CN101268603B - 数字功率因数校正控制器和包括其的ac到dc电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种包括开关变换器和PFC控制器(50)的PFC AC到DC电源，其中开关变换器包括至少一个主电源开关(56)。PFC控制器可包括基于AC到DC电源的输出电压来计算AC到DC电源的输入电流设置点的处理单元(62)。PFC控制器还可包括硬件电路(60)，该硬件电路(60)包括窗口a/d变换器(92)，该窗口a/d变换器(92)用于基于AC到DC电源的输入电流和来自处理单元的输入电流设置点的模拟形式来输出数字输入电流误差值。硬件电路还可包括与第一a/d变换器通信的数字电流模式补偿器(94)，该数字电流模式补偿器(94)用于基于来自a/d变换器的数字输入电流误差值来确定主电源开关的占空比。

Description

数字功率因数校正控制器和包括其的AC到DC电源
技术领域
本发明一般涉及功率电子设备，并更特别地涉及功率因数校正(PFC)控制电路。
背景技术
通过AC到DC电源从AC线路供应获得的平均功率总是小于RMS(均方根)电压和RMS电流的乘积。平均功率与RMS电压和RMS电流的乘积的比率被称为功率因数。例如，变换器具有70％的功率因数意味着从线路供应得到的功率是该线路中的电压和电流的乘积的70％，并且因此，仅仅是利用单位功率因数可以获得的功率的70％。
为了增加电源的功率因数，并且因此增加电源的效率，采用功率因数校正(PFC)是已知的。一种已知的实现PFC的方法是迫使平均输入电流遵循适当按比例改变后的瞬时输入电压波形。图1是具有整流器电桥12、升压变换器14和模拟PFC控制器16的常规PFC AC到DC电源10的示图。模拟PFC控制器16利用模拟电路来将变换器10的输出电压(Vout)与电压基准8进行比较以产生电压补偿信号B(Vcomp)。将电压补偿信号乘以输入电压(Vin)并除以输入电压的RMS的平方。将该操作的结果与输入电流(Iin)进行比较以确定升压变换器14的主电源开关18的占空比。
尽管使用微控制器来在PFC变换器中实现一些控制和监视功能是已知的，但是逐脉冲开关控制通常是采用专门的模拟pwm控制器来实现的。然而，该方法限制了可行的控制和监视功能的范围和性能。然而，随着数字技术的发展，使用数字装置来实现全部控制和监视功能的动机越来越强。然而，这种控制所需的速度和分辨率，直到最近，都使得实现低中档功率变换器惊人地昂贵。
由此，数字信号处理器(DSP)非常适合于执行PFC变换器的所有控制功能的任务。DSP可通过执行计算主电源开关的最优接通持续时间(on-time duration)的固件算法来实现逐脉冲开关控制。同时，同一DSP可通过调度分配给各种任务的处理器时隙或通过中断例程来执行PFC变换器所需的所有其它控制和监视功能。
尽管DSP一般足以满足PFC变换器，但它们对于这样的应用而言不是最优的，并且在实践中产生了相对麻烦和昂贵的解决方法。这是因为高质量数字PFC通常需要三个高分辨率的模拟到数字转换通道，其中的至少一个需要是高速度的转换通道。此外，计算主电源开关的适当的定时通常需要为了功率级的动态行为和稳定性而被最优化的两个相对复杂的数字滤波器的固件执行，一个用于平均电流回路，另一个用于电压回路。另外，几个时间苛刻的保护功能，诸如过电流和过电压，必须同时包括在内。为了使变换器能够适当地工作，所有这些功能必须实时地执行。竞争信号DSP的计算资源的多个时间苛刻的控制功能的存在，通过引入复杂的调度和多级中断例程而使固件变复杂。这继而增加了损害变换器的操作的不希望有的行为的风险。为了克服这些挑战，必须使用相对强大的DSP和复杂的例程。这使得可接受的DSP实现方案对于低中档功率变换器而言惊人地昂贵。
在其它类型的开关模式变换器(诸如DC/DC负载点(POL)变换器)中，相似的挑战是已知的。为DC/DC POL变换器提出的减小主处理器的计算负担的方法之一是引入用于实现主控制回路的专门的硬件滤波器。该滤波器的系数可由主处理器编程以适应变换器的动态需求。然而，这需要仅被执行一次或者可能仅在特别情形(异常操作、***配置改变、参数偏移等)下才被修改。
为了进一步减少数字pwm控制器所需的硬件资源，已经提出了所谓的“窗口a/d转换”。在该方案中，监视输出电压的模拟到数字变换器被设计成仅处理期望的(目标)电压周围的相对窄范围的幅度。该方法背后的洞察是，在正常操作期间输出电压非常接近于目标值。这是因为现代电子***需要非常精确的电压调节并且这样的性能对于整个***的适当操作而言绝对是必需的。如果输出电压位于目标窗口以外，则通常要实现紧急关断或其它特别措施。
尽管采用窗口a/d转换的数字控制器在DC到DC变换器中很流行，但这样的控制器不适合于PFC变换器。这是因为这样的控制器仅采用单个电压回路工作，而PFC需要两个回路并且它们中的一个是平均电流模式控制回路。
发明内容
在一个一般方面中，本发明涉及在AC到DC、高功率因数、开关电源中使用的PFC变换器。高功率因数可通过迫使输入电流的幅度遵循输入电压的瞬时幅度来实现。根据不同实施例，PFC控制器在固件(处理器代码)、数字硬件和模拟硬件之间划分控制任务。这种划分可以提供控制***的给定部分中所使用的技术类型和所需的信号处理的种类之间的良好的匹配。PFC控制器可包括两个控制回路。第一控制回路(输出电压回路)可由执行相关固件代码的处理器实现。例如，处理器和固件可以是微控制器的一部分。由于该控制回路的非常低的带宽，代码执行会需要非常少的计算能力，结果，可以使用相对慢速的模拟到数字变换器。这样，可以将相对低成本的微控制器用于输出电压控制回路。
在不同实现方案中，将电压控制回路的输出乘以与采样的瞬时输入电压成比例的信号并除以与采样的rms输入电压的平方成比例的另一信号。随后将该操作的结果转换成与期望的瞬时输入电流(忽略开关波动(switching ripple))成比例的模拟电压。
该模拟电压接着被用作模拟到数字变换器的基准电压，所述模拟到数字变换器优选地是监视输入电流的瞬时值的窗口a/d变换器。由于a/d变换器的“窗口”配置，低分辨率(例如6比特)可以满足需要。因此，高速、低成本、闪存型窗口a/d变换器可在某些应用中使用。
第二控制回路(平均电流回路)可采用具有可编程系数的专用硬件滤波器来实现。该配置通常优选地不需要处理器的任何计算资源。该回路迫使平均输入电流遵循馈送到窗口a/d变换器中的模拟基准信号。
在另一方面中，本发明涉及一种PFC AC到DC电源，其包括：包括至少一个主电源开关的开关变换器；和用于控制所述至少一个主电源开关的PFC控制器。
其中所述PFC控制器包括：处理单元，和与所述处理单元通信的硬件电路。
该处理单元包括处理器和存储器，在所述存储器上存储有固件，当所述固件由所述处理器执行时，所述固件使所述处理器基于所述AC到DC电源的输入和输出电压来计算所述AC到DC电源的输入电流设置点，其中所述输入电流设置点由所述处理单元基于
Figure DEST_PATH_GA20191846200680034905401D00021
来计算，其中A表示所述输入电压，B表示基于所述输出电压的电压误差，C表示所述输入电压的均方根。
与所述处理单元通信的硬件电路包括：第一a/d变换器，和与所述第一a/d变换器通信的数字电流模式补偿器。其中第一a/d变换器，用于基于所述AC到DC电源的输入电流和来自所述处理单元的所述输入电流设置点的模拟形式来输出数字输入电流误差值。与所述第一a/d变换器通信的数字电流模式补偿器用于基于来自所述a/d变换器的所述数字输入电流误差值来确定所述至少一个主电源开关的占空比。
在又一方面中，本发明涉及一种用于控制AC到DC电源的至少一个主电源开关的PFC控制器，包括：处理单元，和与所述处理单元通信的硬件电路。
其中处理单元包括处理器和存储器，在所述存储器上存储有固件，当所述固件由所述处理器执行时，所述固件使所述处理器基于所述AC到DC电源的输出电压来计算所述AC到DC电源的输入电流设置点，其中所述输入电流设置点由所述处理单元基于
Figure DEST_PATH_GA20191846200680034905401D00022
来计算，其中A表示输入电压，B表示基于所述输出电压的电压误差，C表示所述输入电压的均方根。
与所述处理单元通信的硬件电路包括：第一a/d变换器和与所述第一a/d变换器通信的数字电流模式补偿器。其中第一a/d变换器用于基于所述AC到DC电源的输入电流和来自所述处理单元的所述输入电流设置点的模拟形式来输出数字输入电流误差值。与所述第一a/d变换器通信的数字电流模式补偿器用于基于来自所述a/d变换器的所述数字输入电流误差值来确定所述至少一个主电源开关的占空比。
采用这样的PFC控制器，实现控制器所必需的硬件资源的总量和成本可以显著地得到降低。
附图说明
在本文中将通过实例结合以下附图来描述本发明的实施例，其中：
图1是现有技术PFC AC到DC电源的示图；
图2是根据本发明的不同实施例的PFC AC到DC电源的示图；并且
图3是根据本发明的不同实施例的处理单元的示图。
具体实施方式
图2是根据本发明的不同实施例的PFC AC到DC电源40的示图。电源40包括AC电源42、EMI滤波器44、整流器电路46、变换器48和PFC控制器50。电源40可用于从由AC电源42供应的AC电压提供经调节的DC电压输出(Vout)。
AC电源42可供应具有基频ω的正弦电压信号。基频ω可以是例如60Hz。如图2中所示，EMI滤波器44可被连接在AC电源42和整流器电路46之间，并且可对不希望有的噪声进行滤波。整流器电路46可以是能够将来自AC电源42的正弦输入电压信号转换成每个半周期均为正的电压波形的全波整流电路。根据一个实施例，如图2中所示，整流器电路46可包括四二极管桥式整流器电路。
变换器48将经整流的AC输入电压(Vin)转换成可用于为负载(未示出)供电的DC输出电压(Vout)。如图2中所示，变换器48优选地是升压变换器，因为其能够产生高于输入电压的输出电压，同时保持全调节(full regulation)、连续输入电流和简单性。如此，变换器48可包括电感器52、整流器54(例如，二极管)、电源开关56和滤波电容器58。电感器52、整流器54和滤波电容器58串联连接，其中电容器58跨接在电源40的输出端之间。电源开关56跨接在整流器54和滤波电容器58之间，使得电源开关56的占空比控制滤波电容器58两端之间的电压(并且因此控制输出电压Vout)。电源开关56可以是压控开关，诸如场效应晶体管(FET)(例如MOSFET)。
在操作中，当电源开关56闭合时，电流流过电感器52和电源开关56，并且整流器54被反向偏置。流过电感器52的电流使能量存储在电感器52中。因此，当电源开关56被打开时，电感器52使电感器52和整流器54之间的节点P处的电压迅速增加到整流器54变为正向偏置时的一点，并且电流通过整流器54到达滤波电容器58和负载。在电感器52所存储的能量已经通过整流器54转移到电容器58之后，电源开关56被闭合，从而再次使整流器54被反向偏置，并且使另一些能量存储在电感器52中。
以这样的方式，电源开关56的占空比可被调制成调节滤波电容器58两端之间的电压，并且因此调节输出电压Vout。同时，占空比可被调制成保持与瞬时输入电压(忽略开关波动)成比例的输入电流的值。同时实现两个目标是可能的，因为它们在频域中是分离的。对于输入电流，所关心的是AC线路的基频(例如60Hz)及其谐波(120Hz、180Hz等)，而可以仅针对60Hz以下的频率来调节输出电压。由于输出电容器(例如，电容器58)所实现的通常相当大量的能量存储，所产生的电压回路的滞缓(sluggishnes)不会产生问题。
如下所述，电源开关56的占空比由PFC控制器50基于输出电压Vout、经整流的AC输入电压(Vin)和输入电流(Iin)而产生的PWM信号控制，以利用适当的功率因数校正来提供期望的输出电压。感测电阻器(未示出)可被用于产生与输入电流(Iin)成比例的信号。
尽管图2中所示的DC/DC变换器48是升压变换器，但应该认识到，可以使用其它开关DC/DC拓扑，诸如降压、降压-升压、Cuk、Sepic、它们的隔离型派生物等。
PFC控制器50的调节目标是保持输出电压(Vout)为恒定值，同时迫使输入电流(Iin)遵循输入电压(Vin)的形状，尽管可以允许输出电压从目标值偏离一定程度以避免输入电流的失真。因此，输出电压可以包含一定量的低频波动，主要是在AC线路频率的第二谐波处。另一方面，输入电流可以包含主要由开关频率及其谐波组成的大的高频ac分量。这些电流分量可由EMI滤波器44去除。上述的电压和电流失真都是本领域公知的，并且因为对于实践本发明而言并不重要所以在下面的描述中将被忽略。
根据不同实施例，PFC控制器50可包括硬件电路60和处理单元62。如图3的实施例中所示，处理单元62可包括处理器300和诸如ROM 302的存储单元。存储单元302可存储用于由处理单元62的处理器300执行的固件代码或指令，如下面更详细描述的那样。如下所述，处理单元62可被实现为微控制器。然而，应该认识到，根据其它实施例，固件可被存储在作为与处理器不同的装置的存储单元中。
根据不同实施例，通过将控制电路配置在两个回路中来获得PFC控制器50的期望的操作。第一外部电压回路保持输出电压为恒定值。输出电压被采样并由电压a/d变换器72转换成数字形式。由于典型地被配置成略微低于ac线路频率的电压控制回路的相对低的带宽，变换器72可以相对慢速。几百赫兹的采样速率典型地是足够的。
在处理单元62中，从存储在适当的寄存器74中的目标电压(Vset)中减去输出电压测量的结果。这两个值之间的差值可被认为是调节误差(电压误差)。该误差随后被用于以抵消该误差的方式修改电源开关56的占空比。为了保持电压调节的稳定性和动态特性，执行误差信号的适当的频率补偿，如本领域公知的那样。该补偿优选地是完全通过执行存储在处理单元62的固件中的代码(即，电压补偿器子程序76)来实现的。由于电压控制回路的低带宽和低精确度，必要的计算可由作为处理单元62的简单低成本的微控制器执行。
跟随在电压误差补偿之后的是乘法和除法步骤。根据不同实施例，在电压补偿子程序76的输出(Vcomp或B)和与瞬时输入电压成比例的信号(A)之间执行乘法。信号A由电压a/d变换器77响应于输入电压而产生。作为乘法的结果，获得了遵循输入电压的形状的信号。然后将该信号除以表示rms输入电压(C)的信号的平方值。该操作的目的是引入前馈路径，从而允许PFC控制器充分地响应输入电压中的快速改变而无需等待来自慢速反馈回路(如下所述)的校正。再次，上述的数学计算优选地是完全通过执行存储在处理单元62的固件中的代码来实现的。例如，rms电压计算子程序78可以基于与瞬时输入电压成比例的信号(A)来计算rms输入电压。乘法子程序80可以执行乘法/除法操作(A*B/C2)以产生表示期望的输入电流(Iset)的数字信号。乘法和除法操作可以典型地以几千赫的重复速率来执行以避免产生附加谐波失真。这样的低速率也使得便于通过执行固件代码来实现。
电压回路对占空比的修改优选地不是直接执行。而是，乘法器的输出(Iset)可构成内部平均电流回路的基准值，其中内部平均电流回路具有比电压回路的带宽高得多的带宽。由于平均电流控制回路的较高带宽，其优选地完全使用硬件电路60来实现而不执行处理单元62的固件代码。
根据不同实施例，乘法子程序80的输出(Iset)首先由d/a变换器90转换成模拟形式(电压或电流)。该模拟信号的幅度变为模拟到数字变换器92的基准电平。a/d变换器92优选地采用监视输入电流(Iin)的窗口a/d变换器92来实现。如前所述，该信号的电压可以表示输入电流。窗口a/d变换器92测量表示输入电流(Iin)的信号和上述基准电流信号(Iset)之间的差值。窗口a/d变换器92所产生的差值构成数字形式的电流信号的误差。为了适当地处理误差信号，相对小的分辨率可能是足够的。因此，简单、便宜但快速的闪存a/d变换器可被用作窗口a/d变换器92。
随后，将误差信号(Ierror)馈送到专用的数字平均电流模式补偿器94中，该数字平均电流模式补偿器94生成指示PWM控制信号的适当的占空比的信号“D”。该补偿器94可使用例如数字控制领域中所公知的逻辑门、延迟元件和查找表，完全以硬件来实现。在不同实施例中，即使到目前为止所需的调节速度和分辨率超过常规低成本8位微控制器的性能，平均电流模式补偿器94仍可以用相对少的资源来计算必需的补偿。因此，昂贵和复杂的DSP处理器不需要用在电流回路中。此外，从实现电压控制回路的处理单元62的固件代码中去除电流回路补偿的时间苛刻的任务，可以导致固件代码的极大简化和提高的健壮性。
补偿器94的修改，诸如对于电源电路改变或动态性能调整而言可能是必需的修改，可由处理电路62来完成。为此，处理单元62可以改变某些专用寄存器的内容，从而修改补偿器94的逻辑电路的结构，使得期望的调节目标可以得到实现。然而，这样的修改通常不需要频繁执行并且不会增加处理单元62的计算负担。
电流回路补偿器94的输出(D)被馈送到PWM发生器96中，该PWM发生器96生成用于控制变换器48的电源开关56(或多个电源开关)的PWM信号。由于PWM发生器96的非常高的时间分辨率，所以PWM发生器96可采用专用硬件来实现。PWM脉冲优选地在仅仅几纳秒时间步长内被调节，否则量化误差的不利影响会降低调节的质量。
根据不同实施例，PFC控制器50可因此以在整个电路的不同部分之间最优地划分信号处理功能为特征。取决于带宽、范围、幅度和时间分辨率，PFC控制器50可以使信号在固件、数字硬件和模拟硬件之间交替流动。这允许数字功率因数校正控制功能以简单、低成本的方式实现。
尽管在本文中已经针对特定实施例对本发明进行了描述，但本领域的普通技术人员将认识到，可以实现本发明的许多改型和变型。例如，如上所述，不同的拓扑可用于变换器48。此外，变换器48可以包括由PFC控制器50所产生的PWM信号(直接或间接)控制的一个或多个电源开关。前述描述和所附权利要求应该覆盖所有这些改型和变型。

Claims (16)

1.一种PFC AC到DC电源，包括：
开关变换器，其包括至少一个主电源开关；和
PFC控制器，用于控制所述至少一个主电源开关，其中所述PFC控制器包括：
处理单元，其包括处理器和存储器，在所述存储器上存储有固件，当所述固件由所述处理器执行时，所述固件使所述处理器基于所述AC到DC电源的输入和输出电压来计算所述AC到DC电源的输入电流设置点，其中所述输入电流设置点由所述处理单元基于
Figure FA20191846200680034905401C00011
来计算，其中A表示所述输入电压，B表示基于所述输出电压的电压误差，C表示所述输入电压的均方根；和
与所述处理单元通信的硬件电路，其中所述硬件电路包括：
第一A/D变换器，用于基于所述AC到DC电源的输入电流和来自所述处理单元的所述输入电流设置点的模拟形式来输出数字输入电流误差值；和
与所述第一A/D变换器通信的数字电流模式补偿器，用于基于来自所述A/D变换器的所述数字输入电流误差值来确定所述至少一个主电源开关的占空比。
2.如权利要求1所述的PFC AC到DC电源，其中所述第一A/D变换器包括窗口A/D变换器，该窗口A/D变换器测量所述输入电流和由所述处理单元计算的所述输入电流设置点之间的差值以产生所述数字输入电流误差值。
3.如权利要求2所述的PFC AC到DC电源，其中所述硬件电路还包括用于将来自所述处理单元的所述输入电流设置点转换成模拟形式的D/A变换器，其中由所述D/A变换器产生的所述输入电流设置点的所述模拟形式被提供到所述窗口A/D变换器。
4.如权利要求3所述的PFC AC到DC电源，其中所述硬件电路还包括与所述数字电流模式补偿器和所述至少一个主电源开关通信的PWM发生器，该PWM发生器用于基于由所述数字电流模式补偿器确定的所述占空比来生成用于所述至少一个主电源开关的PWM控制信号。
5.如权利要求4所述的PFC AC到DC电源，其中所述硬件电路还包括第二A/D变换器，该第二A/D变换器用于将所述AC到DC电源的所述输出电压转换成用于输入到所述处理单元的数字形式。
6.如权利要求5所述的PFC AC到DC电源，其中所述硬件电路还包括第三A/D变换器，该第三A/D变换器用于将所述AC到DC电源的所述输入电压转换成用于输入到所述窗口A/D变换器的数字形式。
7.如权利要求1-6中任一项所述的PFC AC到DC电源，其中所述处理单元的所述处理器和所述存储器是微控制器的一部分。
8.如权利要求1-6中任一项所述的PFC AC到DC电源，其中所述开关变换器包括升压变换器。
9.如权利要求7所述的PFC AC到DC电源，其中所述开关变换器包括升压变换器。
10.一种用于控制AC到DC电源的至少一个主电源开关的PFC控制器，包括：
处理单元，其包括处理器和存储器，在所述存储器上存储有固件，当所述固件由所述处理器执行时，所述固件使所述处理器基于所述AC到DC电源的输出电压来计算所述AC到DC电源的输入电流设置点，其中所述输入电流设置点由所述处理单元基于来计算，其中A表示输入电压，B表示基于所述输出电压的电压误差，C表示所述输入电压的均方根；和
与所述处理单元通信的硬件电路，其中所述硬件电路包括：
第一A/D变换器，用于基于所述AC到DC电源的输入电流和来自所述处理单元的所述输入电流设置点的模拟形式来输出数字输入电流误差值；和
与所述第一A/D变换器通信的数字电流模式补偿器，用于基于来自所述A/D变换器的所述数字输入电流误差值来确定所述至少一个主电源开关的占空比。
11.如权利要求10所述的PFC控制器，其中所述第一A/D变换器包括窗口A/D变换器，该窗口A/D变换器测量所述输入电流和由所述处理单元计算的所述输入电流设置点之间的差值以产生所述数字输入电流误差值。
12.如权利要求11所述的PFC控制器，其中所述硬件电路还包括用于将来自所述处理单元的所述输入电流设置点转换成模拟形式的D/A变换器，其中由所述D/A变换器产生的所述输入电流设置点的所述模拟形式被提供到所述窗口A/D变换器。
13.如权利要求12所述的PFC控制器，其中所述硬件电路还包括与所述数字电流模式补偿器和所述至少一个主电源开关通信的PWM发生器，该PWM发生器用于基于由所述数字电流模式补偿器确定的所述占空比来生成用于所述至少一个主电源开关的PWM控制信号。
14.如权利要求13所述的PFC控制器，其中所述硬件电路还包括第二A/D变换器，该第二A/D变换器用于将所述AC到DC电源的所述输出电压转换成用于输入到所述处理单元的数字形式。
15.如权利要求14所述的PFC控制器，其中所述硬件电路还包括第三A/D变换器，该第三A/D变换器用于将所述AC到DC电源的输入电压转换成用于输入到所述窗口A/D变换器的数字形式。
16.如权利要求10-15中任一项所述的PFC控制器，其中所述处理单元的所述处理器和所述存储器是微控制器的一部分。
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