CN101383560A - 直流电压转换器 - Google Patents

Abstract

一种直流电压转换器，其中包括一负载检测器、一可变尺寸功率晶体管组、以及一功率晶体管尺寸控制器与驱动器。该负载检测器负责检测负载电流的大小。该可变尺寸功率晶体管组具有彼此并联的多个PMOS与彼此并联的多个NMOS。该功率晶体管尺寸控制器与驱动器耦接于该负载检测器与该可变尺寸功率晶体管组之间，负责根据该负载电流控制该多个PMOS与NMOS的导通状况。随着该负载电流的改变，该可变尺寸功率晶体管组将以不同总尺寸调整该直流电压转换器的一转换电压输出端的电位。

Description

直流电压转换器

技术领域

本发明有关于一种直流电压转换器(DC-DC converter)。

背景技术

图1为传统直流电压转换器的一种实施方式，用以转换一原始直流电压源VDD，转换后的直流电压由一转换电压输出端Vout输出。该传统直流电压转换器包括一电感L、一脉冲发生器102(Pulse Width Modulation，PWM)、一功率晶体管启用信号发生器104、一功率晶体管组110(Power MOS)、供该功率晶体管组110的P型金属氧化物半导体晶体管Mp(PMOS)使用的驱动电路106(driver)、以及供该功率晶体管组110的N型金属氧化物半导体晶体管Mn(NMOS)使用的驱动电路108。

该转换电压输出端的电压Vout经电阻R1与R2分压后，将输入该脉冲发生器102，以产生一脉冲Vswitch。该功率晶体管启用信号发生器104包括一停滞时间控制器112(Dead-time Controller，DTC)、以及一零电压切换电路114(Zero Current Detector，ZCD)。该停滞时间控制器112将输出一P型金属氧化物半导体晶体管启用信号SW_P。该零电压切换电路114将输出一N型金属氧化物半导体晶体管启用信号SW_N。当该PMOS启用信号SW_P为其启用状态(低电平)时，该驱动电路106将令该PMOS启用信号SW_P逼近接地端的电位，以导通该PMOS Mp。当该NMOS启用信号SW_N为其启用状态(高电平)时，该驱动电路108将令该NMOS启用信号SW_N逼近该原始直流电压源VDD的电位，以导通该NMOS Mn，电压Vout因而得以维持在一稳定范围内。

然而，传统直流电压转换器的设计多以其负载单元的厂商所提供的规格为基准，所传递出的功率为一默认值，该默认值为该负载单元的最大功率消耗，将令该负载单元于任何情况下都得以正常工作。但是，当该负载单元为处理器、随机存取内存、显示器、...等应用时，负载单元绝大多数的时间都处于待机状态(低负载)，其功率需求远低于所述默认值。使得传统直流电压转换器于低负载范围内的功率转换效能极差。

发明内容

本发明的范例提供一种直流电压转换器，其中包括一负载检测器(loadsensor)、一可变尺寸功率晶体管组、以及一功率晶体管尺寸控制器与驱动器(width controller and driver)。该负载检测器负责检测该直流电压转换器的负载电流的大小。该可变尺寸功率晶体管组具有彼此并联的多个P型金属氧化物半导体晶体管(PMOS)与彼此并联的多个N型金属氧化物半导体晶体管(NMOS)。该功率晶体管尺寸控制器与驱动器耦接于该负载检测器与该可变尺寸功率晶体管组之间，负责根据该负载电流控制该多个PMOS与该多个NMOS的导通状况。随着该负载电流的改变，该可变尺寸功率晶体管组将以不同总尺寸调整该直流电压转换器的一转换电压输出端的电位。

本发明的范例更提供一种直流电压转换器，其中包括一负载检测器、一高频脉动跳跃调制控制器、一脉冲发生器、一NAND门、一功率晶体管启用信号发生器、以及一功率晶体管组。该负载检测器负责检测该直流电压转换器的负载电流的大小。该高频脉动跳跃调制控制器将根据该负载电流的大小决定一高频脉动跳跃调制控制区间，其中，该负载电流愈小则该高频脉动跳跃调制控制区间愈长。该高频脉动跳跃调制控制器更以一高频脉动跳跃调制单位分割该高频脉动跳跃调制控制区间以输出一高频脉动跳跃调制信号，其中，该高频脉动跳跃调制信号于该高频脉动跳跃调制控制区间的各高频脉动跳跃调制单位的一高频脉动跳跃调制发生处为低电平，根据该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压，该脉冲发生器产生一脉冲。该NAND门的输入信号为该脉冲的反相信号与该高频脉动跳跃调制信号。根据该NAND门的输出信号，该功率晶体管启用信号发生器产生一P型金属氧化物半导体晶体管(PMOS)启用信号、以及一N型金属氧化物半导体晶体管(NMOS)启用信号。该PMOS启用信号以及该NMOS启用信号控制该功率晶体管组，以调整该转换电压输出端的电压。

为让本发明的所述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出数个实施例，并配合附图详细说明。

附图说明

图1为传统直流电压转换器的一种实施方式；

图2为本发明的直流电压转换器的一种实施方式；

图3为本发明功率晶体管尺寸控制器与驱动器的一种实施方式；

图4为本发明负载检测器的一种实施方式；

图5为本发明负载检测器的数字式模数转换器的一种实施方式的详细电路图；

图6举例说明如何由本发明的负载电流检测电路的输出判断该负载电流的大小；

图7为本发明检测电压发生器的一种实施方式；

图8为本发明的直流电压转换器的另一种实施方式；

图9为采用DSM控制的一直流电压转换器实施例；

图10举例说明DSM控制技术所产生的各种信号；

图11为该负载检测器的一种实施方式；

图12举例说明该高频脉动跳跃调制控制区间与信号tN和参考信号Vmode的关系；

图13为本发明高频脉动跳跃调制控制器的一种实施方式；

图14以高频脉动跳跃调制控制的相关信号波形；

图15为采用此高频脉动跳跃调制控制的直流电压转换器的实施方式。

主要组件符号说明

102-脉冲发生器；

104-功率晶体管启用信号发生器；

106，108-驱动电路；

110-功率晶体管；

112-停滞时间控制器；

114-零电压切换电路；

202-负载检测器；

204-可变尺寸功率晶体管组；

206-功率晶体管组尺寸控制器与驱动器；

208-脉冲发生器；

210-功率晶体管启用信号发生器；

302-功率晶体管组尺寸控制器与驱动器；

304-第一控制单元；

306-第二控制单元；

308-逻辑电路；

310-驱动电路；

312-逻辑电路；

314-驱动电路；

402-检测电压发生电路；

404-取样保持电路；

406-电压-电流转换电路；

408-电流驱动串接反相器延迟电路；

410-D型触发器；

502-取样保持电路；

504-电压-电流转换电路；

506-电流驱动串接反相器延迟电路；

508-延迟单元；

602-负载电流检测区间；

604-取样区间；

606-保持区间；

702-可变尺寸功率晶体管组的PMOS部分；

704-可变尺寸功率晶体管组的NMOS部分；

706-检测用P型金属氧化物半导体晶体管组；

802-脉冲发生器；

804-功率晶体管启用信号发生器；

806、808-功率晶体管组尺寸控制器与驱动器；

810-数字式模数转换器；

812-电流检测电路；

902-负载检测器；

904-高频脉动跳跃调制控制器；

906-脉冲发生器；

908-NAND门；

910-功率晶体管启用信号发生器；

912-高频脉动跳跃调制信号；

1002-脉冲的一次切换周期；

1102-取样保持电路；

1104-电压-电流转换电路；

1106-电流驱动串接反相器延迟电路；

1202与1204-标示对应大负载电流与小负载电流的高频脉动跳跃调制控制区间；

1206-高频脉动跳跃调制控制区间所在；

1302-1306-多任务器；

1308-高频脉动跳跃调制控制输入端；

1402-标示高频脉动跳跃调制控制区间；

1404-高频脉动跳跃调制控制输入端为“0”时的高频脉动跳跃调制信号；

1406-对应高频脉动跳跃调制信号1404的PMOS启用信号SW_P；

1408-高频脉动跳跃调制控制输入端为“1”时的高频脉动跳跃调制信号；

1410-对应高频脉动跳跃调制信号1408的PMOS启用信号SW_P；

1412、1414-高频脉动跳跃调制发生处；

1502-脉冲发生器；

1504-功率晶体管启用信号发生器；

1506与1508-组成该负载检测器902；

1510-高频脉动跳跃调制控制器；

CLKsam-取样保持电路的开关控制信号；

(D1，D2，...，DN)-温度计码；

I-延迟单元的驱动电流；

IL-电感电流；

Isense-检测电流；

L-电感；

Mn-NMOS；

Mn1-MnN-小尺寸NMOS；

Mp-PMOS；

Mp1-MpN-小尺寸PMOS；

Rsense-检测电阻；

SW_N-NMOS启用信号；

SW_Ni(i＝1-N)-各小尺寸NMOS的导通信号；

SW_Pi(i＝1-N)-各小尺寸PMOS的导通信号；

SW_P-PMOS启用信号；

t1-tN-延迟单元的输出端；

tN1-大负载电流时，最后一个延迟单元的输出；

tN2-小负载电流时，最后一个延迟单元的输出；

Td-传递时间差；

Tx-标示提取时间；

VDD-原始直流电压源；

Vmode-提取信号；

Vout-转换电压输出端；

VQ-脉冲发生器产生的脉冲的反相信号；

Vreset-延迟单元所传递的信号；

Vsense-检测电压；

Vx-第一节点。

具体实施方式

图2为本发明的直流电压转换器的一种实施方式，其中包括一电感L、一负载检测器202、一可变尺寸功率晶体管组204、以及一功率晶体管尺寸控制器与驱动器206。与图1的传统功率晶体管组110相比较，本发明所采用的可变尺寸功率晶体管组204将图1的大尺寸PMOS(Mp)与大尺寸NMOS(Mn)分别以彼此并联的多个小尺寸PMOS(Mp1-MpN)以及彼此并联的多个小尺寸NMOS(Mn1-MnN)取代。该多个小尺寸PMOS(Mp1-MpN)将提供路径供该直流电压转换器的一转换电压输出端Vout经该电感L耦接至一原始直流电压源VDD，该多个小尺寸NMOS(Mn1-MnN)将提供路径供该转换电压输出端Vout经该电感L耦接至一接地端。然而，与图1相比较，图1的传统直流电压转换器在所有负载范围皆使用固定尺寸的功率晶体管组110，本发明则可通过控制该多个小尺寸晶体管的导通状态令该可变尺寸功率晶体管组204的一PMOS总尺寸与一NMOS总尺寸正比于该直流电压转换器的负载电流。其中，该负载检测器202负责检测该负载电流的大小。该多个小尺寸PMOS(Mp1-MpN)与小尺寸NMOS(Mn1-MnN)的导通状况则由耦接于该负载检测器202与该可变尺寸功率晶体管组204之间的功率晶体管尺寸控制器与驱动器206控制。

观察图1所示的传统直流电压转换器，发现由于所使用的功率晶体管组110为大尺寸，故所使用的驱动电路106与108也必须是大尺寸。于大负载电流时，该传统直流电压转换器的功率消耗主要来自于该大尺寸功率晶体管组110的导通损耗(conduction loss)。于小负载电流时，功率消耗主要来自于该大尺寸功率晶体管组110与所述大尺寸驱动电路106与108的切换损耗(switching loss)。然而本发明的实施例如图2所示的直流电压转换器—该可变尺寸功率晶体管组204的尺寸与该负载电流成正比—将拥有较佳的功率效能。在大负载电流时采用大尺寸功率晶体管组，将使功率晶体管组的等效电阻值变小并且降低功率晶体管组的导通损耗。在小负载电流时，采用小尺寸驱动电路驱动小尺寸功率晶体管组，将可一并降低功率晶体管组与驱动电路的切换损耗。

详见图2的实施方式，该可变尺寸功率晶体管组204的一种实施方式如下。该多个PMOS(Mp1-MpN)的源极与漏极分别耦接于该原始直流电压源VDD与一第一节点Vx。该多个NMOS(Mn1-MnN)的漏极与源极分别耦接于该第一节点Vx与该接地端。其中该第一节点Vx经该电感L耦接该转换电压输出端Vout。

参阅图2，脉冲发生器208与功率晶体管启用信号发生器210的目的为产生一PMOS启用信号SW_P与一NMOS启用信号SW_N。其它可以产生该PMOS启用信号SW_P与该NMOS启用信号SW_P的电路亦可用来取代该脉冲发生器208与该功率晶体管启用信号发生器210。

此外，图2所示的实施方式所采用的负载检测器202所输出的多个数字信号(D1，D2，...，DN)为温度计码(thermometer code)，用以标示该负载电流的大小。该多个数字信号(D1，D2，...，DN)中愈多信号为高电平，则代表该负载电流愈大。该多个数字信号(D1，D2，...，DN)与该多个PMOS(Mp1-MpN)和该多个NMOS(Mn1-MnN)互相对应。图3为该功率晶体管尺寸控制器与驱动器206的一种实施方式，其中假设该可变尺寸功率晶体管组功率包括七组小尺寸的传统功率晶体管组(N＝7)。图3以Mp1-Mp7与Mn1-Mn7示意此七组小尺寸传统功率晶体管组内的PMOS与NMOS。如图3所示，一功率晶体管尺寸控制器与驱动器302包括多个第一控制单元304与多个第二控制单元306。以图中所示的第一控制单元304为例，该第一控制单元304对应一个所述PMOS(Mp1)与一个所述数字信号(Dj)。在一PMOS启用信号SW_P为其启用状态(低电平)时，该第一控制单元304将根据所对应的数字信号(Dj)决定所对应的PMOS(Mp1)的导通状态。以图中所示的第二控制单元306为例，该第二控制单元306对应一个所述NMOS(Mn1)与一个所述数字信号(Dj)。在一NMOS启用信号SW_P为其启用状态(高电平)时，该第二控制单元306将根据所对应的数字信号(Dj)决定所对应的NMOS(Mn1)的导通状态。

在图3所示的实施方式中，该第一控制单元304包括一逻辑电路308与一驱动电路310。该逻辑电路308于该PMOS启用信号SW_P为其启用状态(低电平)、并且所对应的数字信号(Dj)为高电平时输出一低电平信号。该驱动电路310将令该低电平信号逼近该接地端的电位以导通所对应的PMOS(Mp1)。该第二控制单元306各自包括一逻辑电路312与一驱动电路314。该逻辑电路于该NMOS启用信号SW_N为其启用状态(高电平)、并且所对应的数字信号(Dj)为高电平时输出一高电平信号。该驱动电路314将令该高电平信号逼近该原始直流电压源VDD的电位以导通所对应的NMOS(Mn1)。

图4为该负载检测器202的一种实施方式，其中包括一检测电压发生电路402、一取样保持电路404、一电压-电流转换电路406、一电流驱动串接反相器延迟电路408、以及多个D型触发器410。该检测电压发生电路402将该电感L的电流以一比例缩小成一检测电流，并且令该检测电流流经一检测电阻以产生一检测电压Vsense。该取样保持电路404将取样该检测电压Vsense。取样的检测电压Vsense经该电压-电流转换电路406转换后，成一驱动电流I，其值与该检测电压Vsense成正比。如图所示，该电流驱动串接反相器延迟电路408包括串接的多个延迟单元，用来传递一高电平信号。该多个延迟单元各自包括串接的多个反相器。如图中实施方式，一个延迟单元由两个串接反相器所组成。该多个反相器分别由该驱动电流I所驱动。由于该高电平信号在该多个延迟单元内的传播速度与该驱动电流I成正比，因此，本实施方式将以该多个D型触发器410提取该多个延迟单元的输出端信号(t1-tN)，并且以所提取到数字信号(D1-DN)判断该驱动电流I的大小，进而利用该驱动电流I与负载电流成正比的关系，判断出该负载电流的大小。其中，该多个D型触发器410统一由一提取信号Vmode触发。该取样保持电路404、该电压-电流转换电路406、该电流驱动串接反相器延迟电路408、以及该多个D型触发器410所组成的电路为一种简单的数字式模数转换器，此电路将取代传统庞大的模拟式转换器电路。

图5为该负载检测器的数字式模数转换器412的一种实施方式的详细电路图。电路502、504、与506分别对应该取样保持电路404、该电压-电流转换电路406、与该电流驱动串接反相器延迟电路408。图6以分成五个小尺寸功率晶体管组的可变尺寸功率晶体管组为例(N＝5)，说明如何由负载电流检测电路的输出判断该负载电流的大小。其中，负载电流检测区间602包括一取样区间604与一保持区间606。进入该保持区间606后，该取样保持电路502的开关S1将不导通。取样到的检测电压Vsense将由该电压-电流转换电路504转换成驱动电流驱动该电流驱动串接反相器延迟电路506内的反相器。如图6所示，输入第一个延迟单元508中的信号Vreset在进入该保持区间606后将由低电平切换为高电平。此高电平信号将依序传递至后续的延迟单元。各延迟单元的输出端信号由t1-t5表示。本发明以一提取信号Vmode于一固定时间(进入该保持区间606后Tx处)提取各延迟单元的输出端信号t1-t5。由于该高电平信号在该多个延迟单元的传播速度与所述驱动电流成正比并且该驱动电流与负载电流成正比，因此，该负载电流愈大，则各延迟单元之间的一传递时间差Td愈短，所提取到的数字信号(D1-D5)中将有愈多的信号为高电平。如图6的例子，所提取到的数字信号(D1、...、D5)将为(1，1，1，0，0)。(D1、...、D5)所组成的编码称为温度计码(thermometer code)。在此实施方式中，每一个位为高电平恰巧代表一等量负载电流差。某些实施方式还包括一温度计码转二进制代码转换器(thermometer code-binary codeconverter)，用以将(D1、...、D5)转码为二进制数字信号。此时，需将该功率晶体管尺寸控制器与驱动器206作相对的修改。

此外，由于延迟单元的信号传递速度易受温度影响，本发明更提出一种电压-电流转换电路以补偿该温度变因。其中一种实施方式为如图5的电路区块504所示。此实施方式以晶体管M1为M3的对称设计为基础。当温度发生变化时，晶体管M1为M3的源栅极电位差会随之变化，导致节点电压VA与VB发生变化。VA与VB于晶体管M2为M4所产生的电流会在晶体管M7进行相减操作，使得温度变因得以补偿。因此，该电压-电流转换电路504所输出的驱动电流并不会受温度影响，故其所驱动的电路506亦不会受温度影响。

图7为该检测电压发生器402的一种实施方式。图中电路702与704分别为该可变尺寸功率晶体管组的该多个PMOS与该多个NMOS。如图所示，该检测电压发生电路包括一检测用P型金属氧化物半导体晶体管组706，将与该多个PMOS(电路702)组成一电流镜像电路以一定比例K缩小该电感L的电流IL。缩小后的电流为一检测电流Isense。该检测电流Isense将流经一检测电阻Rsense以产生一检测电压Vsense。由于电路702的PMOS实际总尺寸会随着负载电流改变，故该检测用P型金属氧化物半导体晶体管组706也能随着负载电流改变方能维持该定比例K。在此实施方式中，该检测用P型金属氧化物半导体晶体管组以并联的多个小尺寸检测用PMOS取代传统固定尺寸的大检测用PMOS。该多个小尺寸检测用PMOS彼此的比例将参照电路702内各PMOS的比例，并且该多个检测用PMOS的导通状态亦由该负载检测器所输出的数字信号(此例为Dj-Dj+6)决定。

本发明更提出一种可变尺寸功率晶体管组204的设计，将传统大尺寸功率晶体管组分割成7组小尺寸功率晶体管组(N＝7)。在此设计中，Mp1：Mp2：Mp3：Mp4：Mp5：Mp6：Mp7＝Mn1：Mn2：Mn3：Mn4：Mn5：Mn6：Mn7＝1：1：2：2：2：2：2。因此，随着负载电流的不同，该可变尺寸功率晶体管组的一PMOS总尺寸与一NMOS总尺寸的变化包括：x1、x2、x4、x6、x8、x10、与x12七种。在其它实施例中，亦可以更多份小尺寸功率晶体管组取代原本大尺寸功率晶体管组。N值愈大，则该可变尺寸功率晶体管组的尺寸变化愈细腻，整体功率效能更高。

图8为本发明的直流电压转换器的另一种实施方式，其中所采用的脉冲发生器802与功率晶体管启用信号发生器804和图1的电路102与104相同。电路806与808组成图3的功率晶体管尺寸控制器与驱动器302。电路810即负载检测器202中的数字式模数转换器。本实施方式以脉冲发生器802中的电流检测电路812实现负载检测器202中的检测电压发生电路。

此外，本发明更提出一直流电压转换器，通过均匀地遮断不必要的功率晶体管组切换信号来减少不必要的功率损耗。在此以高频脉动跳跃调制遮断控制(Dithering Skip Modulation Control，DSM control)表示。

图9为采用DSM控制的一直流电压转换器实施例，其中包括一电感L、一负载检测器902、一高频脉动跳跃调制控制器904、一脉冲发生器906、一NAND门908、一功率晶体管启用信号发生器910、以及一功率晶体管组(Mp与Mn所组成)。该负载检测器902负责检测该直流电压转换器的负载电流的大小。该高频脉动跳跃调制控制器904将根据该负载电流的大小决定一高频脉动跳跃调制控制区间，并且以一高频脉动跳跃调制单位分割该高频脉动跳跃调制控制区间以输出一高频脉动跳跃调制信号912。其中，该负载电流愈小，则该高频脉动跳跃调制控制区间的长度愈长。该高频脉动跳跃调制信号912于该高频脉动跳跃调制控制区间内各高频脉动跳跃调制单位的一高频脉动跳跃调制发生处为低电平。该脉冲发生器906将根据该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压Vout产生一脉冲VQB。在图1传统直流电压转换器中，该脉冲标号为Vswitch，用来输入该功率晶体管启用信号发生器104产生该PMOS启用信号SW_P与该NMOS启用信号SW_N。与图1相比较，在图9中，该脉冲(标号VQB)用来输入该高频脉动跳跃调制控制电路904计数该高频脉动跳跃调制控制区间的长度以将该高频脉动跳跃调制控制区间划分为多个高频脉动跳跃调制单位并且据以产生所述高频脉动跳跃调制信号912。如图所示，该脉冲(标号VQB)的反相信号VQ与该高频脉动跳跃调制信号912将耦接该NAND门908的输入端。该NAND门908的输出信号将用来输入该功率晶体管启用信号发生器910以产生该PMOS启用信号SW_P与该NMOS启用信号SW_N。该功率晶体管组(Mp与Mn所组成)将根据该PMOS启用信号SW_P与该NMOS启用信号SW_N令该转换电压输出端Vout经该电感L耦接至一原始直流电压源VDD或一接地端。其中，该脉冲发生器906与该功率晶体管启用信号发生器910可采用与图1的脉冲发生器102与该功率晶体管启用信号发生器104相同的设计，或任何有同样作用的电路。

图10举例说明本DSM控制技术所产生的各种信号。波形VQB为该脉冲发生器906所产生的脉冲。假设一个高频脉动跳跃调制单位的长度等于波形VQB的三个切换周期(一切换周期如标号1002)，并且一个高频脉动跳跃调制单元的高频脉动跳跃调制发生处为三个切换周期中的最后一个切换周期。如图所示，该高频脉动跳跃调制控制区间恰巧可划分为三个高频脉动跳跃调制单元，所对应产生的高频脉动跳跃调制信号912将以低电平标示出三个高频脉动跳跃调制发生处。此高频脉动跳跃调制信号912与该脉冲VQB的反相信号输入该NAND门908后，所产生的Vswitch信号将令该功率晶体管启用信号发生器910输出图10所示的PMOS启用信号SW_P，其中有三处启用状态(低电平)被遮断。于遮断处，PMOS(Mp)将不被导通，可降低不必要的切换损耗。

图11为该负载检测器902的一种实施方式。此图省略该负载检测器902的一检测电压发生电路。显示在图中的部分包括一取样保持电路1102、一电压-电流转换电路1104、以及一电流驱动串接反相器延迟电路1106。图11与图5差别在于该负载检测器902不需要D型触发器，直接以某一特定延迟单元的输出端(如tN)作为输出信号。该高频脉动跳跃调制控制器904将根据信号tN与一参考信号Vmode判断出该高频脉动跳跃调制控制区间。

图12举例说明该高频脉动跳跃调制控制区间与信号tN和参考信号Vmode的关系。该参考信号Vmode为一固定信号，将固定在某一区段中为高电平。参考图11，可知信号tN的信号上升点与负载电流的大小有关，负载电流愈大，则信号tN会愈早上升至高电平；负载电流愈小，则信号tN会愈晚上升至高电平。图12将比较在一大负载电流与一小负载电流下，信号tN与高频脉动跳跃调制控制区间的关系。在大负载电流的状况下，信号tN标示为tN1。在小大负载电流的状况下，信号tN标示为tN2。由于该高频脉动跳跃调制控制器904将令该参考信号Vmode为高电平但该信号tN仍未上升至高电平的区段为一高频脉动跳跃调制控制区间，因此图12的解读如下。由于信号tN1所处的负载电流较大，信号tN1很早就上升至高电平，因此该高频脉动跳跃调制控制器904判断出没有高频脉动跳跃调制控制区间存在(高频脉动跳跃调制控制区间的标示信号1202保持在低电平)，显示负载电流相当大，不需实行高频脉动跳跃调制控制。此外，由于信号tN2所处的负载电流较小，信号tN2较晚才上升至高电平，因此高频脉动跳跃调制控制区间的标示信号1204标示出一高频脉动跳跃调制控制区间1206，显示负载电流相当小，必须实行高频脉动跳跃调制控制遮断功率晶体管组的切换信号，以减少不必要的切换损耗。

图13为高频脉动跳跃调制控制器904的一种实施方式，其中包括多个D型触发器，由所述脉冲VQB触发，通过计数该脉冲VQB的脉冲数目分割该高频脉动跳跃调制控制区间并且产生所述高频脉动跳跃调制信号912。观察图13的高频脉动跳跃调制控制器，除了包括三个输入端接收该脉冲VQB、该参考信号Vmode、与信号tN外，还包括一高频脉动跳跃调制控制输入端1308，用以控制所述高频脉动跳跃调制发生处的长度。在图13所示的实施方式中，该高频脉动跳跃调制控制输入端1308的值可为“0”或“1”。当该高频脉动跳跃调制控制端1308的信号为“0”时，该多个多任务器1302、1304、与1306的选择信号为“0”，该多个D型触发器将计数该脉冲VQB以令各高频脉动跳跃调制发生处的长度为该脉冲VQB的一次切换周期。当该高频脉动跳跃调制控制端1308的信号为“1”时，该多个多任务器1302、1304、与1306的选择信号为”1”’，该多个D型触发器将计数该脉冲VQB以令各高频脉动跳跃调制发生处的长度为该脉冲VQB的两次切换周期。

图14以高频脉动跳跃调制控制的相关信号波形说明该高频脉动跳跃调制控制端1308的设定对所述PMOS启用信号SW_P的影响。信号1402的高电平处即高频脉动跳跃调制控制区间。当该高频脉动跳跃调制控制端1308为“0”时，图13的高频脉动跳跃调制控制器所产生的高频脉动跳跃调制信号为波形1404。如图所示，一高频脉动跳跃调制发生处1412的长度为该脉冲VQB的一次切换周期，所对应的PMOS启用信号(SW_P)为波形1406。当该高频脉动跳跃调制控制端1308为“1”时，图13的高频脉动跳跃调制控制器所产生的高频脉动跳跃调制信号为波形1408。如图所示，一高频脉动跳跃调制发生处1414的长度为该脉冲VQB的两次切换周期；所对应的PMOS启用信号(SW_P)为波形1410，能够节省更多的电源。

图15为采用此高频脉动跳跃调制控制的直流电压转换器的实施方式。方块1506与该脉冲发生器的电流检测电路1508将组成图9所示的负载检测器902。该高频脉动跳跃调制控制器1510可由图13所示的电路实现。

虽然本发明已以较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明。任何所属技术领域中的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行各种更动与修改。因此，本发明的保护范围以所提出的权利要求的范围为准。

Claims (16)

1.一种直流电压转换器，其特征在于，包括:

负载检测器，检测该直流电压转换器的负载电流的大小；

可变尺寸功率晶体管组，具有彼此并联的多个P型金属氧化物半导体晶体管，以及彼此并联的多个N型金属氧化物半导体晶体管；以及

功率晶体管尺寸控制器与驱动器，耦接于该负载检测器与该可变尺寸功率晶体管组之间，根据该负载电流的大小，控制该多个P型金属氧化物半导体晶体管与该多个N型金属氧化物半导体晶体管的导通状况。

2.如权利要求1所述的直流电压转换器，其特征在于，还包括电感，所述P型金属氧化物半导体晶体管用以令该直流电压转换器的转换电压输出端经该电感耦接原始直流电压源，并且所述N型金属氧化物半导体晶体管用以令该转换电压输出端经该电感耦接至接地端。

3.如权利要求2所述的直流电压转换器，其特征在于，该多个P型金属氧化物半导体晶体管的源极与漏极分别耦接于该原始直流电压源与第一节点；并且该多个N型金属氧化物半导体晶体管的漏极与源极分别耦接于该第一节点与该接地端；其中该第一节点经该电感耦接该转换电压输出端。

4.如权利要求3所述的直流电压转换器，其特征在于，该负载检测器将把该负载电流的大小转换为一组温度计码，以多个数字信号表示。

5.如权利要求4所述的直流电压转换器，其特征在于，该多个数字信号分别对应一个所述P型金属氧化物半导体晶体管与一个所述N型金属氧化物半导体晶体管。

6.如权利要求5所述的直流电压转换器，其特征在于，该功率晶体管尺寸控制器与驱动器包括:

多个第一控制单元，分别对应一个所述P型金属氧化物半导体晶体管与一个所述数字信号，用以在P型金属氧化物半导体晶体管启用信号为启用状态时，根据所对应的数字信号决定所对应的P型金属氧化物半导体晶体管的导通状态；以及

多个第二控制单元，分别对应一个所述N型金属氧化物半导体晶体管与一个所述数字信号，用以在一N型金属氧化物半导体晶体管启用信号为启用状态时，根据所对应的数字信号决定所对应的N型金属氧化物半导体晶体管的导通状态。

7.如权利要求6所述的直流电压转换器，其特征在于，所述该多个第一控制单元各自包括:

逻辑电路，于该P型金属氧化物半导体晶体管启用信号为启用状态、并且所对应的数字信号为高电平时输出一低电平信号；以及

驱动电路，令该低电平信号逼近该接地端的电位以导通所对应的P型金属氧化物半导体晶体管。

8.如权利要求6所述的直流电压转换器，其特征在于，所述该多个第二控制单元各自包括:

逻辑电路，于该N型金属氧化物半导体晶体管启用信号为启用状态、并且所对应的数字信号为高电平时输出一高电平信号；以及

驱动电路，令该高电平信号逼近该原始直流电压源的电位以导通所对应的N型金属氧化物半导体晶体管。

9.如权利要求4所述的直流电压转换器，其特征在于，所述负载检测器包括:

检测电压发生电路，将该电感的电流以一定比例缩小成一检测电流，并且令该检测电流流经检测电阻以产生检测电压；

取样保持电路，取样该检测电压；

电压-电流转换电路，将取样的检测电压转换为一驱动电流，其值与该检测电压成正比；

电流驱动串接反相器延迟电路，由多个延迟单元串接而成，用以传递一高电平信号，其特征在于，，该多个延迟单元各自包括串接的多个反相器，该多个反相器分别由该驱动电流所驱动；以及

多个D型触发器，对应该多个延迟单元，统一由一提取信号触发，用以提取该多个延迟单元的输出端信号，以产生所述数字信号。

10.如权利要求9所述的直流转电压转换器，其特征在于，该检测电压发生电路还包括一检测用P型金属氧化物半导体晶体管组，用以与所述P型金属氧化物半导体晶体管组成电流镜像电路以一定比例缩小该电感的电流，其中，该检测用P型金属氧化物半导体晶体管组包括彼此并联的多个检测用P型金属氧化物半导体晶体管，该多个检测用P型金属氧化物半导体晶体管的导通状态由该多个数字信号决定。

11.一种直流电压转换器，其特征在于，包括:

负载检测器，检测该直流电压转换器的负载电流的大小；

高频脉动跳跃调制控制器，根据该负载电流决定出其长度与该负载电流呈反比的一高频脉动跳跃调制控制区间，并且以一高频脉动跳跃调制单位分割该高频脉动跳跃调制控制区间以输出一高频脉动跳跃调制信号，该高频脉动跳跃调制信号于该高频脉动跳跃调制控制区间的各高频脉动跳跃调制单位的一高频脉动跳跃调制发生处为低电平；

脉冲发生器，根据该直流电压转换器的一转换电压输出端的电压产生一脉冲；

NAND门，其输入端耦接该脉冲的反相信号与该高频脉动跳跃调制信号；

一功率晶体管启用信号发生器，根据该NAND门的输出信号产生一P型金属氧化物半导体晶体管启用信号以及一N型金属氧化物半导体晶体管启用信号；以及

功率晶体管组，由该P型金属氧化物半导体晶体管启用信号以及该N型金属氧化物半导体晶体管启用信号控制，以调整该转换电压输出端的电压。

12.如权利要求11所述的直流电压转换器，其特征在于，还包括一电感，耦接于该功率晶体管组与该转换电压输出端之间，所述功率晶体管组将根据所述P型金属氧化物半导体晶体管启用信号与N型金属氧化物半导体晶体管启用信号令该转换电压输出端经该电感耦接至一原始直流电压源或一接地端。

13.如权利要求12所述的直流电压转换器，其特征在于，所述负载检测器包括:

检测电压发生电路，将该电感的电流以一定比例缩小成一检测电流，并且令该检测电流流经一检测电阻以产生一检测电压；

取样保持电路，取样该检测电压；

电压-电流转换电路，将取样的检测电压转换为一驱动电流，其值与该检测电压成正比；以及

电流驱动串接反相器延迟电路，由多个延迟单元串接而成，用以传递一高电平信号，其中，该多个延迟单元各自包括串接的多个反相器，该多个反相器分别由该驱动电流驱动。

14.如权利要求13所述的直流电压转换器，其特征在于，所述高频脉动跳跃调制控制器包括:

第一输入端，耦接一个所述延迟单元的输出端；以及

第二输入端，耦接一参考信号，该参考信号于一参考时间点由低电平上升至高电平；

其中，所述高频脉动跳跃调制控制区间位于该第一输入端的信号为低电平并且该第二输入端的信号为高电平处。

15.如权利要求14所述的直流电压转换器，其特征在于，所述高频脉动跳跃调制控制器还包括:

第三输入端，耦接所述脉冲；

多个D型触发器，由所述脉冲触发，通过计数该脉冲的脉冲数目分割该高频脉动跳跃调制控制区间并且产生所述高频脉动跳跃调制信号。

16.如权利要求12所述的直流电压转换器，其特征在于，该高频脉动跳跃调制控制器还包括一高频脉动跳跃调制控制输入端，用以控制所述高频脉动跳跃调制发生处的长度。

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