路的频谱效率与到所述第二通信装置的第二链路的频谱效率的和为最大。

3、根据权利要求1所述的数据中继装置，其中，当所述第一调制方法与所述第二调制方法不同时，所述第一符号串生成器或所述第二符号串生成器通过重复编码或网格编码来生成所述第一符号串或所述第二符号串，以使得较低调制阶数与较高调制阶数相匹配。

4、一种用于对由利用网络编码的数据中继装置中继传送的多播数据进行接收的通信装置，该通信装置包括：

解码器，该解码器被设置为通过使用从所述通信装置传送给所述数据中继装置的传送数据对各个符号对计算异或，来对由所述数据中继装置生成的所述多播数据进行解码，以获取接收数据。

5、根据权利要求4所述的通信装置，其中，所述解码器包括被设置为根据所述传送数据来互换星座的星座互换单元，并且所述解码器使用由所述星座互换单元互换的星座来对所述多播数据进行解码，以获取所述接收数据。

6、一种用于对在第一通信装置与第二通信装置之间双向传送的数据进行中继的数据中继方法，该数据中继方法包括以下步骤：

根据第一调制方法而由传送自所述第二通信装置的第一数据生成第一符号串；

根据第二调制方法而由传送自所述第一通信装置的第二数据生成第二符号串；

通过对所述第一符号串的第一符号及所述第二符号串的第二符号计算异或，来对所述第一符号与所述第二符号进行合并，以生成第三符号串；

向所述第一通信装置及所述第二通信装置多播传送基于所述第三符号串的数据；

由所述第一通信装置及所述第二通信装置来接收由所述数据中继装置多播传送的所述第三符号串；

由所述第一通信装置使用所述第一数据来对所接收的第三符号串进行解码；以及

由所述第二通信装置使用所述第二数据来对所接收的第三符号串进行解码。

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