CN101330324A - 一种同步指示信号的提取方法、装置及*** - Google Patents

Abstract

本发明适用于通信领域，提供了一种同步指示信号的提取方法、装置及***，所述同步指示信号的提取方法包括以下步骤：接收基带数据信号；分析所述基带数据信号，于所述基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息；根据所述第一频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号。本发明中，通过获取基带数据信息中的帧同步信号并与本地时钟信号对比得到频偏估计信息，根据该频偏估计信息进一步调整时钟，最终输出稳定的帧同步指示信号，本发明提供的帧同步指示信号提取装置可以为一FPGA单元，硬件结构简单，成本低，且稳定、快速、分辨率高。

Description

一种同步指示信号的提取方法、装置及***

技术领域

本发明属于通信领域，尤其涉及一种同步指示信号的提取方法、装置及***。

背景技术

时分同步码分多址(Time Division-Synchronous Code Division MultipleAccess，TD-SCDMA)技术作为中国提出的第三代移动通信标准，集码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)、时分多址(Time Division MultipleAccess，TDMA)、频分多址(Frequence Division Multiple Access，FDMA)技术于一体，兼有***容量大、频谱利用率高、抗干扰能力强的特点。

TD-SCDMA***为一个分时***，对于TD直放站，上下行同步是保证设备工作的前提，实现TD***同步的方法一般有全球定位***(GlobalPositioning System，GPS)、功率检波等方法。对于室内分布***，GPS方法无能为力，而在信号强度太小的情况下，功率检波方法也表现得很不可靠，无法很好地进行下行信道同步信号的提取。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种同步指示信号的提取方法，旨在解决现有技术无法的很好地对TD-SCDMA***的下行信道同步信号的提取的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种同步指示信号的提取方法，所述方法包括以下步骤：

接收基带数据信号；

分析所述基带数据信号，于所述基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息；

根据所述第一频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号。

本发明实施例的另一目的在于提供一种同步指示信号提取装置，所述装置包括：

帧同步信号提取模块，用于分析基带数据信号，于基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号；

鉴相器，用于将所述帧同步信号提取模块获取的帧同步信号与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息；以及

频偏估计信息输出模块，用于将所述鉴相器输出的第一频偏估计信息输出，以调整本地时钟，稳定帧同步信号。

本发明实施例的另一目的在于提供一种同步指示信号提取***，所述***包括上述同步指示信号提取装置，所述***还包括：

下变频单元，用于将射频信号下变频得到单载波模拟基带信号并输出；

模数转换单元，用于将所述下变频单元输出的单载波模拟基带信号经过模数转换，得到数字基带信号；

模数转换单元，用于将所述同步指示信号提取装置输出的频偏估计信息转换处理；以及

时钟信号发生单元，用于根据所述模数转换单元转换处理后的信号，调整本地时钟，并将调整后的本地时钟信号输出至所述同步指示信号提取装置。

本发明实施例中，通过获取基带数据信息中的帧同步信号并与本地时钟信号对比得到频偏估计信息，根据该频偏估计信息进一步调整时钟，最终输出稳定的帧同步指示信号，本发明实施例提供的帧同步指示信号提取装置可以为一FPGA单元，硬件结构简单，成本低，且稳定、快速、分辨率高。

附图说明

图1是本发明实施例提供的同步信号的提取***的结构原理图；

图2是图1中帧同步指示信号提取装置提取同步信号方法的实现流程图；

图3是本发明实施例提供的QML-BCPD算法的结构示意图；

图4是本发明实施例提供的帧同步算法的流程图；

图5是本发明实施例提供的开环估计算法的结构示意图；

图6是本发明实施例提供的闭环估计算法的结构示意图；

图7是本发明实施例提供的闭环估计算法的流程图；

图8是本发明实施例提供的帧同步指示信号提取装置的结构原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例采用基带解码的方式实现下行同步信号的提取，首先将接收到的载波信号零中频下变频得到基带数据信号，分析该基带数据信号确定传输的载波频率并锁定到传输的载波上，然后获取基带数据信号中的帧同步信号并与本地时钟信号对比得到频偏估计信息，根据该频偏估计信息进一步调整时钟，最终输出稳定的帧同步指示信号。

图1示出了本发明实施例提供的同步信号的提取***的结构原理，为了便于描述，仅示出了与本发明实施例相关的部分。该提取***可以用于对TD-SCDMA***的下行信道中的同步信号进行提取。

参照图1，从天线接收到的射频信号首先经过带通滤波单元11进行滤波处理，然后送入下变频单元12进行下变频得到单载波模拟基带信号，该单载波模拟基带信号经过模数转换单元13变换得到数字基带信号。本发明实施例中，下变频单元12可以采用芯片MAX2392实现，进一步包括低噪声放大模块121、下变频模块122、放大滤波模块123；模数转换单元13可以采用芯片AD9201实现，该芯片含有两个AD通道，量化精度可达到10比特，I/Q路数据交织为一路输出，因此每个码片采4个样，采样速率为10.24MHz。

帧同步指示信号提取装置14接收数模转换单元13输出的数字基带信号，并进行载波检测、频偏估计和同步信号提取。提取的同步信号由串行外设接口(Serial Peripheral Interface，SPI)总线送入数模转换单元15，数模转换单元15新型数模转换后将信号输出送入时钟信号发生单元16，调整本地时钟，时钟信号发生单元16重新输出调整后的本地时钟信号至帧同步指示信号提取装置14，以稳定帧同步指示信号提取装置14提取的同步信号。其中，帧同步指示信号提取装置14可以为一现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)单元，数模转换单元15可以采用芯片AD5312实现，该芯片含有两个DA通道，串行输入，量化精度可达到10比特，时钟信号发生单元16为***内部的各个单元模块提供工作时钟。

图2示出了图1中帧同步指示信号提取装置14提取同步信号方法的实现流程，详述如下：

在步骤S201中，接收基带数据信号。

本发明实施例中，该基带数据信号为数字基带数据信号。

在步骤S202中，检测判断接收到的基带数据信号是否包含有载波信号。

本发明实施例中，通过检测接收到的基带数据信号的功率来判断其中是否包含有载波信号，当信号功率满足预定的阈值时即表示其中含有载波信号，检测原理具体如下所述。

以200KHz步进频点自动检测与选择、变频单元12采用芯片MAX2392为例，芯片MAX2392的下变频本振频率公式为RF_Lo_Freq＝12.8MHz×RFM/RFR，帧同步指示信号提取装置14对MAX2392中的RFM初始值设为10050，RFR初始值设为64；使RF_Lo_Freq＝2010MHz，步进值为200KHz，对MAX2392中的RFM值从10050开始，每次自增1，直到10125，在加1的同时，帧同步指示信号提取装置14进行功率检测，并记录该功率值。在完成15MHz(75个频点)扫描功率检测后，从中挑出功率最大者所对应的频点为当前工作频点，并重新设置相应的RFM值。

具体算法：由于接收到的是码片信号，码片信噪比E_c/I₀很低，并且每个码片都进行了调制，因此直接采用码片能量累积的方法，无法获得信噪比提高。我们提出一种准ML的盲载波功率检测算法(QML-BCPD算法)。

假设接收码片复信号为：

r_i＝h_i·c_i+n_i，i＝0，1，...，6399       (0.1)

其中h_i表示衰落信息，n_i～N(0，σ²)，c_i＝±1±j。

令k＝0，1，...，799，A_k＝{r_8k+n|n＝0，1，...，7}， $S^{\left(1\right)}=\left\{s_n^{\left(1\right)}\right|n=\mathrm{0,1},...,7\},$ $S^{\left(2\right)}=\left\{s_n^{\left(2\right)}\right|n=\mathrm{0,1},...,15\},$ $S^{\left(3\right)}=\left\{s_n^{\left(3\right)}\right|n=\mathrm{0,1},...,127\}$ 分别表示三次迭代的数据集合。令 ${\stackrel{\‾}{S}}^{\left(3\right)}=\{-s_n^{\left(3\right)}|n=\mathrm{0,1},...,127\},$ S＝{s_n|n＝0，1，...，255}＝S⁽³⁾∪S⁽³⁾，R_k＝R_Ik+jR_Qk表示8码片相关值，P表示载波总功率，则QML-BCPD算法的迭代过程可以描述如下：

(1)由集合A_k经过和差计算，得到集合S⁽¹⁾；

(2)由集合S⁽¹⁾经过和差计算，得到集合S⁽²⁾；

(3)由集合S⁽²⁾经过和差计算，得到集合S⁽³⁾；

(4)由集合S⁽³⁾经过取负运算，得到集合S⁽³⁾，从而得到集合S；

(5)在集合S中经过最大值运算，得到 $R_{\mathrm{Ik}}=\arg \underset{s_n\∈S}{\max }\mathrm{Re}\left(s_n\right),$ $R_{\mathrm{Qk}}=\arg \underset{s_n\∈S}{\max }\mathrm{Im}\left(s_n\right);$

(6)经过累加运算，得到载波总功率 $P=\underset{k=0}{\overset{799}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{Ik}}^2+R_{\mathrm{Qk}}^2.$

上述算法的详细结构如下图3所示，它实际上是对8码片信号进行相关运算的穷举，如果直接进行运算，则复杂度为256×7＝1792次复数加法，如果按照上述算法进行，则只需要8+16+128＝152次复数加法，这样效率可以节省为穷举法的 $\mathrm{\η}=\frac{152}{1792}=8.48\%.$

由于上述算法只是在8个码片的范围内进行了穷举，因此是准最大似然QML算法。由于8个码片的扩频增益为10lg8＝9dB，基本满足TD-SCDMA信噪比要求，另外，如果进一步增大相关码片的长度，虽然也可以推广算法结构，但算法变得比较复杂，综合性能和复杂度两方面的考虑，建议相关长度为SF＝8。

若接收到的基带数据信号不包含载波信号，则指示生成频点步进信息，由该频点步进信息触发产生新的基带数据信号，返回步骤S201重新接收此新的基带数据信号，并重新检测判断直至接收到的基带数据信号中包含载波信号。

若接收到的基带数据信号中包含有载波信号，则进入下一步骤。

在步骤S203中，分析该基带数据信号，并于载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息。

于基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号后，与本地时钟信号进行鉴相处理，再经过滤波后得到第一频偏估计信息。其中，于于基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号的原理为完成对SYNC-DL序列的捕获，具体如下所述。

为降低计算复杂度，本发明实施例采用频域变换方法，令接收信号序列为{r}＝(r₀，r₁，...)，第l个SYNC-DL序列表示为 $\left\{s^{\left(l\right)}\right\}=(s_0^{\left(l\right)},s_1^{\left(l\right)},...,s_{63}^{\left(l\right)}),$ s_i ^(l)为QPSK符号，0≤l＜32。则接收信号与第l个SYNC-DL序列之间的相关结果为：

$c_i^{\left(l\right)}=\underset{j=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+j}^{*}\·s_j^{\left(l\right)}---\left(5.1\right)$

则SYNC-DL序列及同步位置

的ML判决准则为：

$c_{\hat{i}}^{\widehat{\left(l\right)}}\underset{0\&le;i<6400}{\max }\left\{\underset{0\&le;l<32}{\max }\right\{c_i^{\left(l\right)}\left\}\right\}---\left(5.2\right)$

其中，

表示SYNC-DL序列编号的估计，

表示DwPTS起始位置的估计。为了对抗衰落，提高低信噪比条件下的检测性能，可以进行多帧非相干累加，则ML判决准则修正为：

$c_{i,H}^{\left(l\right)}=\frac{1}{H}\underset{h=0}{\overset{H-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|c_{i+6400h}^{\left(l\right)}\right|---\left(5.3\right)$

其中，H为累加帧数。

公式(5.2)如果直接在时域进行计算，则在一个子帧周期5ms内，需要计算6400个32个长度为64的相关运算，对应的算法复杂度为6400×32×64×200＝2621.44MCMPS(Millions of Complex Multiplication PerSecond)，复杂度太高，难以用硬件实现，因此我们需要采用频域方法，降低运算的复杂度。

公式(5.1)的运算实际上是卷积运算，如果采用FFT变换，将卷积变换为乘积，则可以大幅度降低运算复杂度。为了算法描述的方便，我们定义长度为N，起始位置为Δ的共轭接收信号序列

${\left\{r^{*}\right\}}_{\mathrm{\&Delta;},N}=(r_{\mathrm{\&Delta;}}^{*},r_{\mathrm{\&Delta;}+1}^{*},...,r_{\mathrm{\&Delta;}+N-1}^{*})---\left(5.4\right)$

我们将SYNC-DL序列逆序并添加N-64个0，得到新的一族序列：

${\left\{s^{\left(l\right)}\right\}}_N^a=(s_{63}^{\left(l\right)},s_{62}^{\left(l\right)},...,s_0^{\left(l\right)},0,...,0)---\left(5.5\right)$

该序列族对应的FFT频域变换序列为：

${\left\{S^{\left(l\right)}\right\}}_N=(S_0^{\left(l\right)},S_1^{\left(l\right)},...,S_{N-1}^{\left(l\right)})=\mathrm{FFT}\left[{\left\{s^{\left(l\right)}\right\}}_N^a\right]---\left(5.6\right)$

式中，a表示adapted。

则整个算法的流程如图4所示：

(1)计算接收信号序列的FFT变换

{R}_N＝(R₀，R₁，...，R_N-1)＝FFT[{r^*}_Δ，N]      (5.7)

(2)频域信号序列与每个SYNC-DL的频域变换序列相乘

${\left\{C^{\left(l\right)}\right\}}_N=(C_0^{\left(l\right)},C_1^{\left(l\right)},...,C_{N-1}^{\left(l\right)})={\left\{R\right\}}_N\&CenterDot;{\left\{S^{\left(l\right)}\right\}}_N---\left(5.8\right)$

(3)计算IFFT变换

${\left\{{\tilde{c}}^{\left(l\right)}\right\}}_{\mathrm{\&Delta;},N}=({\tilde{c}}_{\mathrm{\&Delta;}}^{\left(l\right)},{\tilde{c}}_{\mathrm{\&Delta;}+1}^{\left(l\right)},...,{\tilde{c}}_{\mathrm{\&Delta;}+N-1}^{\left(l\right)})=\mathrm{FFT}\left[{\left\{C^{\left(l\right)}\right\}}_N\right]---\left(5.9\right)$

则相关值为：

$c_i^{\left(l\right)}={\tilde{c}}_{i+63}^{\left(l\right)},\mathrm{\&Delta;}\&le;i<\mathrm{\&Delta;}+N-64---\left(5.10\right)$

上述计算实际上运用了重叠保留方法计算长序列卷积。针对TD-SCDMA***，最佳的N＝512，则每个数据窗可以获得512-63＝449个相关值。对于一个子帧长度，共有

个数据窗，上述3步处理的算法复杂度为(15(数据窗个数)×256×log₂ 256(FFT复杂度)×33(1个FFT、32个IFFT)+512×15×32(频域相乘))×200＝251.904MCMPS。与时域方法相比，算法复杂度降低了10倍。

为了进一步降低算法复杂度，可以采用频域滤波的方法，计算近似相关值{y^(l)}_Δ，M，其对应的频域序列{Y^(l)}_M为：

$Y_q^{\left(l\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{R}_q\&CenterDot;S_q^{\left(l\right)}& 0\&le;q<M/2\\ R_{q+N-M}\&CenterDot;S_{q+N-M}^{\left(l\right)}& M/2\&le;q<M\end{array}---\left(5.11\right)\right.$

式中，M是2的整数幂，且M＜N，因此可以获得的复杂度增益为K＝N/M。

为了得到近似相关的频域序列，可以采用理想低通滤波方法，即：

$G_q^{\left(l\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{C}_q^{\left(l\right)}& 0\&le;q<M/2\\ 0& M/2\&le;q<N-M/2\\ C_q^{\left(l\right)}& N-M/2\&le;q<N\end{array}\right.---\left(5.12\right)$

上式实际上是频域理想低通滤波，即将频谱的中间部分强制为0。定义{g^(l)}_Δ，N＝IFFT[{G^(l)}_N]，则近似相关可以表示如下：

$y_{i+\mathrm{\&Delta;}}^{\left(l\right)}=g_{\mathrm{Ki}+\mathrm{\&Delta;}}^{\left(l\right)},0\&le;i<M---\left(5.13\right)$

利用频域滤波得到的近似相关值实际上是频域欠采样相关值，因此得到的相关峰值会发生漂移，需要在第六步再进行精确搜索，提高捕获精度。

采用近似算法后，对于一个子帧长度，上述3步处理的算法复杂度为(15(数据窗个数)×(256×log₂ 256+256/K×log₂(256/K)×32+512/K×32(频域相乘))×200。如果取K＝8，则算法复杂度为27.648MCMPS，与直接频域方法相比，算法复杂度又降低了约10倍。

累积帧长H＝20or30可以获得较好的抗衰落性能。

在步骤S204中，结合帧同步信号，于载波信号中得到第二频偏估计信息。

为了得到更好的频偏估计信息计算精度，作为本发明的一个优选实施例，还需要结合帧同步信号得到第二频偏估计信息。

本地晶振的频率稳定度为1ppm，由于RF频率为2GHz，对应的最大频偏为4KHz。由于TD-SCDMA的TDMA帧结构特点，传统的基于连续导频ML估计算法无法应用，因此，我们推荐使用SYNC-DL序列和midamble序列的非线性低复杂度FoE算法。

1、信号模型

假设接收信号为：

$r_k=d_k{e}^{-j2\mathrm{\&pi;\&Delta;fk}{T}_c}+v_k---\left(6.1\right)$

其中d_k为数据符号，Δf为频偏。

接收信号与本地序列共轭相乘的结果为：

$y_i=r_{i-\mathrm{\&epsiv;}}{a}_i^{*}$ 1≤i≤N                     (6.2)

其中，ε为接收信号与本地序列的时延差，a_i(i＝1，2，...，N； $a_i{a}_i^{*}=1$ )为训练序列，或者为SYNC-DL序列(N＝64)，或者为midamble序列(N＝144)。

利用ML准则得到的频偏估计为：

$\mathrm{\&Delta;}\hat{f}\&cong;\frac{1}{\mathrm{\&pi;}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left(k\right)\right\}---\left(6.3\right)$

其中，

$R\left(k\right)=\frac{1}{N-k}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_i{y}_{i-k}^{*}$ 0≤k≤N-1                   (6.4)

2、算法流程

FoE算法包括开环估计和闭环估计两部分。在开环估计部分，采用SYNC-DL序列进行频偏估计，在闭环估计部分，采用midamble序列进行频偏估计。

(1)开环估计的算法结构如图5所示，开环频偏估计利用公式(6.3)计算，为了对抗信道衰落，需要进行多帧平均，因此得到如下的估计公式：

$\mathrm{\&Delta;}\hat{f}\&cong;\frac{1}{\mathrm{\&pi;}{T}_{c}L(M+1)}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_l\left(k\right)\right\}---(6.5)$

其中，

$R_l\left(k\right)=\frac{1}{N-k}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{i+6400l}{y}_{i+6400l-k}^{*}$ 0≤k≤N-1                   (6.6)

采用开环估计，可以获得1ppm以下的估计精度，在相关值累加的过程中，可以剔除符号不一致的相关值，这样能够进一步提高估计性能。一般的，可以令累加帧数为L＝10。为了获得更高的估计精度，需要进行闭环估计。

(2)闭环估计的算法结构如图6所示，闭环估计算法的设计思想是发现和删除频偏估计的错误值，从而可以缩减频偏估计的均方根，提高估计的收敛速度。闭环算法有三种准则，其算法流程如图7所示。

闭环估计的三个准则为：符号准则、标准差准则以及统计独立准则。前两种准则主要目的是提高估计的准确性，而引入统计独立准则，则是为平衡频偏估计的重要分量和校正项，并保持二者之间的统计独立性。下面详细介绍这三个准则。

(1)符号准则

如果删除估计值的符号与估计集合的主要符号相反的哪些值，则频偏估计的可靠性可以提高。当α≠0，则需要应用符号准则。如果含有相同符号的估计项数目大于α，则需要进行频偏校正。

(2)标准差准则

以最近被接受的频偏校正集合的标准差σ_old为参考值，如果新的频偏校正集合的标准差满足σ＜βσ_old，则被接受。较小的β→1对应于较大的K，反之，较大的β对应于较小的K。

(3)统计独立准则

在闭环估计算法中，相邻两组频偏校正项之间至少要间隔γ个子帧，从而保证估计之间的独立性。

闭环估计算法中涉及到参数：L，α，β，γ，K，其具体取值需要通过仿真确定，本发明实施例给出一些建议值，如下表所示：

α	β	γ	L	K	Er50(Hz)	Er100(Hz)	P50	P100
									1	10	3	5	0.1	173	145	0.8	0.87
1	10	1	5	0.1	188	186	0.75	0.74
									1	10	5	5	0.1	213	148	0.71	0.86
1	10	3	10	0.1	174	164	0.75	0.8
									1	10	10	10	0.1	318	189	0.6	0.76
0	10	3	5	0.1	187	174	0.76	0.8
									5	10	3	5	0.1	241	153	0.62	0.82
1	1	3	5	0.4	233	222	0.64	0.65
									1	50	3	5	0.4	351	340	0.55	0.56
1	1	3	5	0.1	366	335	0.53	0.56
									1	50	3	5	0.1	187	174	0.76	0.79

上表中，Er₅₀或Er₁₀₀表示50或100次迭代后的频偏估计标准差，P₅₀或P₁₀₀表示经过50或100次迭代后，频偏估计误差小于200Hz的概率。信道条件为Vehicular A信道，车速为120km/h，载干比为C/I＝-3dB。其它信道条件下的参数配置不再赘述。

在步骤S205中，根据第一和第二频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号。

结合第一、第二频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号，当然也可以仅通过第一频偏估计信息调整本地时钟实现。

图8示出了本发明实施例提供的帧同步指示信号提取装置的结构原理，该单元可以用于对TD-SCDMA***的下行信道中的同步信号进行提取。

串并变换模块141将接收到的基带数据信号进行串并变换，得到I/Q两路数据，然后送入载波功率检测模块142，载波功率检测模块142检测判断两路基带数据信号中是否包含载波信号，若不包含载波信号，则指示频点调整模块143生成频点步进信息，并输出至下变频单元12以触发产生新的基带信号；若基带数据信号中包含有载波信号，则输出使能信号Enable至帧同步信号提取模块144和第二频偏估计信息生成模块148，触发帧同步信号提取模块144和第二频偏估计信息生成模块148接收分析基带数据信号。其中载波功率检测模块142检测判断基带数据信号是否包含载波信号的原来如上文所述，不再赘述。

帧同步信号提取模块144分析串并变换模块141变换后的基带数据信号，并于载波信号中获取帧同步信号，原理为对SYNC-DL序列的捕获，具体如上文所述，不再赘述。该帧同步信号与时钟信号发生单元16经过分频模块145分频处理后得到的本地时钟信号在鉴相器146中进行鉴相，然后通过环路滤波器147滤波后得到第一频偏估计信息。

第二频偏估计信息生成模块148结合帧同步信号提取模块144获取的帧同步信号，分析串并变换模块141变换后的基带数据信号，并于载波信号中得到第二频偏估计信息，其具体原理如上文所述，此处不再赘述。其中第二频偏估计信息生成模块148根据具体情况可选。

频偏估计信息输出模块149合并环路滤波器147输出的第一频偏估计信息和第二频偏估计信息生成模块148输出的第二频偏估计信息，并经过SPI总线送入外部数模转换单元15，由数模转换单元15处理后输出至时钟信号发生单元16，以调整本地时钟频率，最终获得更稳定的本地时钟和帧同步信号。

本发明实施例中，分析基带数据信号确定传输的载波频率并锁定到传输的载波上，然后获取基带数据信息中的帧同步信号并与本地时钟信号对比得到频偏估计信息，根据该频偏估计信息进一步调整时钟，最终输出稳定的帧同步指示信号，其中为提高帧同步指示信号的精度，采用第一频偏估计信息和第二频偏估计信息的结合调整本地时钟，本发明实施例提供的帧同步指示信号提取装置可以为一FPGA单元，硬件结构简单，成本低，且稳定、快速、分辨率高。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1、一种同步指示信号的提取方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

接收基带数据信号；

分析所述基带数据信号，于所述基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息；

根据所述第一频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号。

2、如权利要求1所述的同步信号的提取方法，其特征在于，在所述根据所述第一频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号的步骤之前，所述方法进一步包括以下步骤：

结合所述帧同步信号，于所述基带数据信号中的载波信号中得到第二频偏估计信息；

所述根据所述第一频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号的步骤具体为：

根据所述第一频偏估计信息和第二频偏估计信息调整本地时钟，以输出稳定的帧同步信号。

3、如权利要求1所述的同步信号的提取方法，其特征在于，在所述分析所述基带数据信号，于所述基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息的步骤之前，所述方法进一步以下步骤：

检测判断所述基带数据信号是否包含有载波信号，是则进入分析所述基带数据信号，于所述基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号，并与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息的步骤；否则指示生成频点步进信息，由该频点步进信息触发产生新的基带数据信号并重新接收。

4、如权利要求1所述的同步信号的提取方法，其特征在于，所述与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息的步骤具体为：

所述帧同步信号与本地时钟信号进行鉴相处理，再经过滤波后得到第一频偏估计信息。

5、一种同步指示信号提取装置，其特征在于，所述装置包括：

帧同步信号提取模块，用于分析基带数据信号，于基带数据信号中的载波信号中获取帧同步信号；

鉴相器，用于将所述帧同步信号提取模块获取的帧同步信号与本地时钟信号对比得到第一频偏估计信息；以及

频偏估计信息输出模块，用于将所述鉴相器输出的第一频偏估计信息输出，以调整本地时钟，稳定帧同步信号。

6、如权利要求5所述的同步指示信号提取装置，其特征在于，所述装置还包括：

分频模块，用于对外部时钟信号进行分频处理，得到本地时钟信号，并输出至所述鉴相器；以及

环路滤波器，用于对所述鉴相器输出的第一频偏估计信息进行滤波处理，输出至所述频偏估计信息输出模块。

7、如权利要求5所述的同步指示信号提取装置，其特征在于，所述装置还包括：

第二频偏估计信息生成模块，用于结合所述帧同步信号提取模块获取的帧同步信号，分析基带数据信号，并于基带数据信号中的载波信号中得到第二频偏估计信息；

所述频偏估计信息输出模块用于合并所述鉴相器输出的第一频偏估计信息和第二频偏估计信息生成模块输出的第二频偏估计信息并输出，以调整本地时钟，稳定帧同步信号。

8、如权利要求5所述的同步指示信号提取装置，其特征在于，所述装置还包括：

载波功率检测模块，用于检测判断基带数据信号中是否包含载波信号，若包含，则触发所述帧同步信号提取模块接收分析基带数据信号；以及

频点调整模块，用于在所述载波功率检测模块检测判断出基带数据信号不包含载波信号时，由所述载波功率检测模块指示生成频点步进信息并输出。

9、如权利要求5所述的同步指示信号提取装置，其特征在于，所述装置还包括：

串并变换模块，用于接收到的基带数据信号进行串并变换，得到I/Q两路数据，并将数据输出。

10、一种同步指示信号提取***，其特征在于，所述***包括如权利要求5至9任一项所述的同步指示信号提取装置，所述***还包括：

下变频单元，用于将射频信号下变频得到单载波模拟基带信号并输出；

模数转换单元，用于将所述下变频单元输出的单载波模拟基带信号经过模数转换，得到数字基带信号；

模数转换单元，用于将所述同步指示信号提取装置输出的频偏估计信息转换处理；以及

时钟信号发生单元，用于根据所述模数转换单元转换处理后的信号，调整本地时钟，并将调整后的本地时钟信号输出至所述同步指示信号提取装置。

Images