CN101207437B - 基于自动频率控制的信号处理方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种基于自动频率控制(AFC)的信号处理方法，通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据该第一次频率纠偏信号对基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对基带信号的第一次解调解码；对第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到基带信号中的数据(DATA)部分对应的符号比特；对DATA部分对应的符号比特以及预先获取的基带信号中的尾比特(TB)和训练序列比特(TSC)部分对应的符号比特进行并/串转换；根据并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据该第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。本发明实施例同时公开了一种基于AFC的信号处理设备。应用本发明实施例所述的方法和设备，能够减小频偏估计误差，从而保证不同频偏下均能获取较小的解调性能损失。

Description

基于自动频率控制的信号处理方法和设备 

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别涉及一种基于自动频率控制的信号处理方法和设备。 

背景技术

目前，高速交通工具，比如高速铁路在全球快速普及，如德国的ICE、法国的TGV、西班牙的AVE以及日本的新干线等，最高运营时速可达到200～350千米/小时。而作为目前国内唯一采用磁悬浮技术建造的商用高速列车，上海磁悬浮列车的最高时速更是高达431千米/小时。这些高速交通工具的使用，为现有移动通信***带来了很大的挑战，其中很重要的一个方面，就是移动台高速运动所带来的较强的多普勒频移问题。 

在较开阔的场景中，基站和移动台之间的传播多为直达径或较强的反射径，移动台的运动将导致其接收到的信号的频率发生偏移，称为多普勒频移。其中，移动台接收下行信号的频偏为f_d， $f_d=\frac{f_c}{C}*v*\cos \mathrm{\θ},$ f_c为载波频率，C为电磁波传播速度，v为移动台移动速度，θ为移动台的运动方向和信号传播方向的角度。当载频为1.8GHz，移动台移动速度为300km/h时，最大频偏fd可能达到500Hz。 

移动台锁定接收的信号频率，比如f_c+f_d，并以此作为参考频率，加上固定的上下行频点的频率偏置Δf，作为上行发送信号的载波频率；同时，由于移动台运动同样导致上行信号产生了多普勒频移f_d，所以基站接收到的上行信号载频为f_c+Δf+2f_d。基站以f_c+Δf为本征频率进行信号接收，就会导致其基带信号有2f_d的频偏。同样对于上面所提到的1.8GHz的载频和300km/h 的移动速度场景，基站接收信号的多普勒频移就是1KHz。 

对于现有技术中一种典型的蜂窝通信***，全球移动通信***(GSM，Global System for Mobile Communication)来说，其随机接入信道(RACH，Random Access Channel)用于接收移动台发起的初始接入请求，RACH的接收性能对初始接入和切换性能具有很大的影响。所以，在实际应用中，基站需要对接收到的信号进行纠偏处理，即纠正频偏造成的影响。具体实现为：首先，计算接收到的基带信号的频率纠偏信号；然后，利用计算得到的频率纠偏信号对接收到的基带信号进行纠偏。通常情况下，频率纠偏信号的计算通过自动频率控制(AFC，Automatic Frequency Control)算法来完成。 

图1为现有基于AFC算法的RACH接收机组成结构示意图。这里所提到的RACH接收机在实际应用中可以是指前面所介绍的基站。如图1所示，基带采样信号经001环节完成解旋后，通过002和003环节分别完成信道估计和突发(Burst)同步后，004环节从中抽取出41个TSC接收符号，与TSC符号比特以及信道估计值一起，送进005环节即AFC单元，完成频偏估计，并产生频率纠偏信号006，在007环节对解旋后的基带信号进行纠偏，纠偏后的基带信号分别经过008和009环节进行信道估计和Burst同步后，进入010环节完成均衡，最后输出软判决值010给011环节，完成信道解码。 

通过上面的介绍可以看出，AFC单元即用于完成前面所提到的计算频率纠偏信号功能。由于RACH的突发特性，即RACH通常只是很小的一些时隙，非连续，所以通常情况下，AFC单元只能采用非环路AFC算法计算频率纠偏信号，而且通常只会使用RACH信道Burst(可以理解为基带信号)中的TSC符号部分进行鉴频，这里所提到的鉴频只指频偏估计中的一个主要步骤。 

图2为现有RACH信道Burst的组成结构示意图。如图2所示，其主要由尾比特(TB)、训练序列比特(TSC)、数据(DATA)以及保护比特(GB)等几部分组成。其中，TB为可知信息，根据所处位置的不同，又分为起始TB和结束TB，用于进行消息定界；TSC为可知信息，用于后续的信道估计 等过程；DATA为未知信息，只有进行解调后，才能获取其中的数据信息；GB与本发明无关，不作介绍。 

前面已经介绍，由于RACH的突发特性，所以图1中所示的AFC单元只能采用非环路AFC算法计算频率纠偏信号，但具体到实际应用中，可以在不同的情况下使用不同的鉴频算法，如菲茨(Fitz)或路易斯(Luise)等。图3为现有一种基于Luise鉴频算法的AFC算法实现流程图。如图3所示：信道估计值 

和训练序列符号比特，即TSC符号比特在301环节进行卷积，得到参考信号： $s_k^{\mathrm{ref}}=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_l{I}_{k-l}---\left(1\right)$

其中，k表示时间；L表示信道响应长度。 

将TSC符号比特对应的TSC符号r_k与按照公式(1)计算出的参考信号在302环节进行共轭乘，得到去除符号后的差频信号： 

$x_k=r_k\·{\left(s_k^{\mathrm{ref}}\right)}^{*},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,L_0-1---\left(2\right)$

其中，K表示时间；L₀表示后续用于计算叉积的差频信号长度。 

303所示环节即为Luise鉴频过程，具体包括：叉积计算环节304、叉积累加环节305以及鉴相环节306，最后输出码元周期Ts内的相偏估计值： 

$\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\φ}}=\mathrm{\Δ}\hat{f}\·T_s$

$=\frac{2}{N_1+N_0}\arg \left\{\underset{m=N_0}{\overset{N_1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{1}{L_0-m}\underset{k=m}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{x}_{k-m}^{*}\right)\right\}---\left(3\right)$

其中，m为局部变量，N0、N1为算法中用到的中间参数，其具体取值可以优化确定。 

在307环节中，由数控振荡器(NCO，Numerical Controlled Oscillator)根据 

生成频率纠偏信号。 

在实现本发明过程中，本发明人发现现有技术中至少存在如下问题：由于RACH的突发特性，在计算频率纠偏信号时，只能采用非环路AFC算法。这种情况下，在鉴频过程中，由于RACH信道的Burst中所伴随的噪声的影响，会 产生鉴频方差，而鉴频方差的产生会直接导致频偏估计方差的产生。需要说明的是，频偏估计方差为频偏估计误差的一种具体表现形式，本发明中，将频偏估计方差等同于频偏估计误差。而图1所示结构中，由于仅仅基于Burst中的41个TSC符号比特计算鉴频方差，所以更加突出了噪声的影响，这样就导致了最终获取到的频率纠偏信号中存在较大的频偏估计误差，进而造成后续纠偏后的基带信号中依然含有较大的残留频偏，引起解调性能的损失。而且，由于频偏估计误差较大，那么，当基站实际接收到的基带信号为零频偏时，反而会在进行纠偏后带来较大的残留偏差，使得解调性能下降。也就是说，对于中低频偏，图1所示处理方式反而带来了额外的解调性能损失。当然，以上仅以GSM***的RACH信道为例进行说明，在其它类似领域中，也可能存在同样的问题。 

发明内容

本发明实施例提供一种基于自动频率控制的信号处理方法，能够减小频偏估计误差。 

本发明实施例提供一种基于自动频率控制的信号处理设备，能够减小频偏估计误差。 

本发明实施例的技术方案是这样实现的： 

一种基于自动频率控制AFC的信号处理方法，该方法包括： 

通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码； 

对所述第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到所述基带信号中的数据DATA部分对应的符号比特； 

对所述DATA部分对应的符号比特以及预先获取的所述基带信号中的尾比特TB和训练序列比特TSC部分对应的符号比特进行并/串转换； 

根据所述并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对 所述基带信号的第二次解调解码。 

一种基于AFC的信号处理设备，该设备包括：第一解调解码单元、反编码单元、并/串转换单元以及第二解调解码单元； 

所述第一解调解码单元，用于通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码； 

所述反编码单元，用于对所述第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到所述基带信号中的DATA部分对应的符号比特； 

所述并/串转换单元，用于对所述DATA部分对应的符号比特以及预先获取的所述基带信号中的TB和TSC部分对应的符号比特进行并/串转换； 

所述第二解调解码单元，用于根据所述并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。 

可见，采用本发明实施例的技术方案，通过将基带信号中的DATA部分导频化，进而与TSC部分对应的符号比特一起，用于AFC的鉴频，减小了鉴频方差，进而减小了频偏估计误差，从而保证了不同频偏下均能获取较小的解调性能损失。 

附图说明

图1为现有基于AFC算法的RACH接收机组成结构示意图。 

图2为现有RACH信道Burst的组成结构示意图。 

图3为现有一种基于Luise鉴频算法的AFC算法实现流程图。 

图4为本发明设备实施例的组成结构示意图。 

图5为本发明方法实施例的流程图。 

图6为本发明所述方案与现有技术方案的解调性能损失比较示意图。 

具体实施方式

现有技术中，基站在利用AFC算法计算频率纠偏信号时，之所以会产生频偏估计误差，主要是因为鉴频方差的存在，而根据前面的介绍可知，鉴频方差主要是由基站接收到的基带信号中所存在的噪声所引起的。比如，对于单叉积间隔鉴频方法，对应的鉴频方差为： 

$\mathrm{Var}\left\{\mathrm{\Δ}\hat{f}\right\}=\frac{1}{2{\mathrm{\π}}^2{T}_s^{2}m{(L_0-m)}^2}\frac{{\mathrm{\σ}}_0^2}{E_s}---\left(4\right)$

其中，m为叉积间隔，T_s为码元周期， 

为码元信噪比，L₀为用于计算叉积的差频信号长度，一般情况下，L₀取值为N_Tsc-L，其中，N_Tsc为训练序列长度，L为信道响应长度。 

上述公式(4)中，m、T_s、 以及L的取值或囿于具体的时隙结构，或受限于客观的无线环境，均可看成是固定的，所以，如果希望减小鉴频方差，即减小频偏估计误差，只能扩展NT_sc的长度。 

基于上述思想，本发明实施例中提出一种基于AFC的信号处理方法，将N_Tsc 的长度由现有技术中的41个符号比特扩展到88个符号比特。即，将Burst中的DATA部分进行“导频化”，将DATA部分转变成像TSC部分一样的已知符号比特，然后，利用转换得到的DATA部分对应的36个符号比特，以及预先可知的TB部分对应的11个符号比特和TSC部分对应的41个符号比特，共88个符号比特，进行鉴频，从而获取相对较小的频偏估计误差。 

本发明实施例的具体实现方式可以是：通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对基带信号的第一次解调解码；对第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到基带信号中的DATA部分对应的符号比特；对DATA部分对应的符号比特以及预先获取的基带信号中的TB和TSC部分对应的符号比特进行并/串转换；根据并/串转换结果，通过AFC方式获 取第二次频率纠偏信号，根据第二次频率纠偏信号对解旋后的基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。 

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明作进一步地详细说明。 

图4为本发明设备实施例的组成结构示意图。在实际应用中，图4所示设备可以位于基站中。如图4所示，该设备包括：第一解调解码单元41、反编码单元43、并/串转换(P/S)单元44以及第二解调解码单元42； 

其中，第一解调解码单元41，用于通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据该第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码； 

反编码单元43，用于对第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到基带信号中的DATA部分对应的符号比特； 

P/S转换单元44，用于对DATA部分对应的符号比特以及预先获取的基带信号中的TB和TSC部分对应的符号比特进行P/S转换； 

第二解调解码单元42，用于根据P/S转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。 

此外，该设备中进一步包括：解旋单元45，用于对接收到的基带信号进行解旋。 

进一步地，第一解调解码单元41可包括：第一信道估计子单元411、第一Burst同步子单元412、第一抽取子单元413、第一AFC子单元414、第一纠偏子单元415、第二信道估计子单元416、第二Burst同步子单元417、第一均衡子单元418以及第一解码子单元419； 

第一信道估计子单元411，用于对解旋单元45输出的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给第一Burst同步子单元412以及第一AFC子单元414； 

第一Burst同步子单元412，用于对接收自第一信道估计子单元411以 及解旋单元45的信号进行Burst同步，并将处理结果输出给第一抽取子单元413； 

第一抽取子单元413，用于从接收自第一Burst同步子单元412的信号中抽取出起始TB和TSC对应的49个接收符号，并输出给第一AFC子单元414； 

第一AFC子单元414，用于根据接收自第一抽取子单元413的起始TB和TSC对应的49个接收符号、已知的起始TB和TSC对应的49个符号比特，以及第一信道估计子单元411的输出信号，按照AFC算法计算第一次频率纠偏信号，并输出给第一纠偏子单元415； 

第一纠偏子单元415，用于根据接收自第一AFC子单元414的第一次频率纠偏信号，对解旋单元45输出的信号进行纠偏，并将纠偏后的信号输出给第二信道估计子单元416以及第二Burst同步子单元417； 

第二信道估计子单元416，用于对接收自第一纠偏子单元415的纠偏后的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给第二Burst同步子单元417以及第一均衡子单元418； 

第二Burst同步子单元417，用于对接收自第一纠偏子单元415以及第二信道估计子单元416的信号进行Burst同步，并将同步后的信号输出给第一均衡子单元418； 

第一均衡子单元418，用于对接收自第二Burst同步子单元417以及第二信道估计子单元416的信号进行均衡处理，并将处理后的信号输出给第一解码子单元419； 

第一解码子单元419，用于对接收自第一均衡子单元418的信号进行解码，得到第一次解码结果。 

P/S转换单元44，用于将反编码单元43输出的DATA部分对应的36个符号比特，以及预先获取的TB和TSC部分对应的52个符号比特进行P/S转换，得到88个符号比特，并输出给第二解调解码单元42。 

其中，第二解调解码单元42包括：第三Burst同步子单元421、第二抽 取子单元422、第二AFC子单元423、第二纠偏子单元424、第三信道估计子单元425、第四Burst同步子单元426、第二均衡子单元427以及第二解码子单元428； 

第三Burst同步子单元421，用于对接收自第二信道估计子单元416以及解旋单元45的信号进行Burst同步，并将处理结果输出给第二抽取子单元422； 

第二抽取子单元422，用于从接收自第三Burst同步子单元421的信号中抽取出TB、TSC以及DATA部分对应的88个接收符号，并输出给第二AFC子单元423； 

第二AFC子单元423，用于根据接收自第二抽取子单元422的88个接收符号、接收自P/S转换单元44的88个符号比特，以及第二信道估计子单元416的输出信号，按照AFC算法计算第二次频率纠偏信号，并输出给第二纠偏子单元424； 

第二纠偏子单元424，用于根据接收自第二AFC子单元423的第二次频率纠偏信号，对解旋单元45输出的信号进行纠偏，并将纠偏后的信号输出给第三信道估计子单元425以及第四Burst同步子单元426； 

第三信道估计子单元425，用于对接收自第二纠偏子单元424的纠偏后的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给第四Burst同步子单元426以及第二均衡子单元427； 

第四Burst同步子单元426，用于对接收自第二纠偏子单元424以及第三信道估计子单元425的信号进行Burst同步，并将同步后的信号输出给第二均衡子单元427； 

第二均衡子单元427，用于对接收自第四Burst同步子单元426以及第三信道估计子单元425的信号进行均衡处理，并将处理后的信号输出给第二解码子单元428； 

第二解码子单元428，用于对接收自第二均衡子单元427的信号进行解码，得到第二次解码结果。 

另外，图4所示设备中还可进一步包括：控制单元46，用于根据实际需要，控制第一AFC子单元414以及第二AFC子单元423的开启与关闭。比如，在某些低速场景中，就可以关闭掉AFC功能，因为这些场景下的频偏通常比较小，所以不需要进行纠偏。控制单元46可根据自身获取到的当前的网络情况，自动决定是否关闭AFC功能；或者，通过小区级网规参数进行配置，选择打开或关闭AFC功能。比如，如果可以确定该小区的覆盖区域为典型的低速场景，则可以通过参数直接关掉AFC功能。 

当然，在关闭掉第一AFC子单元414以及第二AFC子单元423后，与第一AFC子单元414和第二AFC子单元423位于同一路的第一抽取子单元413以及第二抽取子单元422等单元也相应关闭。 

图4所示设备中还可进一步包括：判断单元47，用于根据循环冗余校验(CRC，Cyclic Redundancy Check)的结果，判断第一次解调解码单元41输出的第一次解调解码结果是否正确，如果正确，则不执行反编码、P/S转换以及第二次解调解码等功能；否则，通知反编码单元43执行自身功能，即执行后续的反编码、P/S转换以及第二次解调解码等功能。 

通过上述介绍可以看出，图4所示实施例中的很多功能单元的功能是重复的，比如第一解码子单元419和第二解码子单元428，均用于对经过均衡处理后的信号进行解码处理，只是实际操作的信号不同。所以，在实际应用中，对于第一解调解码单元41与第二解调解码单元42的功能，可以通过时分复用，由同一个单元来完成。 

比如，由第一解调解码单元41来同时原第一解调解码单元41以及第二解调解码单元42的功能：第一解调解码单元41完成第一次解调解码过程后，P/S转换单元44直接将转换结果输出给第一AFC子单元414，即复用第一Burst同步子单元412、第一抽取子单元413以及第一AFC子单元414来计算第二次频率纠偏信号，只是在此过程中，第一Burst同步子单元412接收到的信道估计后的信号来自第二信道估计子单元416；之后，利用第二次频率纠偏信号，通过复用第一纠偏子单元415、第二信道估计子单元416、第 二Burst同步子单元417、第一均衡子单元418以及第一解码子单元419完成第二次解调解码过程。本领域技术人员根据现有记载，可以较为容易地获知具体复用方式，此处不再赘述。 

下面对图4所示设备实施例的具体工作流程作进一步地详细说明： 

与图1所示现有RACH接收机相比，图4所示设备主要由两大部分组成，即第一解调解码单元41以及第二解调解码单元42。其中，第一解调解码单元41的组成以及各组成部分的功能与现有技术中大致相同，主要区别在于图4所示实施例中的第一AFC子单元414在计算频率纠偏信号时，使用了Burst中的49个符号比特，即预先可知的位于TSC之前的起始TB部分的8个TB符号比特以及TSC部分对应的41个符号比特，共49个符号比特进行鉴频。前面已经介绍，由于TB以及TSC部分的信息均是可知的，所以本实施例中可直接利用这些信息进行鉴频。 

得到第一次解调解码结果之后，根据预先对图4所示设备所作的配置的不同，执行不同的操作，比如：可以将该设备配置为每次在进行完第一次解调解码后，均进行第二次解调解码过程；或者，也可以通过判断单元47对第一次解调解码后的信号进行CRC校验，如果检验结果显示第一次解调解码后得到的DATA信息已经正确，则无需执行第二次解调解码过程，直接对得到的第一次解调解码结果进行后续处理；如果不正确，则执行第二次解调解码过程。其中，CRC校验为现有技术，此处不再赘述。 

假设本实施例中需要执行第二次解调解码过程，那么后续过程中，第一解调解码单元419将第一次解调解码结果输出给反编码单元43；反编码单元43对接收到的信号进行反编码，得到DATA部分对应的发送符号比特，从而实现导频化。如何实现反编码为现有技术，不再赘述。之后，反编码单元43将得到的DATA部分对应的符号比特输出给P/S转换单元44，P/S转换单元44对接收到的DATA部分对应的符号比特，以及已知的TB和TSC部分对应的符号比特进行P/S转换，即将多路并行信号转换为一路并行信号，并将转换后得到的88个符号比特输出给第二AFC子单元423。本实施例中， 可以将这88个符号比特统称为扩展的TSC符号比特。 

第二解调解码单元42的组成以及各组成部分的功能与第一解调解码单元41基本相同，即解旋后的信号在第三Burst同步子单元中进行Burst同步，其所利用的同步信息由第二信号估计子单元416提供；第二抽取子单元422从Burst同步后的信号中抽取出88个接收符号，与88个扩展的TSC符号比特，以及第二信号估计子单元416输出的信道估计值一起，送入到第二AFC子单元423，进行第二次AFC，产生第二频率纠偏信号；然后，第二纠偏子单元424对解旋后的基带信号进行频偏纠正；纠偏后的信号经过信道估计和Burst同步后，进入第二均衡子单元427中完成第二次均衡，产生软判决值送入第二解码子单元428，进而得到第二次解码结果。 

上述过程中，第二AFC子单元如何计算并产生频率纠偏信号的方式与现有技术基本相同，而本实施例在鉴频过程中，除了利用TSC以外，还利用了其它符号比特，即利用了Burst中所有的88个符号比特(除GB以外)。 

可见，采用本发明实施例的技术方案，通过将Burst中的DATA部分导频化，进而与TSC部分对应的符号比特一起，用于AFC的鉴频，减小了鉴频方差，进而减小了频偏估计误差，从而保证了不同频偏下均能获取较小的解调性能损失。而且，进行CRC校验后，只在第一次解调解码结果不正确的情况下，才会执行第二次解调解码过程，所以本发明实施例所述方案不会较现有方案增加太多功耗。 

图5为本发明方法实施例的流程图。该方法实施例可基于图4所示设备实现。如图5所示，该方法可以包括： 

S501：对接收到的基带信号进行第一次解调解码。 

本步骤的具体实现方式可以是：对接收到的基带信号进行解旋；对解旋结果进行信道估计以及Burst同步后，从处理结果中抽取出起始TB和TSC部分对应的49个接收符号；根据起始TB和TSC部分对应的49个接收符号、已知的起始TB和TSC部分对应的符号比特，以及信道估计结果，按照AFC算法计算第一次频率纠偏信号；利用第一次频率纠偏信号，对解旋后的基带信号进行纠偏，并对纠偏后的信号进行信道估计、Burst同步、均衡以及解码处理，得到第一次解码结果。 

在实际应用中，执行完S501之后，还可进一步包括：通过CRC校验，判断第一次解调解码结果是否正确，如果正确，则结束流程；否则，执行S502。 

S502：对第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到基带信号中DATA部分对应的符号比特。 

S503：对DATA部分对应的符号比特以及预先获取的基带信号中的TB和TSC部分对应的符号比特进行P/S转换。 

本步骤中，将通过S502得到的DATA部分对应的36个符号比特，以及预先获取的起始TB、结束TB和TSC部分对应的52个符号比特进行P/S转换，得到88个符号比特。 

S504：根据P/S转换结果，对基带信号进行第二次解调解码。 

本步骤的具体实现方式可以是：对第一次频偏估计结果通过信道估计后输出的信号、以及解旋后的基带信号进行Burst同步，并从中抽取出起始TB、TSC、DATA以及结束TB部分对应的88个接收符号；根据这88个接收符号、P/S转换后得到的88个符号比特，以及第一次频偏估计结果通过信道估计后输出的信号，按照AFC算法计算第二次频率纠偏信号；利用第二次频率纠偏信号，对解旋后的基带信号进行纠偏，并对纠偏后的信号进行信道估计、Burst同步、均衡以及解码处理，得到第二次解码结果。 

图5所示方法实施例的具体工作流程可以参照设备实施例中的说明，不再赘述。 

图4和图5所示实施例仅用于举例说明，并不用于限制本发明的技术方案。比如，上述实施例中，在进行第一次解调解码时，也可以按照现有技术，只利用TSC对应的41个符号比特进行鉴频，本发明实施例之所以利用起始TB以及TSC对应的共49个符号比特进行鉴频，是为了在进行第一次解调解码时，就能够尽量减小频偏估计误差。 

总之，采用本发明实施例的技术方案，通过将Burst中的DATA部分导频化，进而与TSC部分对应的符号比特一起，用于AFC的鉴频，减小了鉴频方差，进而减小了频偏估计误差，从而保证了不同频偏下均能获取较小的解调性能损失。图6为本发明所述方案与现有技术方案的解调性能损失比较示意图。如图6所示，其中的横坐标代表不同频偏；纵坐标代表不同频偏对应的RACH解调性能损失；图6中上面的一条曲线代表图1所示现有技术对应的性能损失曲线；下面的一条曲线代表本发明实施例所述方案对应的性能损失曲线。可以看出，本发明实施例所述方案在不同的频偏下，均能较现有技术相比，较好地减小解调性能损失。 

需要说明的是，本发明实施例尽管以GSM***的RACH信道为例进行说明，但本发明实施例所述思想同样可应用在其它类似领域中，比如迭代信号估计等，不再赘述。 

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (13)

1.一种基于自动频率控制AFC的信号处理方法，其特征在于，该方法包括： 

通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码； 

对所述第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到所述基带信号中的数据DATA部分对应的符号比特； 

对所述DATA部分对应的符号比特以及预先获取的所述基带信号中的尾比特TB和训练序列比特TSC部分对应的符号比特进行并/串转换； 

根据所述并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。 

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码包括： 

对所述接收到的基带信号进行解旋；对所述解旋结果进行信道估计以及突发Burst同步后，从同步结果中抽取出接收符号； 

根据所述接收符号、已知的与所述接收符号对应的符号比特，以及所述信道估计结果，按照AFC算法计算得到第一次频率纠偏信号； 

利用所述第一次频率纠偏信号，对所述解旋后的基带信号进行频偏纠正，并对频偏纠正后的信号进行信道估计、Burst同步、均衡以及解码处理，得到第一次解码结果。 

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述接收符号为位于所述TSC之前的起始TB以及TSC部分对应的49个接收符号。 

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述对DATA部分对应的符号比特以及预先获取的TB和TSC部分对应的符号比特进行并/串转换包括：

将所述DATA部分对应的36个符号比特，以及预先获取的起始TB、位于所述TSC之后的结束TB和所述TSC部分对应的52个符号比特进行并/串转换，得到88个符号比特。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码包括：

对所述第一次频偏纠正结果通过信道估计后输出的信号、以及所述解旋后的基带信号进行Burst同步，并从中抽取出起始TB、TSC、DATA以及结束TB部分对应的88个接收符号；

根据所述88个接收符号、并/串转换后得到的88个符号比特，以及所述第一次频偏纠正结果通过信道估计后输出的信号，按照AFC算法计算得到第二次频率纠偏信号；

利用所述第二次频率纠偏信号，对所述解旋后的基带信号进行纠偏，并对所述纠偏后的信号进行信道估计、Burst同步、均衡以及解码处理，得到第二次解码结果。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述完成对基带信号的第一次解调解码之后，进一步包括：

根据循环冗余校验CRC的结果，判断所述第一次解调解码结果是否正确，如果正确，则结束流程；否则，执行所述第二次解调解码过程。

7.一种基于AFC的信号处理设备，其特征在于，该设备包括：第一解调解码单元、反编码单元、并/串转换单元以及第二解调解码单元；

所述第一解调解码单元，用于通过AFC方式获取接收到的基带信号的第一次频率纠偏信号，根据所述第一次频率纠偏信号对所述基带信号进行第一次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第一次解调解码； 

所述反编码单元，用于对所述第一次解调解码后的输出信号进行反编码，得到所述基带信号中的DATA部分对应的符号比特； 

所述并/串转换单元，用于对所述DATA部分对应的符号比特以及预先获取的所述基带信号中的TB和TSC部分对应的符号比特进行并/串转换； 

所述第二解调解码单元，用于根据所述并/串转换结果，通过AFC方式获取第二次频率纠偏信号，根据所述第二次频率纠偏信号对所述基带信号进行第二次频偏纠正，并完成对所述基带信号的第二次解调解码。 

8.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，该设备还包括：解旋单元，用于对接收到的基带信号进行解旋； 

所述第一解调解码单元包括：第一信道估计子单元、第一Burst同步子单元、第一抽取子单元、第一AFC子单元、第一纠偏子单元、第二信道估计子单元、第二Burst同步子单元、第一均衡子单元以及第一解码子单元； 

所述第一信道估计子单元，用于对所述解旋单元输出的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给所述第一Burst同步子单元以及所述第一AFC子单元； 

所述第一Burst同步子单元，用于对接收自所述第一信道估计子单元以及所述解旋单元的信号进行Burst同步，并将处理结果输出给所述第一抽取子单元； 

所述第一抽取子单元，用于从接收自所述第一Burst同步子单元的信号中抽取出起始TB和TSC对应的49个接收符号，并输出给所述第一AFC子单元； 

所述第一AFC子单元，用于根据接收自所述第一抽取子单元的起始TB和TSC对应的49个接收符号、已知的起始TB和TSC对应的49个符号比特，以及所述第一信道估计子单元的输出信号，按照AFC算法计算第一次频率纠偏信号，并输出给所述第一纠偏子单元； 

所述第一纠偏子单元，用于根据接收自所述第一AFC子单元的第一次 频率纠偏信号，对所述解旋单元输出的信号进行纠偏，并将纠偏后的信号输出给所述第二信道估计子单元以及所述第二Burst同步子单元； 

所述第二信道估计子单元，用于对接收自所述第一纠偏子单元的纠偏后的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给所述第二Burst同步子单元以及所述第一均衡子单元； 

所述第二Burst同步子单元，用于对接收自所述第一纠偏子单元以及所述第二信道估计子单元的信号进行Burst同步，并将同步后的信号输出给所述第一均衡子单元； 

所述第一均衡子单元，用于对接收自所述第二Burst同步子单元以及所述第二信道估计子单元的信号进行均衡处理，并将处理后的信号输出给所述第一解码子单元； 

所述第一解码子单元，用于对接收自所述第一均衡单元的信号进行解码，得到第一次解码结果。 

9.根据权利要求8所述的设备，其特征在于，所述并/串转换单元用于，将所述反编码单元输出的DATA部分对应的36个符号比特，以及预先获取的起始TB、结束TB和TSC部分对应的52个符号比特进行并/串转换，得到88个符号比特，并输出给所述第二解调解码单元。 

10.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，所述第二解调解码单元包括：第三Burst同步子单元、第二抽取子单元、第二AFC子单元、第二纠偏子单元、第三信道估计子单元、第四Burst同步子单元、第二均衡子单元以及第二解码子单元； 

所述第三Burst同步子单元，用于对接收自所述第二信道估计子单元以及所述解旋单元的信号进行Burst同步，并将处理结果输出给所述第二抽取子单元； 

所述第二抽取子单元，用于从接收自所述第三Burst同步子单元的信号中抽取出起始TB、TSC、DATA以及结束TB部分对应的88个接收符号，并输出给所述第二AFC子单元； 

所述第二AFC子单元，用于根据接收自所述第二抽取子单元的88个接收符号、接收自所述并/串转换单元的88个符号比特，以及所述第二信道估计子单元的输出信号，按照AFC算法计算第二次频率纠偏信号，并输出给所述第二纠偏子单元；

所述第二纠偏子单元，用于根据接收自所述第二AFC子单元的第二次频率纠偏信号，对所述解旋单元输出的信号进行纠偏，并将纠偏后的信号输出给所述第三信道估计子单元以及所述第四Burst同步子单元；

所述第三信道估计子单元，用于对接收自所述第二纠偏子单元的纠偏后的信号进行信道估计，并将信道估计结果输出给所述第四Burst同步子单元以及所述第二均衡子单元；

所述第四Burst同步子单元，用于对接收自所述第二纠偏子单元以及所述第三信道估计子单元的信号进行Burst同步，并将同步后的信号输出给所述第二均衡子单元；

所述第二均衡子单元，用于对接收自所述第四Burst同步子单元以及所述第三信道估计子单元的信号进行均衡处理，并将处理后的信号输出给所述第二解码子单元；

所述第二解码子单元，用于对接收自所述第二均衡子单元的信号进行解码，得到第二次解码结果。

11.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，该设备还包括：

控制单元，用于根据实际需要，控制所述第一AFC子单元以及所述第二AFC子单元的开启与关闭。

12.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，该设备还包括：

判断单元，用于根据CRC校验的结果判断所述第一解调解码单元输出的第一次解调解码结果是否正确，如果正确，则不执行所述反编码单元的功能；否则，通知所述反编码单元执行自身功能。

13.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，所述第一解调解码单元与所述第二解调解码单元的功能通过时分复用，由同一单元来完成。 

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