CN101455046B - 用于ofdm和mimo传输的相位校正的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

描述了用于为无线通信执行相位校正的技术。可从正交频分复用(OFDM))和/或多输入多输出(MIMO)传输获得收到导频码元和收到数据码元。基于收到导频码元获得第一相位信息。基于收到数据码元获得第二相位信息。基于第一和第二相位信息来校正(直接和/或间接)收到数据码元的相位。例如，可基于第一相位信息来校正收到数据码元的相位，可对经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元，可基于估计数据码元获得第二相位信息，以及可基于第二相位信息来校正估计数据码元的相位。相位校正也可以其他方式来执行。

Description

用于OFDM和MIMO传输的相位校正的方法和装置
本申请要求转让给本受让人并通过引用纳入于此的、2006年5月22日提交的题为“DECISION-DIRECTED PHASE CORRECTION FOR SISO ANDMIMO OFDM SYSTEMS(用于SISO和MIMO OFDM***的判决导向相位校正)”的美国临时申请S/N.60/802,632的优先权。 
背景 
I.领域 
本公开一般涉及通信，尤其涉及用于对无线通信执行相位校正的技术。 
II.背景 
在无线通信***中，发射机典型地处理(例如，编码和调制)数据分组以生成数据码元。对于相干***，发射机将导频码元与这些数据码元多路复用，处理经多路复用的数据和导频码元以生成射频(RF)信号，并经由无线信道传送此RF信号。无线信道因信道响应而使传送的RF信号畸变，并进一步因噪声和干扰而使信号劣化。 
接收机接收所传送的RF信号并处理收到RF信号以获得样本。为进行相干检测，接收机基于收到的导频码元来估计无线信道的响应，并导出信道估计。接收机随后可用信道估计执行检测以获得估计数据码元，后者是由发射机发送的数据码元的估计。接收机然后处理(例如，解调和解码)这些估计数据码元以获得解码出的数据。 
接收机典型地估计接收机处的频率误差。这种频率误差可能归因于发射机和接收机处振荡器频率的差异、多普勒频移等。接收机可从样本消去频率误差并在随后对经频率校正的样本执行检测。然而，在频率误差估计中通常有残余误差。这种残余误差导致经频率校正的样本中的相位误差，而相位误差会使性能降级。
因此，本领域中需要用于为无线通信执行相位校正的技术。 
概要 
本文描述了用于为无线通信执行相位校正的技术。在一方面，从正交频分复用(OFDM))和/或多输入多输出(MIMO)传输获得收到导频码元和收到数据码元。第一相位信息是基于收到导频码元获得的。第二相位信息是基于收到数据码元获得的。第一和第二相位信息可以各种方式获得并以各种方式来表示。收到数据码元的相位是基于第一和第二相位信息来校正的。相位校正可直接和/或间接使用第一和第二相位信息并可在一个或多个步骤中执行。 
为了获得第一相位信息，可用初始相位误差来校正收到导频码元的相位，该初始相位误差可以是前一码元周期的相位误差、零或其他某个值。可对经相位校正的导频码元执行检测以获得估计导频码元。估计导频码元与已知导频码元的点积可被计算出、被用不同副载波和/或流的信噪比(SNR)估计来加权、以及被组合以获得第一相位信息。为了获得第二相位信息，可用第一相位信息来校正收到数据码元的相位。可对经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元。可获得关于估计数据码元的硬判决。估计数据码元与硬判决的点积可被计算出、通过可取决于SNR估计和/或的其他因素的定标因子被加权、以及被组合以获得第二相位信息。第一和第二相位信息还可以其他方式来获得。 
可以各种方式来执行相位校正。在一种方案中，(例如，基于来自前一码元周期的第二相位信息)校正收到导频码元的相位，基于经相位校正的导频码元来获得第一相位信息，以及基于该第一相位信息来校正收到数据码元的相位。在另一种方案中，基于第一相位信息来校正收到数据码元的相位，对经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元，基于估计数据码元获得第二相位信息，以及基于第二相位信息来校正估计数据码元的相位。在又一种方案中，将第一和第二相位信息相组合以获得组合相位信息，并且基于该组合相位信息来校正收到数据码元的相位。相位校正还可以其他方式来执行。 
本公开的各个方面和特征在以下进一步详细描述。
附图简述 
图1示出了用于SISO传输的发射机和接收机。 
图2示出了用于MIMO传输的发射机和接收机。 
图3和4示出了用组合相位信息执行相位校正的两个过程。 
图5示出了IEEE802.11a/g中的数据格式。 
图6示出了OFDM解调器。 
图7示出了相位校正单元。 
图8示出了相位误差计算单元。 
图9和10示出了用于以多个步骤执行相位校正的两个过程。 
图11示出了用于执行相位校正的一般过程。 
图12示出了用于执行频率校正的装置。 
详细描述 
本文所描述的相位校正技术可被用于各种通信网络，诸如无线广域网(WWAN)、无线城域网(WMAN)、无线局域网(WLAN)、无线专用网(WPAN)等。术语“网络”和“***”常被可互换地使用。这些无线网络可使用码分多址(CDMA)、频分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、空分多址(SDMA)、正交FDMA(OFDMA)、单载波FDMA(SC-FDMA)和/或某些其他多址方案。OFDMA利用OFDM。SC-FDMA利用单载波频分复用(SC-FDMA)。OFDM和SC-FDMA将***带宽分划成多个(K个)正交副载波，其也可称作频调、频槽、等等。每一副载波可用数据作调制。一般而言，调制码元在OFDM下是在频域中发送，而在SC-FDM下是在时域中发送。出于清晰起见，针对利用OFDM的基于OFDM的***描述这些技术。 
这些技术还可用于单输入单输出(SISO)、单输入多输出(SIMO)、多输入单输出(MISO)、和多输入多输出(MIMO)传输。单输入指一个发射天线用于数据传输，而多输入指多个发射天线用于数据传输。单输出指一个接收天线用于数据接收，而多输出指多个接收天线用于数据接收。这些技术还可用于各种调制方案，诸如多状态相移键控(M-PSK)和多状态正交调幅(M-QAM)。
图1示出了用于SISO传输的发射机110和接收机150的框图。对于下行链路(或前向链路)，发射机110可以是基站、接入点、B节点、和/或某一其他网络实体的一部分。接收机150可以是终端、站、移动站、用户装备、订户单元和/或某一其他设备的一部分。对于上行链路(或反向链路)，发射机110可以是终端、站、移动站、用户装备等的一部分，而接收机150可以是基站、接入点、B节点等的一部分。 
在发射机110处，发射(TX)数据和导频处理器112处理(例如，编码、交织和码元映射)话务数据以生成数据码元。处理器112还生成导频码元，并复用导频码元和数据码元。如在此所使用的，数据码元是对应数据的码元，导频码元是对应导频的码元，而码元通常是复数值。数据码元或导频码元在一个码元周期内可在一个副载波上发送。数据码元和导频码元可以是源于诸如PSK或QAM等调制方案的调制码元。导频码元为发射机和接收机两者先验已知，且可被用于生成短训练码元和长训练码元以及其他类型的导频，如以下描述。OFDM调制器/发射机(OFDM MOD/TMTR)116对数据码元和导频码元执行OFDM调制以获得输出码片。发射机116进一步处理(例如，转换到模拟、滤波、放大、以及上变频)这些输出码片并生成已调制信号，此信号从天线118被发射。 
在接收机150处，天线152从发射机110接收已调制信号并提供收到信号。接收机/OFDM解调器(RCVR/OFDM DEMOD)154处理(例如，滤波、放大、下变频、数字化)收到信号以获得样本，估计接收机150处的频率误差并将其消去，以及进一步对这些样本执行OFDM解调以获得所有感兴趣副载波的收到码元。相位校正单元160获得收到码元，估计每个码元周期中的相位误差，消去该相位误差，以及提供经相位校正的码元。术语“误差”和“偏移量”常常可关于频率和相位被互换地使用。检测器162对经相位校正的码元执行检测(例如，匹配滤波或均衡)并提供估计导频码元和数据码元。相位校正单元160可基于收到码元和/或估计码元来估计相位误差。RX数据处理器164处理(例如，解交织、以及解码)这些估计数据码元并提供已解码数据。处理器164可基于估计数据码元计算码比特的对数似然比(LLR)，并进一步将LLR解交织和解码以获得已解码数据。
控制器/处理器120和170各自指令发射机110和接收机150处的操作。存储器122和172各自存储供发射机110和接收机150使用的数据和程序代码。 
图2示出了用于MIMO传输的发射机210和接收机250的框图。发射机210装备有多个(T个)天线，并且接收机250装备有多个(R个)天线。每一发射天线和每一接收天线可以是物理天线或天线阵。 
在发射机210处，TX数据和导频处理器212处理话务数据以生成数据码元，处理导频以生成导频码元，以及复用导频码元和数据码元。TX空间处理器214对数据和导频码元执行发射机空间处理，并向T个OFDM调制器/发射机216a到216t提供T个输出码元流。TX空间处理器214可执行直接MIMO映射、空间扩展、发射波束成形等。每个数据码元和每个导频码元可从一个天线(对于直接映射)或多个天线(对于空间扩展和波束成形)被发送。每个OFDM调制器/发射机216对其输出码元执行OFDM调制以生成输出码片，并进一步处理输出码片以生成已调制信号。来自发射机216a到216t的T个已调制信号各自从天线218a到218t被发射。 
在接收机250处，R个天线252a至252r接收来自发射机210的T个已调制信号，并且每一天线252将收到信号提供给各自的接收机/OFDM解调器254。每个接收机/OFDM解调器254处理器其收到信号以获得样本，估计接收机250处的频率误差并将其消去，以及进一步对这些样本执行OFDM解调以获得收到码元。相位校正单元260处理接收自OFDM解调器254a到254r的码元，估计每个码元周期内的相位误差并将其消去，以及提供经相位校正的码元。MIMO检测器262对经相位校正的码元执行MIMO检测，并提供估计导频和数据码元。MIMO检测器262可实现最小均方误差(MMSE)、迫零(ZF)、逐次干扰消除(SIC)、或某些其他MIMO检测技术。相位校正单元260可基于收到码元和/或估计码元估计相位误差。RX数据处理器264处理估计数据码元并提供已解码数据。 
控制器/处理器220和270各自指令发射机210和接收机250处的操作。存储器222和272各自存储供发射机210和接收机250使用的数据和程序代码。 
在基于OFDM的***中，OFDM码元可包含数据副载波上的数据码元和/或导频副载波上的导频码元。数据副载波是用于数据的副载波，而导频副载波 是用于导频的副载波。相位误差可通过执行估计码元与其已知码元的点积来估计，如下： 
θ = tan - 1 ( s * · s ^ ) ,                                             式(1) 
其中s是已知码元，例如，已知导频码元， 
Figure G2007800189914D0006191549QIETU
是估计码元，例如，估计导频码元，以及 
θ是估计码元与已知码元之间的相位误差。 
通常，估计码元
Figure 2007800189914100002G2007800189914D0006191549QIETU
可以是估计导频码元或估计数据码元。已知码元s可以为接收机先验已知的导频码元，或估计数据码元的硬判决。硬判决通常是与估计数据码元最接近(例如，欧几里德距离)的调制码元。 
基于导频的相位估计可基于码元周期n的导频码元来获得，如下： 
X p ( n ) = Σ k = 1 K P Σ m = 1 N P ( k ) β k , m ( n ) · p k , m * ( n ) · p ^ k , m ( n ) 以及　　　　　　　　　　式(2) 
θp(n)＝tan-1{Xp(n)}，　　　　　　　　　　式(3) 
其中pk，m(n)是副载波k上的流m的已知导频码元， 
Figure G2007800189914D00064
为副载波k上的流m的估计导频码元， 
βk，m(n)为副载波k上的流m的加权因子， 
NP(k)为副载波k上的导频流的数目， 
KP为导频码元副载波的数目， 
Xp(n)为码元周期n的基于导频的相矢，以及 
θp(n)为基于导频的相位误差。 
在式(2)中，βk，m(n)表示赋予每个估计导频码元的权重，并且可基于SNR、收到信号质量的某一其它指示、和/或其它因素来确定。βk，m(n)还可被设成1以将相同的权重赋予所有估计导频码元。Xp(n)等于估计导频码元与已知导频码元的点积的加权和。Xp(n)包含估计导频码元与已知导频码元之间的加权平均相位误差。 
在SISO传输中，对于所有导频副载波，导频流的数目等于1，即，对于所有k，NP(k)＝1。在MIMO传输中，导频流的数目可等于1、等于数据流的数目、等于T和R中的较小者，或者与这些参数皆无关。导频流的数目可随副载波的不同而不同和/或随OFDM码元的不同而不同。
导频码元的数目通常远小于数据码元的数目。因此，相位估计可通过使用数据码元以及导频码元来改善。数据码元在接收机处是未知的。然而，接收机可通过(1)对收到数目码元执行检测以获得估计数据码元以及(2)基于用于数据码元的已知数据率(以及由此的信号星座)对估计数据码元作出硬判决来估计传送数据码元。硬判决可用作传送数据码元，并且可以与针对导频码元相同的方式对照估计数据码元来比较。 
基于数据的相位估计可基于码元周期n的估计数据码元来获得，如下： 
X d ( n ) = Σ k = 1 K D Σ m = 1 N D ( k ) β k , m ( n ) · d ‾ k , m * ( n ) · d ^ k , m ( n ) , 以及　　　　　　　　式(4) 
θd(n)＝tan-1{Xd(n)}，　　　　　　　　　　　　　　式(5) 
其中
Figure G2007800189914D00072
为副载波k上的流m的估计数据码元， 
dk，m(n)为估计数据码元
Figure G2007800189914D00073
的硬判决， 
ND(k)为副载波k上的数据流的数目， 
KD为数据副载波的数目， 
Xd(n)为码元周期n的基于数据的相矢，以及 
θd(n)为基于数据的相位误差。 
在式(4)，Xd(n)等于估计数据码元与硬判决的点积的加权和。Xd(n)包含估计数据码元与硬判决之间的加权平均相位误差。 
在SISO传输中，对于所有数据副载波，数据流的数目等于1。在MIMO传输中，数据流的数目的上界为发射天线的数目与接收天线的数目中的较小者，即ND≤min(T，R)。数据流的数目也可随副载波的不同而不同和/或随OFDM码元的不同而不同。 
绝对相位误差可基于导频和数据码元来获得，如下： 
θabs(n)＝tan-1{μd·Xd(n)+μp·Xp(n)}，式(6) 
其中μd和μp分别为数据和数据码元的加权因子，以及 
θabs(n)为基于数据和导频码元获得的绝对相位误差。绝对相位误差是在码元周期n中观测到的相位误差，并且可被认为是Δ相位或瞬间相位误差。 
加权因子μd和μp可被选择成在组合过程中对较可靠的相位估计赋予较大权重，而对较不可靠相位估计赋予较小权重。加权因子可以是固定值 或例如由SNR估计确定的可配置值。加权因子还可基于最大比组合(MRC)或一些其它组合技术来选择。μd和μp两者可被设成1以对Xd(n)和Xp(n)赋予相等权重。μd可被设为零以消去Xd(n)，并且μp可被设为零以消去Xp(n)。 
接收机可估计接收机处的频率误差，并在执行OFDM调制之前消除频率误差。频率误差估计中的残余误差导致随时间的相位斜坡。在每个码元周期，运行中的所有先前相位校正的总计可被如下计算： 
θ总计(n+1)＝α总计·θ总计l)+αabs·θabs(n)，        式(7) 
其中θ总计(n)为码元周期n中的总相位误差，以及 
α总计和αabs分别为θ总计(n)和θabs(n)的定标因子。 
θ总计(n)可在第一个OFDM码元之前被初始化为零。α总计和αabs可分别基于θ总计(n)和θabs(n)的合意加权被设成各个值。例如，α总计和αabs可被定义为αtotal＝αabs＝1，并且式(7)可简单地累积θabs(n)。替换地，α总计可被定义为0≤α总计≤1，而αabs可被定义为αabs＝1-α总计。在此情形中，式(7)可实现无限冲激响应(IIR)滤波器，并且对于α总计而言，较大的值对应于更多的滤波，反之亦然。 
式(7)中的设计对相位求和。在另一种设计中，可对复数值求和，这可得到更准确的估计，因为当仅求和相位时，某些信息可能丢失。 
收到码元可如下进行相位校正： 
Figure G2007800189914D00081
　　　　　　　式(8) 
其中rk，m(n)为副载波k上的流m的收到码元，以及 
Figure G2007800189914D0008192356QIETU
(n)为与收到码元rk，m(n)相对应的经相位校正的码元。 
可对所有流和副载波获得单个相位估计，并将其应用到所有流和副载波的收到码元，如以上所描述。替换地，可对每个流或副载波获得相位估计并将其应用到该流或副载波的收到码元。一般而言，可对任何数目的流和任何数目的副载波获得相位估计，并将其应用到这些流和副载波的收到码元。在相位校正之和，可对经相位校正的码元执行检测和解码。 
图3示出了用于执行相位估计的过程300。总计相位误差θ总计(n)和码元周期索引n在第一个OFDM码元之前被初始化，例如θ总计(n)＝0且n＝0(框312)。在码元周期n内来自接收机/OFDM解调器254的收到码元用θ总计(n) 来相位校正，例如如式(8)中所示(框314)。经相位校正的码元被处理(例如，检测)以获得估计导频码元和估计数据码元(框316)。基于估计导频码元来计算基于导频的相矢Xp(n)，例如如式(2)中所示(框318)。基于估计数据码元及其硬判决来计算基于数据的相矢Xd(n)，例如如式(4)中所示(框320)。可基于相矢Xp(n)和Xd(n)来导出导频和数据码元的绝对相位误差θabs(n)，例如如式(6)中所示(框322)。用绝对相位误差来更新总计相位误差θ总计(n)，例如如式(7)中所示，并且递增码元周期索引n(框324)。 
用包括当前码元周期n的相位误差的经更新的总计相位误差θ总计(n+1)来校正接收自接收机/OFDM解调器254的码元(框326)。经相位校正的码元随后被处理(例如，检测)以获得新估计数据码元(框328)，后者被解码以获得经解码数据(框330)。 
在图3中，收到码元在两个阶段内被检测/处理两次。在第一阶段，来自接收机/OFDM调制器254的收到码元首先用当前θ总计(n)来相位校正，接着确定θabs(n)并将其用于更新θ总计(n)以获得θ总计(n+1)。在第二阶段，接收自接收机/OFDM调制器254的收到码元用从第一阶段获得的经更新的θ总计(n+1)来再次进行相位校正，该经更新θ总计(n+1)会比在第一阶段所用的θ总计(n)更准确。框316中关于第一阶段的第一检测提供了用于计算Xp(n)和Xd(n)的估计导频和数据码元。框328中关于第二阶段的第二检测提供了新估计数据码元以供解码。 
图4示出了用于通过一次执行检测来执行相位校正的过程400。总计相位误差θ总计(n)和码元周期索引n在第一个OFDM码元之前被初始化，例如，θ总计(n)＝θpre且n＝0(框412)。θpre可以是从在携带数据的第一个OFDM码元之前的一个或多个OFDM码元——例如前同步码、MIMO导频等的OFDM码元——获得的相位估计。 
用θ总计(n)来对在码元周期n内收到的码元进行相位校正(框414)。经相位校正的码元被处理(例如，检测)以获得估计导频码元和估计数据码元(框416)。基于估计导频码元计算出基于导频的相矢Xp(n)(框418)。基于估计数据码元及其硬判决计算出基于数据的相矢Xd(n)(框420)。绝对相位误差θabs(n)可基于相矢Xp(n)和Xd(n)推导出(框422)。用绝对相位 误差来更新总计相位误差θ总计(n)，并且递增码元周期索引n(框424)。将估计数据码元解码以获得经解码数据(框426)。 
在图4中，基于在先前码元周期中获得的总计相位误差来对收到码元执行相位校正。基于导频和基于数据的相位估计是基于估计导频码元和估计数据码元获得的。用相位估计来更新总计相位误差并将其用在下一码元周期中。并不用经更新的总计相位误差来校正收到码元从而避开第二检测。 
在另一种设计中，用总计相位误差对收到导频码元进行相位校正并检测它。基于导频的相矢Xp(n)和基于导频的相位误差θp(n)是基于估计导频码元来获得的。用θp(n)来更新总计相位误差θ总计(n)。用经更新的总计相位误差对收到数据码元进行相位校正并检测它。基于数据的相矢Xd(n)和基于数据的相位误差θd(n)是基于估计数据码元来获得的。用θd(n)再次更新总计相位误差。在这种设计中，用在当前码元周期中获得的基于导频的相位误差θp(n)来校正收到数据码元，并且基于数据的相位误差θd(n)被用在下一码元周期中。 
在又一种设计中，如以上针对图4描述地执行框412到424以获得估计数据码元。随后，用θabs(n)来对估计数据码元进行相位校正以获得经相位校正的估计数据码元，后者被解码以获得经解码数据。这种设计消除了检测之后基于数据的相位误差。 
可将本文所描述的相位校正技术用于各种无线通信网络，诸如实现由电气和电子工程师协会(IEEE)针对WLAN开发的IEEE 802.11标准族的WLAN。IEEE 802.11、802.11a、802.11b、802.11g和802.11n涵盖不同的无线电技术并具有不同的能力。出于清晰起见，在以下针对实现皆利用OFDM的IEEE802.11a、802.11g和/或802.11n的WLAN来描述这些技术。 
IEEE 802.11a/g利用将***带宽分成K＝64个副载波的副载波结构，这些副载波被指派索引-32到+31。这总共64个副载波包括具有索引±{1，...，6，8，...，20，22，...，26}的48个数据副载波和具有索引±{7，21}的四个导频副载波。索引为0的DC副载波以及其余副载波未被使用。在1999年9月公开可获得的题为“Part11：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)andPhysical Layer(PHY)Specifications：High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band(第11部分：无线LAN媒体接入控制(MAC)和物理层(PHY)规范：5GHz波段中的高速物理层)”的IEEE标准802.11a中描述了这种副载波结构。IEEE 802.11n利用总共具有64个副载波的副载波结构，这64个副载波包括索引为±{1，...，6，8，...，20，22，...，28}的52个数据副载波和索引为±{7，21}的四个导频副载波。 
图5示出了IEEE 802.11a/g定义的数据格式500。在物理层(PHY)，数据被处理并以PHY协议数据单元(PPDU)的形式被传送。每个PPDU 510包括前同步码部分520、信道部分530和数据部分540。前同步码部分520携带开头两个OFDM码元中的十个短训练码元，继之以接下来两个OFDM码元中的两个长训练码元。短训练码元是基于映射到一组12个副载波的一组12个导频码元来生成的，如802.11a/g中所描述。长训练码元是基于映射到一组52个副载波的一组52个导频码元来生成的，也如802.11a/g中所描述。信号部分530携带PPDU的信令的一个OFDM码。数据部分540携带可变数目的关于数据的OFDM码元。信令和数据分别在信号部分530和数据部分540中的48个数据副载波上发送。跟踪导频在信号和数据部分内每个OFDM码元中的四个导频副载波上发送。每个导频副载波的导频码元是基于已知伪随机数(PN)序列来生成的。 
对于IEEE 802.11n，MIMO导频部分被***信号部分530与数据部分540之间，并携带用于MIMO信道估计的MIMO导频。 
图6示出了OFDM解调器600的一种设计，这种设计可用在图1中的接收机/OFDM解调器154中，并且还可用在图2中的接收机/OFDM解调器254a到254r的每一个中。 
在OFDM解调器600内，频率误差估计器610估计接收机处的频率误差(例如，基于收到PPDU中的长和短训练码元)并提供频率误差估计ferr。频率校正单元612消除因频率误差导致的相位斜坡，如下： 
x ‾ ( t ) = x ( t ) · e j 2 π · f err · T samp · t ,     式(9) 
其中x(t)为样本周期t的收到样本， 
Tsym为一个样本周期，以及 
Figure G2007800189914D0011192746QIETU
(t)为样本周期t的频率校正样本。
时基捕获单元614例如基于长和/或短训练码元确定收到PPDU的时基。单元614还接收频率误差估计并调节时基以考量频率误差。在接收机处，用于数字化的采样时钟和用于下变频的本地振荡器(LO)信号可基于单个基准振荡器来生成。在此情形中，基准振荡器中的频率误差既导致LO信号中的频率误差又导致采样时钟中的时基误差。因而，百万分之z(z ppm)的频率误差对应于z ppm的时基误差。单元614可确定归因于频率误差的每样本时基误差，并通过跨时间累积每样本时基误差来计算每个码元周期中的总计时基误差。 
收到OFDM码元包含K+C个样本，其中C为循环前缀长度。对于OFDM解调，单元614生成从K+C个样本中选择K个样本的FFT窗。当总计时基误差超过±1个样本周期时，可从总计时基误差中减去±1个样本周期，并且FFT窗可前移一个样本周期(对应于+)或后移一个样本周期(对应于-)。这使FFT窗保持在初始时基的一个样本内。在基准振荡器40ppm的频率误差的情况下，5毫秒(ms)内的总时基误差可为短训练码元的一半。可校正此时基滑移以提升性能，对于IEEE802.11n所支持的长分组尤其如此。 
循环前缀移除单元616获得来自单元612的经频率校正的样本以及来自单元614的FFT窗。对于每个收到OFDM码元，单元616移除循环前缀并提供落在FFT窗内的K个样本。FFT单元618对来自单元616的频率校正样本执行K点FFT，并提供总共K个副载波的收到码元。 
图7示出了相位校正单元700的一种设计。在每个码元周期中，相位校正单元710获得跟踪导频的收到导频码元以及初始相位误差θinit(n)，该初始相位误差可以是应用于先前码元周期中的收到数据码元的相位误差θc(n-1)、累积相位误差、零或某一其他值。单元710从收到导频码元中移除相位误差θinit(n)并提供经相位校正的导频码元。检测器612对经相位校正的导频码元执行检测，并提供估计导频码元
Figure G2007800189914D0012192820QIETU
(n)。相位估计器714基于估计导频码元推导出基于导频的相矢Xp(n)。相位误差计算单元716接收Xp(n)并提供当前码元周期的当前相位误差θc(n)。 
相位校正单元720获得收到数据码元dk，m(n)和当前相位误差θc(n)，从收到数据码元消去当前相位误差，并提供经相位校正的数据码元。检测器 722对经相位校正的数据码元执行检测，并提供估计数据码元
Figure G2007800189914D00131
相位估计器724基于估计数据码元推导出基于数据的相矢Xd(n)。计算单元716接收Xd(n)并更新总计相位误差。 
单元712和722可作为图1中数据/导频检测器162或图2中MIMO检测器262的一部分。图7中的其余单元可作为图1中相位校正单元160或图2中相位校正单元260的一部分。 
基于导频的相矢Xp(n)可基于估计导频码元来获得，并被用于导出当前相位误差θc(n)。可用θc(n)来对收到数据码元进行相位校正并对其进行检测以获得估计数据码元。基于数据的相矢Xd(n)可在随后基于估计数据码元来获得，并被用于确定下一码元周期的相位误差。由此，可对当前OFDM码元使用基于导频的相位估计，而对下一OFDM码元使用基于数据的相位估计。相位误差估计和校正也可以其他方式来执行。 
可以各种方式执行框716中的相位误差计算。可如以上针对式(2)到(7)所描述地执行相位误差计算。相位误差估计还可通过对相位估计使用相矢(或复数值)来执行，如以下所描述。这些相矢支持对来自不同源的相位估计的简单最大比组合，以使得在组合过程中更多地加权较可靠的相位估计。通过使用相矢表示相位估计，相矢的幅值可反映相应相位估计的加权。相矢的计算可包括SNR信息，以使得相位估计的准确度/可靠性直接以相矢幅值的形式来反映。相位误差可通过对相矢求和以及确定该结果的角度，如以下所描述。 
基于导频的相矢Xp(n)可基于估计导频码元来推导出，如式(2)中所示。当前相矢和相应的当前相位误差可被确定如下： 
Xc(n)＝Yp·Xp(n)+α·Xt(n)，以及式(10) 
θc(n)＝tan-1{Xc(n)}，　　　　　　式(11) 
其中Xp(n)为从当前码元周期的跟踪导频获得的相矢， 
Xt(n)为先前码元周期中获得的总计相矢， 
Xc(n)为当前码元周期的当前相矢， 
α为定标因子，以及 
Yp为导频偏移量校正。
总计相矢Xt(n)是具有与相位误差的标准差有关的幅值的复数值。Xt(n)可被初始化为Xt(0)＝Ainit+j0，其中Ainit是可取决于相位噪声电平、残余频率误差、前同步码或MIMO导频的中心与信令部分中第一OFDM码元的中心之间的历时等的幅值。 
在式(10)中，当前相矢Xc(n)是基于导频的相矢Xp(n)和总计相矢Xt(n)的加权和。定标因子α决定在计算当前相矢Xc(n)时赋予总计相矢Xt(n)的权重。α可基于接收机处的频率误差和振荡相位噪声来选择。例如，如果相位噪声较大和/或如果先前信息不可靠，则可使用较小值，反之亦然。α在最初可被设为值1，而在预定数目的OFDM码元之后被设为另一值。α也可被设为零以便仅将导频码元用于相位校正。导频偏移量校正Yp是单位幅值相矢，其补偿跟踪导频相位估计的***误差并可如下所描述地来确定。Yp可被设为零以便仅将估计数据码元用于相位校正。将当前相矢Xc(n)用于当前码元周期中数据码元的相位校正。 
基于数据的相矢Xd(n)可基于估计数据码元推导出，如式(4)中所示。Xd(n)也可以计及SNR和信号星座的方式推导出。硬判决误差的数值取决于SNR并且在低SNR上会较为重要，对于1/2的码率尤其如此。硬判决误差会导致在取绝对值的情况下相位误差的平均小于实际值。平均相位误差中的偏倚量取决于SNR和信号星座。这种偏倚可通过将相矢的实分量相对于虚部进行缩减来校正。 
估计数据码元与其硬判决的点积可表达为： 
w k , m ( n ) = β k , m ( n ) · d ‾ k , m * ( n ) · d ^ k , m ( n ) , 　　　　　　　　式(12) 
其中wk，m(n)为估计数据码元与硬判决dk，m(n)的点积。定标因子βk，m(n)可基于SNR和/或其他因素。 
然后，基于数据的相矢Xd(n)可被表达为： 
X d ( n ) = Σ k = 1 K D Σ m = 1 N D ( k ) μ i · Re { w k , m ( n ) } + j Σ k = 1 K D Σ m = 1 N D ( k ) μ q · Im { w k , m ( n ) } , 式(13) 
其中μi和μq分别为实分量和虚分量的定标因子。 
定标因子μi和μq可基于每个流和副载波的SNR、信号星座等来选择。对实分量和虚分量使用两个不同的定标因子既实现偏倚校正又实现最大比组合。μi和μq也可取决于调制码元位置。例如，信号星座边缘处的调制码 元通常具有较少邻元，会更可靠，并且可被赋予较大权重，而远离边缘的调制码元通常具有更多邻元，会较不可靠，并且可被赋予较小权重。 
作为在框720的相位校正之前的相位误差的收到数据码元的绝对值相位误差可如下获得： 
Xdu(n)＝Xd(n)·Xc(n)，              式(14) 
其中Xc(n)为Xc(n)的归一化(单位幅值)版本，以及 
Xdu(n)为数据码元的绝对相位误差的相矢。 
基于数据的相矢Xd(n)是在框720的相位校正之后获得的。此相位校正之前的相位误差通过回加框720的相位校正来获得。这可通过将Xd(n)与 Xc(n)相乘来达成，这使Xd(n)旋转Xc(n)的角度。 
总计相矢可在随后被确定如下： 
Xt(n+1)＝Xc(n)+Xdu(n)。　　　　　　　式(15) 
在式(15)中，将数据码元的绝对相位误差与当前相位误差相组合以获得总计相位误差，其中用相矢执行组合以实现最大比组合。 
导频偏移量校正Yp补偿跟踪导频信道估计的***误差，并可如下描述地来确定。可按如下计算和累积绝对相矢Xdu(n)与基于导频的相矢Xp(n)之间的相位差： 
Y p = Σ i = 1 L X du ( i ) · X p * ( i ) , 　　　　　　　　　　　　　　　　　　式(16) 
其中L是进行累积的码元周期的数目并且可以是任何整数值。 
可在开始传输时在L个码元周期上执行式(16)中的累积，并且其结果可被用于剩余的传输。还可执行运行累积以获得Yp。Yp在随后被归一化以获得Yp，后者被用于式(10)中校正基于导频的相矢Xp(n)。 
图8示出了图7中相位误差计算单元716的一种设计。乘法器812将基于导频的相矢Xp(n)与导频偏移量校正Yp相乘。乘法器826将总计相矢Xt(n)与标定因子α相乘。加法器814将乘法器812与乘法器826的输出相加并提供当前相矢Xc(n)，如式(10)中所示。单元816如式(11)中所示地计算Xc(n)的相位并提供当前码元周期的当前相位校正θc(n)。 
单元818将Xc(n)归一化并提供Xc(n)。乘法器820将基于数据的相矢Xd(n)与Xc(n)相乘并提供绝对相矢Xdu(n)，如式(14)中所示的。加法器822 将当前相矢Xc(n)与绝对相矢Xdu(n)相加并为下一码元周期提供经更新总计相矢Xt(n+1)。寄存器824存储总计相矢以备用在下一码元周期中。 
单元828接收基于导频的相矢Xp(n)并提供共轭相矢(n)。乘法器830将单元828的输出与绝对相矢Xdu(n)相乘。累积器832累积乘法器830在L个码元周期上的输出，并提供相矢Yp，如式(16)中所示。单元834将Yp归一化并提供Yp。 
图9示出了用于执行相位校正的过程900。总计相矢Xt(n)和码元周期索引n在第一个OFDM码元之前被初始化(框912)。可用初始相位误差对码元周期n的收到导频码元进行相位校正(框914)。经相位校正的导频码元被处理(例如，检测)以获得估计导频码元(框916)。基于导频的相矢Xp(n)是基于估计导频码元计算出的(框918)。以基于导频的相矢Xp(n)和总计相矢Xt(n)为基础确定当前相矢Xc(n)，例如如式(10)中所示(框920)。基于当前相矢Xc(n)计算出当前相位误差θc(n)(框922)。 
用当前相位误差θc(n)来对在码元周期n内收到的数据码元进行相位校正(框924)。经相位校正的数据码元被处理(例如，检测)以获得估计数据码元(框926)。基于估计数据码元及其硬判决来计算出基于数据的相矢Xd(n)，例如如式(12)和(13)中所示(框928)。用基于数据的相矢Xd(n)和当前相矢Xc(n)更新总计相矢，例如如式(14)和(15)中所示的(框930)。将估计数据码元解码(框932)。 
图10示出了用于执行相位校正的过程1000。收到码元被处理(例如，检测)以获得估计导频码元(框1012)。基于估计导频码元计算出基于导频的相矢Xp(n)并用其来导出基于导频的相位误差θp(n)(框1016)。用θp(n)对收到数据码元进行相位校正(框1018)并处理(例如，检测)它以获得估计数据码元(框1020)。随后基于估计数据码元计算出基于数据的相矢Xd(n)(框1022)。随后，以基于数据的相矢为基础校正估计数据码元(框1024)，如下： 
d ~ k , m ( n ) = d ^ k , m ( n ) · X ‾ d * ( n )                                式(17) 
其中
Figure G2007800189914D00162
为经相位校正的估计数据码元。将经相位校正的估计数据码元解码(框1026)。
在图10中，在每个码元周期中独立地执行相位校正。没有相位信息被自一个码元周期携带到下一码元周期。 
图3、4、9和10示出了使用导频码元和数据码元执行相位校正的一些示例。相位校正也可以其它方式来执行。 
图11示出了用于执行相位估计的过程1100。从OFDM和/或MIMO传输获得收到导频码元和收到数据码元(框1112)。基于收到导频码元获得第一相位信息(框1114)。基于收到数据码元获得第二相位信息(框1116)。第一和第二相位信息可以各种方式获得并以各种方式来表示。基于第一和第二相位信息来校正收到数据码元的相位(框1118)。相位校正可直接和/或间接使用第一和第二相位信息并可在一个或多个步骤中执行。例如，可将第一相位信息应用于数据码元，并且可将第二相位信息应用于导频码元。第二相位信息会影响第一相位信息，由此可经由导频码元将其间接应用于数据码元。也可基于第一和/或第二相位信息来调节时基。 
对于框1114，例如可用初始相位误差来校正收到导频码元的相位，该初始相位误差可以是前一码元周期的相位误差、零或其他某个值。可对经相位校正的导频码元执行检测以获得估计导频码元。估计导频码元与已知导频码元的点积可被计算出、通过可取决于不同副载波和流的SNR估计和/或其他因子的定标因子被加权、以及被组合以获得第一相位信息。对于框1116，例如，可用第一相位信息来校正收到数据码元的相位。可对经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元。可获得关于估计数据码元的硬判决。估计数据码元与硬判决的点积可被计算出、通过可取决于SNR估计和/或的其他因子的定标因子被加权、以及被组合以获得第二相位信息。第一和第二相位信息还可以其他方式来获得。 
可以各种方式来执行框1118。在一种方案中，基于第二相位信息(例如，来自前一码元周期)校正收到导频码元的相位，基于经相位校正的导频码元来获得第一相位信息，以及基于该第一相位信息来校正收到数据码元的相位。在另一种方案中，基于第一相位信息来校正收到数据码元的相位，对经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元，基于估计数据码元获得第二相位信息，以及基于第二相位信息来校正估计数据码元的相位，例如，如图10中所 示。在又一种方案中，将第一和第二相位信息相组合以获得组合相位信息，并且基于该组合相位信息来校正收到数据码元的相位，例如，如图3和4中所示。数据码元的相位校正还可以其他方式来执行。 
图12示出了用于执行相位校正的装置1200。装置1200包括：用于从OFDM和/或MIMO传输获得收到导频码元和收到数据码元的装置(模块1212)；用于基于收到导频码元获得第一相位信息的装置(模块1214)；用于基于收到数据码元获得第二相位信息的装置(模块1216)；以及用于基于第一和第二相位信息校正收到数据码元的相位的装置(模块1218)。模块1212到1218可包括处理器、电子器件、硬件设备、电子组件、逻辑电路、存储器等或其任何组合。 
来自图6的单元610的频率误差估计通常具有某些误差，并且这种残余频率误差导致随时间的相位斜坡。可跨收到传输(例如，收到分组)累积相位误差，并且所累积的相位误差可被用于估计残余频率误差。残余频率误差估计可被提供给图6中的单元610和614并用于校正收到样本中的频率误差以及时基误差。 
相位校正技术利用来自诸如导频码元、数据码元等各种源的相位信息。来自导频和数据码元的相位信息提供对残余频率误差的准确估计，并可被用于以各种方式——在以上描述了这些方式中的某些——进行相位校正。来自不同导频周期中的导频和数据码元的相位信息可以各种方式组合。加权相位校正值可基于来自不同源、副载波、流、以及码元周期的相位信息推导出，并且被用于当前码元周期的相位校正。取决于等待时间、处理和/或其他因素，可在当前或下一码元周期中使用来自数据码元的相位信息。 
本文所描述的技术在残余频率误差导致随时间的相位斜坡的情形中会是有益的。对于不随时间增长的相位误差——譬如相位噪声等在各OFDM码元之间较为随机的相位误差，这些技术也是有益的。这些技术可用于任何数目的流，后者可具有相同或不同速率——例如独立地应用于各个流的各个速率。 
本文中描述的相位校正技术可藉由各种手段来实现。例如，这些技术可实现在硬件、固件、软件、或其组合中。对于硬件实现，用于执行相位校正的各个处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、 数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、或其组合内实现。 
对于固件和/或软件实现，这些技术可用执行本文中描述的功能的模块(例如，程序、函数等等)来实现。固件和/或软件代码可被存储在存储器(例如，图1中的存储器172或图2中的存储器272)中，并由处理器(例如，处理器170或270)执行。存储器可实现在处理器内部或处理器外部。 
提供前面对本公开的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本公开。对本公开的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中示出的示例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims (22)

1.一种用于对无线通信执行相位校正的方法，包括：
基于当前码元周期中接收自第一副载波集的导频码元获得第一相位信息；
基于所述第一相位信息校正当前码元周期中接收自第二副载波集的数据码元的相位；
基于当前码元周期中经相位校正的数据码元获得第二相位信息；以及
基于所述第二相位信息校正下一码元周期中收到数据码元的相位，
其中所述获得第二相位信息进一步包括对当前码元周期中所述经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元并基于所述估计数据码元获得所述第二相位信息。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
对样本执行OFDM解调以获得来自所述第一副载波集的所述收到导频码元和来自所述第二副载波集的所述收到数据码元。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第一相位信息包括：
校正所述收到导频码元的相位，以及
基于经相位校正的导频码元获得所述第一相位信息。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：用第一相位值来表示所述第一相位信息，以及用第二相位值来表示所述第二相位信息。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
用第一复数值来表示所述第一相位信息，以及用第二复数值来表示所述第二相位信息。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第一相位信息包括：
基于所述收到导频码元获得估计导频码元；以及
对所述估计导频码元与已知导频码元的点积求和以获得所述第一相位信息，其中所述已知导频码元是接收机先验已知的。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第一相位信息包括：
基于所述收到导频码元获得估计导频码元；
获得所述第一副载波集的信噪比SNR估计；
确定所述估计导频码元与已知导频码元的点积，其中所述已知导频码元是接收机先验已知的；
用基于所述SNR估计确定的定标因子来定标所述点积；以及
组合所述经定标的点积以获得所述第一相位信息。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第一相位信息包括：
校正所述收到导频码元的相位；
对经相位校正的导频码元执行检测以获得估计导频码元；以及
对所述估计导频码元与已知导频码元的点积求和以获得所述第一相位信息，其中所述已知导频码元是接收机先验已知的。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第二相位信息包括：
获得所述估计数据码元的硬判决；以及
对所述估计数据码元与所述硬判决的点积求和以获得所述第二相位信息。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得第二相位信息包括：
获得所述第二副载波集的信噪比SNR估计；
确定所述估计数据码元与所述估计数据码元的硬判决的点积；
用基于所述SNR估计确定的定标因子来定标所述点积；以及
组合所述经定标的点积以获得所述二相位信息。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
基于所述第一相位信息或所述第二相位信息或这两者来调节时基。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
基于所述第一相位信息或所述第二相位信息或这两者来确定总计时基误差；
在所述总计时基误差超过第一值的情况下提前时基；以及
在所述总计时基误差落到第二值之下的情况下延迟时基。
13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
估计装置处的频率误差；以及
在获得所述第一和第二相位信息之前校正所述频率误差。
14.一种用于对无线通信执行相位校正的装置，包括：
用于基于当前码元周期中接收自第一副载波集的导频码元获得第一相位信息的装置；
用于基于所述第一相位信息校正当前码元周期中接收自第二副载波集的数据码元的相位的装置；
用于基于当前码元周期中经相位校正的数据码元获得第二相位信息的装置；以及
用于基于所述第二相位信息校正下一码元周期中收到数据码元的相位的装置，
其中所述获得第二相位信息的装置进一步包括用于对当前码元周期中所述经相位校正的数据码元执行检测以获得估计数据码元的装置，以及用于基于所述估计数据码元获得所述第二相位信息的装置。
15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述用于获得第一相位信息的装置包括：
用于校正所述收到导频码元的相位的装置，以及
用于基于经相位校正的导频码元获得所述第一相位信息的装置。
16.一种用于对无线通信执行相位校正的方法，包括：
获得来自多输入多输出（MIMO）传输的当前码元周期的收到导频码元和收到数据码元；
基于当前码元周期中所述收到导频码元获得第一相位信息；
基于所述第一相位信息校正当前码元周期中所述收到数据码元的相位；
基于当前码元周期中经相位校正的数据码元获得第二相位信息；以及
基于所述第二相位信息校正下一码元周期中收到数据码元的相位，
其中所述获得第二相位信息进一步包括对当前码元周期中所述经相位校正的数据码元执行MIMO检测以获得估计数据码元并基于所述估计数据码元获得所述第二相位信息。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括：
对所述收到导频码元执行MIMO检测以获得多个流的估计导频码元，以及
其中所述获得第一相位信息包括
对所述估计导频码元与已知导频码元的点积求和以获得所述第一相位信息，其中所述已知导频码元是接收机先验已知的。
18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述获得第二相位信息进一步包括
获得所述估计数据码元的硬判决，以及
对所述估计数据码元与所述硬判决的点积求和以获得所述第二相位信息。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述获得第一相位信息包括：
校正所述收到导频码元的相位；以及
基于经相位校正的导频码元获得所述第一相位信息。
20.一种用于对无线通信执行相位校正的装置，包括：
用于获得来自多输入多输出（MIMO）传输的当前码元周期的收到导频码元和收到数据码元的装置；
用于基于当前码元周期中所述收到导频码元获得第一相位信息的装置；
用于基于所述第一相位信息校正当前码元周期中所述收到数据码元的相位的装置；
用于基于当前码元周期中经相位校正的数据码元获得第二相位信息的装置；以及
用于基于所述第二相位信息校正下一码元周期中收到数据码元的相位的装置，
其中所述用于获得第二相位信息的装置进一步包括用于对当前码元周期中所述经相位校正的数据码元执行MIMO检测以获得估计数据码元的装置，以及用于基于所述估计数据码元获得所述第二相位信息的装置。
21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，还包括：
用于对所述收到导频码元执行MIMO检测以获得多个流的估计导频码元的装置，以及
其中所述用于获得第一相位信息的装置包括
用于对所述估计导频码元与已知导频码元的点积求和以获得所述第一相位信息的装置，其中所述已知导频码元是接收机先验已知的。
22.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述用于获得第二相位信息的装置进一步包括
用于获得所述估计数据码元的硬判决的装置，以及
用于对所述估计数据码元与所述硬判决的点积求和以获得所述第二相位信息的装置。
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