CN101465649B - 一种参考电压可调的比较器 - Google Patents
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Abstract
本发明是一种参考电压可调的比较器，可应用在高速流水线等模数转换电路中的子数模转换模块设计中。在传统的电容分压式参考电压可调比较器基础上，提出了一种预充电式电容分压式比较器来方便的调节比较器的判决阈值电压。相对传统的电容分压式参考电压可调比较器，所述预充电结构减小了比较器的判决阈值电平失调电压，缓和了传统结构当判决阈值电压过高或者过低时带来的设计上的一系列困难。
Description
技术领域
本发明涉及一种参考电压可调的比较器，主要针对高速高精度模数转换电路以及各种现代通信和信号处理***的模拟前端接口电路。
背景技术
本发明涉及一种参考电压可调的比较器，主要针对高速高精度模数转换电路以及各种现代通信和信号处理***的模拟前端接口电路。
深亚微米集成电路工艺和手持移动设备产业的飞速发展带来了全球电子市场的空前繁荣。手持移动设备包括手持通信娱乐以及便携式医疗器械等等，具有相当广阔的市场潜力和发展前景。更强功能、更长工作时间的产品将会在市场中占得先机，因此，高性能低功耗的数字和模拟电路设计正成为目前研究的热点之一。其中高速高性能模数转换器正成为制约***性能的瓶颈之一。作为射频/中频电路与数字电路的接口，模数转换器承担将模拟信号转换成数字信号再进入基带电路进行进一步的处理的任务，其性能优劣直接决定***的性能高低。因此设计高性能的模数转换器早已成为国内外IC设计公司的主打产品和研究院所的热点课题之一。如图1所示，是目前一些应用环境和标准中所需的模数转换器分辨率和转换速率要求。其中目前热门的高清电视技术所需的模数转换器需要8到10位、转换速率再50到75MS/sec。
简化的流水线模数转换器级联结构如图1所示，其中的每一级产生数字粗码和提供给下一级的重建余数信号。一般的流水线结构采用电容阵列MDAC来完成除产生数字粗码之外的所有功能，包括相减和精确倍乘。每一级的工作原理简述如下：在采样阶段，输入信号被采样保持，与参考电平进行比较输出数字粗码，而在放大阶段，输入信号与MDAC产生的重建信号相减，再经过精确倍乘输出到下一级。为了实现数字冗余校正来克服比较器和运算放大器失调等非理想因素的限制，该精确被乘的增益只有理想情形下的一半。因此，比较器的失调电压不是影响流水线模数转换器性能的重要性能，但是随着电源电压的降低和每级位数的增加，比较器要求在一定的功耗条件下提供尽可能低的失调电压。
比较器将输入信号进行比较，得到数字逻辑部分能够识别的数字信号(1或者0)。它是模数转换器中的核心单元，其精度、速度等指标直接影响整个模数转换器的性能。按照工作原理，大体可以将模数转换器中的比较器分为两类，即运放结构比较器和锁存(latch)比较器。在高速、高精度的应用中，对比较器的速度和精度都有较高要求，常常将两种比较器级联使用，必要时还要使用失调校准技术。锁存比较器使用正反馈建立输出电压，建立速度快，但是它的失调电压较大，容易受噪声扰动的影响，在模数转换器结构中处于核心地位。
在模数转换器中，往往采用电阻串结构来提供多达二的N次方个数目的比较器判决电平，其中N为模数转换器的位数，随着N的增大，需要的判决电平的数目也越来越多。在高速高精度模数转换器应用中，这种结构具有很大的缺点，首先，电阻串电路结构需要消耗一定的电流，在高速应用中，需要用较小的电阻来实现电阻串节点处符合要求的时间常数，这就需要较大的功耗；其次，在CMOS工艺中，电阻的匹配很难达到很高的精度，因此限制了所设计模数转换器的位数；最后，在设计高精度模数转换器电路时，由于版图较大，从电阻串电路到每个比较器子电路往往需要较长的走线，而走线上的寄生电阻大大影响了比较器判决电平的精度。
而传统的电容分压式参考电压可调比较器则克服了上述缺点。如图3所示，对输入信号和参考信号采用不同的充电电容，利用电荷守恒原理，使得比较器的判决电平与电容之间的比例呈现等比的关系，达到了参考电压可调的目的。相对与电阻串分压电路，该结构没有静态电流，大大降低了电路功耗；而在CMOS工艺中，电容的匹配精度远远大于电阻，从而该结构可以应用在较高精度的模数转换器应用当中；最后，由于该结构利用了电荷守恒定理，比较器的判决电平只与参考电压和电容之比有关，与走线上的寄生电阻没有关系，提高了比较器的判决精度，从而广泛的应用在各种高速高精度模数转换器电路当中。
但是电容分压式参考电压可调比较器也有一些缺点。比较器的判决电平为参考电平之间的均匀分布的电压值，因为比较器的判决电平与参考电压和电容之比有关，当该电压值位于参考电平的中间时，电容的比值大致相同，因此开关的寄生电容对充电电容的影响大致一致，比较器的判决电平所受影响较小；但是当该电压值位于参考电平之间靠近两个参考电平时，电容的比值相差较大，因此开关的寄生电容对充电电容的影响很大，比较器的判决电平所受影响较大，带来了较大的失调电压。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种包括预充电结构的参考电压可调的比较器。在传统的电容分压式参考电压可调比较器基础上，增加了预充电电路，包括一个用于减小失调电压影响的分压电容以及用于隔离不同分压电容的缓冲器。在传统电容分压式比较器输入信号对电容充电的同时，也对预充电电路中的电容进行充电，利用电荷重分配减小了相应判决电平所需的电容比例，减小了比较器的判决阈值电平失调电压，从而改进了传统电路判决电平失调电压较大的缺点。
本发明提出的参考电压可调的比较器，其特征在于，包括：
电容分压电路11，该电路模块利用开关电容电路中的电容充放电技术对预存储在电容中的电荷进行重分配，从而使得比较器的阈值电压可随电容比例变化而变化；
预充电电路12，在对电容分压电路11中的电容进行充电时，预充电电路12同时进行预充电，利用与电容分压电路11中的电容共同完成电荷的重分配；
以及锁存比较器13，该电路模块用来完成输入电平与判决电平的比较，从而输出参考地到电源之间的全摆幅数字信号；
上述三个电路的连接关系如下：所述电容分压电路11包括两个输入端口和一个输出端口，其中两个输入端口分别与输入电平和比较器参考电平相连接，输出端口则与所述预充电电路12相连接；所述预充电电路12包括缓冲器电路121和预充电电容122，缓冲器电路121和预充电电容122为串联形式，缓冲器电路121的输入端口即为预充电电路12的输入端口，而缓冲器电路121的输出端口与预充电电容122的一端相连；预充电电容122的另一端与锁存比较器13的输入端口直接相连，同时通过时钟控制开关与输入电平相连；所述缓冲器电路121的输出端口通过时钟控制开关与参考地相连；所述锁存比较器13的输入端口为经过所述电容分压电路11和所述预充电电路12处理后得到的比较电平，该电平经过所述锁存比较器13的操作输出参考地到电源之间的数字信号。
进一步，所述的电容分压电路11包括输入信号充电电容111和参考信号充电电容112；所述输入信号充电电容111和所述参考信号充电电容112为并联方式，它们的一端同时连接电容分压电路11的输出端口，另外一端则分别通过时钟控制开关与输入电平和比较器参考电平相连接；所述电容分压电路11的输出端口通过时钟控制开关与参考地相连。
进一步，所述的锁存比较器13为传统的正反馈锁存型比较器。
通过对传统比较器电路的改进，在达到相同判决电平的前提下，所述参考电压可调的比较器结构所需的分压电容比例大大小于传统结构，从而比例失配所带来的失调电压也得到了减小，提高了电容分压式比较器的性能，在高速高精度模数转换器电路中具有一定的实用价值。
附图说明
图1流水线模数转换器原理图；
图2每级2.5位流水线模数转换器余数传输曲线；
图3传统的电容分压式比较器；
图4本发明提出的参考电压可调的比较器。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
图1所示为流水线模数转换器原理图，比较器为流水线模数转换器中从模拟变量转换到数字变量的关键模块之一，一般流水线模数转换器采用数字冗余校正技术来缓解对比较器失调电压的压力，大大简化了比较器的设计，降低了电路的功耗。
图2所示为每级2.5位流水线模数转换器的余数传输曲线。从图中可以看出比较器的判决电平应该为参考电平的小数部分。举例如下：当流水线模数转换器每级的位数为1.5位时，比较器的判决电平为±1/4Vref；而当流水线模数转换器每级的位数为2.5位时，比较器的判决电平为±1/8Vref、±3/8Vref和±5/8Vref。当判决电平为1/8Vref时，假定输入电容C0不变，则电容C应为Vref/8，是输入电容C0的八分之一，假定开关的寄生电容Cp保持不变，则当开关断开时开关的电荷注入效应引起的误差为：
delta(Vcap，C)＝delta(Vswitch)*Cp/(Cp+C) (1)
delta(Vcap，C0)＝delta(Vswitch)*Cp/(Cp+C0) (2)
上式中delta表示电荷引起的误差，Vswitch为开关切换时的误差电压，Vcap为电容C和C0上引起的误差电压。可见当C与C0差别较大时将引起较大的电压误差。
图3是传统电容分压式比较器，包括电容分压电路(11)和锁存比较器(13)。图中所示为全差分结构，阐述中为简化起见都采用单端结构。当为高电平，
为低电平时，输入电压和参考电压同时对电容C0和C充电，于是有下两式：
Qin＝C0*Vin (3)
Qref＝C*Vref (4)
上述两式中，Qin为电容C0上的电荷，Qref为电容C上的电荷，Vin为输入电压，Vref为参考电压。当
为低电平，
为高电平时，输入电压和参考电压与电容C0和C的一端断开，共模电平同时加在电容C0和C的一端上，于是有下式：
Q’＝(C+C0)*Vt (5)
上式中Q’为
为低电平时电容C和C0上的电荷，Vt为电容另一端即锁存器电路(13)的输入端的电压。由电荷守恒原理，有下式：
Qin+Qref＝Q’ (6)
将(3)～(6)式带入上式，于是得到锁存器电路(13)的输入端电压的表达式如下所示：
Vt＝C0/(C0+C)*Vin+C/(C0+C)*Vref (7)
上式即为锁存器判决电压的表达式。简单分析上式即可看出，当Vin大于-C/C0*Vref时Vt大于零，而当in小于-C/C0*Vref时Vt小于零，也就是说锁存器的判决电平为-C/C0*Vref。
图4是本发明提出的参考电压可调的比较器(1)，包括：电容分压电路(11)、预充电电路(12)以及锁存比较器(13)，该电路模块利用开关电容电路中的电容充放电对预存储在电容中的电荷进行重分配，从而使得比较器的阈值电压可随电容比例变化而变化；预充电电路(12)在电容分压电路(11)中的电容进行充电时，预充电电路(12)同时进行预充电；锁存比较器(13)用来完成电平的比较从而输出参考地到电源之间的数字信号。
电容分压电路(11)包括两个输入端口和一个输出端口，其中两个输入端口分别与输入电平和比较器参考电平相连接，输出端口则与预充电电路(12)相连接；而预充电电路(12)的另外一个端口通过一个开关与输入电平相连的同时，也与锁存比较器(13)的输入端口相连；锁存比较器(13)的输入端口为经过电容分压电路(11)和预充电电路(12)处理后得到比较电平，该电平经过锁存比较器(13)的操作输出参考地到电源之间的数字信号；
电容分压电路(11)包括输入信号充电电容(111)和参考信号充电电容(112)。输入信号充电电容(111)和参考信号充电电容(112)为并联方式，它们的其中一端同时连接电容分压电路(11)的输出端口，另外一端则分别通过时钟控制开关与输入电平和比较器参考电平相连接；在电容分压电路(11)的输出端口，即输入信号充电电容(111)和参考信号充电电容(112)相连接的一端通过时钟控制开关与参考地相连；预充电电路(12)包括缓冲器电路(121)和预充电电容(122)，缓冲器电路(121)和预充电电容(122)为串联形式，缓冲器电路(121)的输入端口即为预充电电路(12)的输入端口，而缓冲器电路(121)的输出端口与预充电电容(122)的一端相连；预充电电容(122)的另一端与锁存比较器(13)的输入端口直接相连，同时通过时钟控制开关与输入电平相连；锁存比较器(13)为传统的正反馈锁存型比较器。
相比传统的电容分压式比较器，在输入信号对电容(111)充电的同时也对预充电电容(122)充电，在相同判决电平情况下，减小了所需充电电容(111)和(112)的比值，同时减小了比较器的判决阈值电平失调电压。
对电路判决电平的推导过程与上述类似，可以得到锁存器的判决电平表达式为：
Vt＝(C+2*C0/(C0+C)*Vin+C/(C0+C)*Vref (8)
上式即为本发明所述的参考电压可调的比较器判决电压的表达式。简单分析上式即可看出，当Vin大于-C/(C+2*C0)*Vref时Vt大于零，而当Vin小于-C/(C+2*C0)*Vref时Vt小于零，也就是说锁存器的判决电平为-C/(C+2*C0)*Vref。假定输入电压充电电容C0保持不变，在每级1.5位的流水线模数转换器中，如果判决电平为1/4Vref，则传统的比较器中C等于C0/4，而本发明所述预充电比较器电路则为2/3*C0，电容C与C0的差距减小，降低了失调电压；在每级2.5位的流水线模数转换器中，如果判决电平为1/8Vref，则传统的比较器中C等于C0/8，而本发明所述预充电比较器电路则为2/7*C0，电容C与C0的差距同样也得到了缩小，降低了失调电压。
至此，可以理解，现已提供一种新型的电容分压式参考电压可调比较器。所述预充电结构在电容分压参考电压可变的比较器基础上，增加了一个电压缓冲电路和一个预充电电容，在相同判决电平情况下，减小了比较器的判决阈值电平失调电压，同时减小了充电电容比例对判决阈值失调电压的影响。
至此已经结合优选实施例对本发明进行了描述。应该理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其它的改变、替换和添加。因此，本发明的范围不局限于上述特定实施例，而应由所附权利要求所限定。
Claims (5)
1.一种参考电压可调的比较器，其特征在于，包括：
电容分压电路(11)，该电路利用开关电容电路中的电容充放电技术对预存储在电容中的电荷进行重分配，从而使得比较器的阈值电压可随电容比例变化而变化；
预充电电路(12)，在对电容分压电路(11)中的电容进行充电时，预充电电路(12)同时进行预充电，利用与电容分压电路(11)中的电容共同完成电荷的重分配；
以及锁存比较器(13)，该电路模块用来完成输入电平与判决电平的比较，从而输出参考地到电源之间的全摆幅数字信号；
上述三个电路的连接关系如下：所述电容分压电路(11)包括两个输入端口和一个输出端口，其中两个输入端口分别与输入电平和比较器参考电平相连接，输出端口则与所述预充电电路(12)相连接；所述预充电电路(12)包括缓冲器电路(121)和预充电电容(122)，所述缓冲器电路(121)和预充电电容(122)为串联形式，缓冲器电路(121)的输入端口即为预充电电路(12)的输入端口，而缓冲器电路(121)的输出端口与预充电电容(122)的一端相连；预充电电容(122)的另一端与锁存比较器(13)的输入端口直接相连，同时通过时钟控制开关与输入电平相连；所述缓冲器电路(121)的输出端口通过时钟控制开关与参考地相连；所述锁存比较器(13)的输入端口为经过所述电容分压电路(11)和所述预充电电路(12)处理后得到的比较电平，该电平经过所述锁存比较器(13)的操作输出参考地到电源之间的数字信号。
2.根据权利要求1所述的参考电压可调的比较器，其特征在于，所述的电容分压电路(11)包括输入信号充电电容(111)和参考信号充电电容(112)。
3.根据权利要求2所述的参考电压可调的比较器，其特征在于，所述输入信号充电电容(111)和所述参考信号充电电容(112)为并联方式，它们的一端同时连接电容分压电路(11)的输出端口，另外一端则分别通过时钟控制开关与输入电平和比较器参考电平相连接。
4.根据权利要求3所述的参考电压可调的比较器，其特征在于，所述电容分压电路(11)的输出端口通过时钟控制开关与参考地相连。
5.根据权利要求1所述的参考电压可调的比较器，其特征在于，所述的锁存比较器(13)为传统的正反馈锁存型比较器。
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