CN101394385A - 基于时域处理联合信道估计的正交频分复用*** - Google Patents

Abstract

基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***，涉及移动通信技术领域。它解决了现有正交频分复用***为减小峰均功率比使信号产生失真，影响***性能的问题。它的步骤为：发射机：将经过IFFT变换后的时域信号进行线性滤波插值处理以减小峰均功率比，后经***循环前缀和并/串转换处理通过发射信道发射；接收机：将接收信号进行串/并转换和线性逆变换获得两路并行的时域接收信号序列，将一路去除循环前缀后进行FFT变换得到并行的频域信号序列D′(n)；将另一路进行信道估计获得信道冲激响应

，然后进行FFT变换得到并行的信道频率响应序列；将D′(n)和进行迫零均衡、并/串转换、解映射和解调后得到比特信号。本发明适用于现有的OFDM***。

Description

基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，具体涉及基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***。

背景技术

多径信道的频率选择性衰落会导致接收信号功率大幅下降，信噪比也大幅下降。在宽带无线数字通信中，影响信息高速传输的最主要的一类干扰是由信道的多径效应所引起的频率选择型衰落，也就是当信息传输速率较高时，信号持续时间越短，相应带宽越宽，若信号带宽超过信道相干带宽，则信道时间弥散特性对接收信号产生频率选择性衰落，从而使接收信号相互重叠，产生符号间干扰造成通信性能下降。随着信息传输速率的进一步提高，在接收端采用均衡器或者采用直接序列扩频加Rake接收的传统方法，虽然克服了频率选择性衰落，但在复杂度和性能方面都面临许多障碍。

因此，多载波技术从思想上根本的解决了这个问题。它将信道在频域上划分成多个子信道，使每个子信道的频谱特性都近似平坦，使得多个互相独立的子信道传输信号在接收机中合并，以实现信号的频率分集，所以克服了在频域上多径信道呈现出频率选择性衰落。其中OFDM(正交频分复用技术)是一种高效正交的多载波数据传输方式，它将高速串行数据流分成多路低速并行数据流同时发送，且同时对不同的正交载波进行调制。

通信***的性能主要受到无线信道的制约，由于无线信道具有频率选择和时变特性，使得在OFDM信号解调之前，对信道进行动态的信道估计是十分必要的。从均衡的角度来说，为了在接收端准确恢复出发送信号，也必须要进行信道估计以获得所有子载波上的参考相位和幅度。在采用简单的频域均衡代替复杂的高阶时域均衡的同时，可以简化接收机的复杂度。在OFDM***中，***对频偏比较敏感，所以一般使用相干检测，而对于相干检测的OFDM***，采用信道估计是必须的。

同时，OFDM信号的一个主要缺点是PAPR(峰均功率比)较大，高PAPR对***高功率放大器HPA和A/D变换器的线性度提出了很高的要求。在高PAPR时出现非线性，就会产生子载波间的交调干扰和带外辐射，从而大大降低了OFDM***的性能。

为了改善OFDM***的性能而采取的方法主要有：1、通过提高信道响应估计的准确度，在接收端消除信道对传输数据的影响，从而提高信道抗干扰能力，降低误码的发生，使接收端能准确的恢复出所需数据。2、通过有效的降低PAPR，从而降低误码的发生。目前没有同时通过提高信道响应估计的准确度和有效的降低PAPR来改善OFDM***性能的方法，并且目前的方法在发射端采用的都是非线性变化使信号容易产生失真现象，从而影响了接收端的性能。

发明内容

为了解决目前没有同时通过提高信道响应估计的准确度和有效的降低PAPR来改善OFDM***性能的方法，以及目前的的正交频分复用***在发射端采用的都是非线性变化使信号容易产生失真现象，从而影响接收端性能的问题，现提出基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***。

本发明的步骤为：

发射过程：

步骤A1、输入的比特流通过映射得到星座点符号，将此星座点符号进行调制后得到符号流，所述符号流经串/并转换得到并行的频域信号序列X′(n)；

步骤A2、将并行的频域信号序列X′(n)和并行的频域导频信号序列P′(n)进行频域导频***，然后经IFFT变换得到并行的时域信号序列X(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A3、将并行的时域信号序列X(n)通过发射端延迟因子τ进行滤波的插值处理，得到并行的时域信号序列Z(n)；

步骤A4、在并行的时域信号序列Z(n)中***循环前缀后和时域导频信号序列P(n)一起进行并/串转换，而后通过发射信道发射；

接收过程：

步骤A5、将接收到的信号进行串/并转换和线性逆变换，得到并行的时域接收信号序列C(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A6、将并行的时域接收信号序列C(n)分别进行处理：

I、去除循环前缀后进行FFT变换得到并行的频域信号序列D′(n)；II、与时域导频信号序列P(n)进行信道估计得到信道冲激响应

而后进行FFT变换后得到并行的信道频率响应序列

步骤A7、将并行的频域信号序列D′(n)和并行的信道频率响应序列送入迫零均衡器，得到并行的估计信号序列

步骤A8、将并行的估计信号序列进行并/串转换，然后解映射、解调后得到比特信号。

本发明采用联合信道估计的思想，它的发射端采用的都是线性变化，所以信号不容易产生失真现象，并且通过提高信道响应估计的准确度，有效的降低PAPR，从而提高了接收端的性能，使OFDM***的性能得到了进一步改善。

附图说明

图1是本发明发射装置的原理结构示意图；图2是本发明接收装置的原理结构示意图；图3是导频信道的帧结构图；图4是并行的时域接收信号序列C(n)和并行的时域导频信号序列P(n)进行信道估计过程中信号序列的示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1和图2说明本实施方式。

本实施方式所使用的发射装置由映射器1、调制器2、第一串/并转换器3、导频***器4、IFFT变换器(快速傅立叶变换器)5、线性变换器6、循环前缀的***控制单元7和第一并/串转换器8组成，映射器1的输出端与调制器2的输入端相连，调制器2的输出端与第一串/并转换器3的输入端相连，第一串/并转换器3的输出端与导频***器4的输入端相连，导频***器4的输出端与IFFT变换器5的输入端相连，IFFT变换器5的输出端与线性变换器6的输入端相连，线性变换器6的输出端与循环前缀的***控制单元7的输入端相连，循环前缀的***控制单元7输出端与第一并/串转换器8的输入端相连，第一并/串转换器8的输出端与发射信道相连；本实施方式所使用的接收装置由第二串/并转换器9、线性逆变换器10、循环前缀的去除控制单元11、第一FFT变换器(傅立叶变换器)12、信道估计器13、第二FFT变换器14、迫零均衡器15、第二并/串转换器16、解映射器17和解调器18组成，第二串/并转换器9的输出端与线性逆变换器10的输入端相连，线性逆变换器10的输出端分别与循环前缀的去除控制单元11的输入端和信道估计器13的输入端相连，循环前缀的去除控制单元11的输出端与第一FFT变换器12的输入端相连，信道估计器13的输出端与第二FFT变换器14的输入端相连，第一FFT变换器12的输出端和第二FFT变换器14的输出端同时与迫零均衡器15的输入端相连，迫零均衡器15的输出端与第二并/串转换器16的输入端相连，第二并/串转换器16的输出端与解映射器17的输入端相连，解映射器17的输出端解调器18的输入端相连。

本实施方式的具体步骤为：

发射过程：

步骤A1、输入的比特流通过映射器1得到星座点符号，此星座点符号送入调制器2后得到符号流，后经第一串/并转换器3得到并行的频域信号序列X′(n)；

步骤A2、并行的频域信号序列X′(n)送入导频***器4和并行的频域导频信号序列P′(n)进行频域导频***，后经IFFT变换器5得到并行的时域信号序列X(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A3、并行的时域信号序列X(n)送入线性变换器6利用发射端延迟因子τ进行滤波的插值处理，得到并行的时域信号序列Z(n)；

步骤A4、并行的时域信号序列Z(n)通过循环前缀的***控制单元7后，和时域导频信号序列P(n)一起送入第一并/串转换器8，而后通过发射信道发射；

接收过程：

步骤A5、接收到的信号通过第二串/并转换器9和线性逆变换器10，得到并行的时域接收信号序列C(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A6、并行的时域接收信号序列C(n)分成两路进行传输：

一路依次通过循环前缀的去除控制单元11和第一FFT变换器12得到并行的频域信号序列D′(n)；

另一路与时域导频信号序列P(n)通过信道估计器13得到信道冲激响应

而后通过第二FFT变换器14得到并行的信道频率响应序列

步骤A7、并行的频域信号序列D′(n)和并行的信道频率响应序列

送入迫零均衡器15得到并行的估计信号序列

步骤A8、并行的估计信号序列

次通过第二并/串转换器16、解映射器17和解调器18后输出比特信号。

具体实施方式二：结合图4说明本实施方式。

本具体实施方式与具体实施方式一的不同在于步骤A6中所述的并行的时域导频信号序列C(n)通过信道估计器12的步骤为：

步骤B1、并行的时域接收信号序列C(n)和并行的时域导频信号序列P(n)进行循环相关：

一、选择循环相关的起点α＝0进行第一次循环相关；

二、两个序列在n∈[0，N_g]部分循环相关的结果为第一次信道冲激响应的系数h_o~(n)，其中N_g称为保护间隔；

三、根据两个序列在n∈[N_g，N]部分循环相关的结果h_o~(n′)得到所有抽头功率的平均门限值T＝E[|h_o~(n′)|²]

四、根据平均门限值T对在n∈[0，N_g]部分进行反向能量检测，也就是初始监测点为N_g，得到第i个抽头的功率比平均门限值T大且第i+1个抽头的功率比第i个抽头的功率小，则得到i值，从而得到信道的最大长度L＝N_g-i-1；

五、在α∈[-N_g+L，0]部分选择循环相关的起点，然后根据循环相关起点的不同在N_g范围内得到信道冲激响应的系数h_α~(n)；

步骤B2、将得到的所有信道冲激响应的系数h_α~(n)求期望得到信道冲激响应

具体实施方式三：本具体实施方式与具体实施方式一或具体实施方式二的不同在于步骤A3中所述的延迟因子τ是[0，1]中的常数，它是根据信道的状态确定的。

图3所示的导频信道的帧包括导频信号PS和数据信号DS，它们在同一帧中交替传输，导频信号PS主要用于进行信道估计的辅助处理，在处理的过程中根据导频图样的选择来进行导频信号的***，然后利用信道估计，来估计数据信号DS，最后利用信道信息来优化发射端延迟因子τ的取值。

具体实施方式四：本具体实施方式与具体实施方式一或具体实施方式二的不同在于步骤A7中所述的迫零均衡器14采用的是单抽头的均衡器，得到并行的时域联合的估计信号序列

Claims (5)

1、基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***，其特征在于它的步骤为：发射过程：

步骤A1、输入的比特流通过映射得到星座点符号，将此星座点符号进行调制后得到符号流，所述符号流经串/并转换得到并行的频域信号序列X′(n)；

步骤A2、将并行的频域信号序列X′(n)和并行的频域导频信号序列P′(n)进行频域导频***，然后经IFFT变换得到并行的时域信号序列X(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A3、将并行的时域信号序列X(n)通过发射端延迟因子τ进行滤波的插值处理，得到并行的时域信号序列Z(n)；

步骤A4、在并行的时域信号序列Z(n)中***循环前缀后和时域导频信号序列P(n)一起进行并/串转换，而后通过发射信道发射；

接收过程：

步骤A5、将接收到的信号进行串/并转换和线性逆变换，得到并行的时域接收信号序列C(n)和时域导频信号序列P(n)；

步骤A6、将并行的时域接收信号序列C(n)分别进行处理：

I、去除循环前缀后进行FFT变换得到并行的频域信号序列D′(n)；

II、与时域导频信号序列P(n)进行信道估计得到信道冲激响应

而后进行FFT变换后得到并行的信道频率响应序列

步骤A7、将并行的频域信号序列D′(n)和并行的信道频率响应序列

送入迫零均衡器，得到并行的估计信号序列

步骤A8、将并行的估计信号序列

进行并/串转换，然后解映射、解调后得到比特信号。

2、根据权利要求1所述的基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***，其特征在于步骤A6中所述的信道估计过程为：

步骤B1、将并行的时域接收信号序列C(n)和并行的时域导频信号序列P(n)进行循环相关：一、选择循环相关的起点α＝0进行第一次循环相关；

二、所述两个序列在n∈[0，N_g]部分循环相关的结果为第一次信道冲激响应的系数h_o ^～(n)；

三、根据所述两个序列在n∈[N_g，N]部分循环相关的结果h_o ^～(n′)得到所有抽头功率的平均门限值T＝E[|h₀ ^～(n′)|²]；

四、根据平均门限值T对在n∈[0，N_g]部分进行反向能量检测，也就是初始监测点为N_g，得到第i个抽头的功率比平均门限值T大且第i+1个抽头的功率比第i个抽头的功率小，则得到i值，从而得到信道冲激响应的长度L＝N_g-i-1；

五、在α∈[-N_g+L，0]部分选择循环相关的起点，然后根据循环相关起点的不同在N_g范围内得到信道冲激响应的系数h_α ^～(n)；

步骤B2、将得到的所有信道冲激响应的系数h_α ^～(n)求期望，得到信道冲激响应

。

3、根据权利要求1或2所述的基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***，其特征在于步骤A3中所述的延迟因子τ是[0，1]中的常数，它是根据信道的状态的特性确定的。

4、根据权利要求1或2所述的基于时域处理联合信道估计的正交频分复用***，其特征在于步骤A7中所述的迫零均衡器采用的是单抽头的均衡器，得到的并行的时域联合的估计信号序列 $\stackrel{\mathrm{\Λ}}{X\left(n\right)}={\stackrel{\mathrm{\Λ}}{H\left(n\right)}}^{-1}*D\left(n\right).$

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