CN101185275A - 用于信道反馈的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种方法，用于在发射设备和接收设备之间的多个子载波上传送信道估计。发射设备确定多个子载波的信道估计，并且然后将所述信道估计编码为至少一个编码的信道波形。然后，发射设备向接收设备发射所述至少一个编码的道波形。

Description

用于信道反馈的方法和装置

发明领域

本发明总的来说涉及通信***，并且具体地，涉及一种方法和装置，用于在多输入多输出(MIMO)传输中向发射机提供信道信息。

背景技术

多输入多输出(MIMO)是一种涉及多个发射天线和多个接收天线的传输方法，其有望在很大程度上增加无线通信***的链路容量。多种传输策略要求发射阵列具有关于每个发射天线元件和每个接收天线元件之间信道响应的某种程度的知识，并且通常被称为闭环MIMO。如果在发射机处执行阵列校准，则通过使用诸如时分双工(TDD)中上行链路探测的技术，在发射机处获得完全的宽带信道知识是可能的。然而，当在TDD***中使用中继器时，或者当在发射机处不执行阵列校准时，在频分双工(FDD)***中上行链路探测方法不能工作。因此，存在对这样的有效方法的需求，该方法在上行链路探测不是有效用于该目的时，在发射机处提供完全的信道知识。

附图简述

图1是TDD***中反馈的时间图。

图2是FDD***中反馈的时间图。

图3示出了用于有效反馈信道知识的一个选项。

图4示出了用于有效反馈信道知识的第二选项。

图5是使用相移以有效地编码信道信息的示例。

图6是频域信道信息的频率正交(orthogonal-in-frequency)编码的示例。

图7是时域信道信息的频率正交编码的示例。

图8是用于传送信道知识的装置。

图9是图8的装置操作流程图。

图10是用于恢复信道估计的装置。

图11是示出图10的装置操作流程图。

具体实施方式

为了简明，本发明从以下观点来呈现，当执行至用户终端(SS)的闭环传输时，向基站(BS)提供信道信息。应当清楚，本发明还适用于这样的情形，即BS和SS的作用与此处描述的作用是颠倒的。例如，本发明可以应用于这样的情形，其中，SS提供有信道信息，以允许从SS到BS的闭环传输。因此，尽管描述将主要集中于BS向SS发射的情况，但是术语“源通信单元”将指可以执行向目标通信单元进行闭环传输的通信单元(例如，BS、SS或其他收发信机)。

而且，在本申请文件中，某些术语是可以互换使用的。术语“信道响应”、“频率选择性信道简档”、“空间频率信道响应”全部指的是基站需要的信道响应信息，以便于利用闭环传输技术。该信道响应信息还可以指信道知识。术语“波形”和“信号”也可以互换使用。用户设备或用户站(SS)有时指的是移动设备站(MS)或简单地移动设备，并且本发明同样适用于用户设备是固定的或移动设备(即，不是固定的)的情况。接收设备可以是基站(BS)、用户站(SS)或其任何组合。同样，发射设备可以是BS、SS、MS或其任何组合。此外，如果***具有转发器、中继器或其他类似设备，则接收设备或发射设备可以是转发器、中继器或其他类似设备。如果BS正在执行至该转发器/中断器的闭环传输，则该转发器或中继器可以被认为等同于SS。如果中继器正在执行至SS的闭环传输，则该转发器或中继器可以被认为等同于BS。该中继器可以可以是单向中继器，诸如上行链路中继器或下行链路中继器。例如，上行链路中继器接收来自SS的上行链路信号，并且向BS中继信号或由该信号表示的信息。术语“快速傅里叶变换(FFT)”和“逆快速傅里叶变换(IFFT)”分别指的是离散的傅里叶变换(或类似变换)或逆离散傅里叶变换(或类似变换)。

在发射机或源通信单元处获得信道知识对于获得由该发射阵列技术保证的增益来说是关键的，该发射阵列技术诸如最大比传输、发射空分多址(SDMA)和闭环多个输入多个输出(MIMO)技术。用于获得信道知识的两种方法是反馈和信道探测。信道探测仅对于时分双工(TDD)***才工作，并且使用这样的事实，即上行链路和下行链路RF信道是互反的，从而BS可以获得来自由移动设备进行的上行链路信道探测的下行链路信道知识。已知的是，为使信道探测工作，BS必须校准其上行链路和下行链路阵列。与信道探测不同，信道反馈将工作于频分双工(FDD)***和无阵列校准的TDD***。

本发明是一种方法，用于有效地自(一个或多个)移动设备向BS反馈多路信道(例如多个子载波的多个信道估计，诸如对于OFDM***中的一个或多个天线)，(如果BS和移动设备的作用交换的话，所述方法也将工作)。所述方法通过BS自其每个发射天线发送训练(例如导频码元)而工作，使得移动设备可以测量(或估计)对每个BS天线的复数信道响应(信道估计还可以根据不要求训练数据的其他方法获得，诸如直接判决信道估计(decision-directed channel estimation)或盲信道估计)。接下来，被BS调度这样做(或者知道/期望通过某些其他手段这样做)的每个移动设备编码对每个BS天线的信道估计(构建信道波形)，并且然后潜在的多个这样的移动设备同时向BS发回编码的信道估计，以辅助BS确定下行链路信道估计。

本发明的在特定移动设备处的信道编码过程不要求将信道量化到超出移动设备接收机的固有精确度所达到的程度(例如传统的反馈传输使用诸如QPSK的传统星座，在码元上传递二进制的信息，而本发明可以传递基本上非量化的信道估计(例如，不需要将这些值限制为QPSK星座的四个值，但是当然受到移动设备接收和发射处理的固有精确度的限制)；相反，本发明有效地(从带宽方面而言)将某些测量信道的数目(例如，从每个BS天线到一个或多个移动设备天线的信道)组合为单一的信道波形，用于传输到BS，该信道波形还可以被称为编码信道波形。多个移动设备可以以SDMA方式，在相同的时间频率资源上，发射其编码信道波形。然后，BS使用其多个接收天线，用于分离来自每个移动设备的编码信道波形，并且然后通过解除编码来确定信道估计。注意，对于多个天线的移动设备，移动设备处的每个天线可以按照MIMO方式发射不同的编码信道波形，(例如，波形是从全部BS天线到发射编码信道信道波形的移动设备天线的信道的编码)。当然，在SDMA方式中，自一个移动设备的编码信道波形的MIMO类型传输可以与来自其他移动设备的编码信道的传输相重叠。通过有效地编码信道估计并且上行链路传输上使用SDMA和/或MIMO，信道反馈可以成为非常带宽有效的。本发明通过选择性地组合SDMA、MIMO、多个源信道估计、加扰以避免过量的峰值平均功率比、和导频设计，在频域(例如在OFDM***的多个子载波上)或者时域(例如通过将时域数据码元替换为信道波形的样本)有效地反馈宽带信道。

图1示出了根据本发明的用于TDD通信***中反馈的时间图的示例，其中基站正在请求信道信息，以进行某些类型的闭环“发射自适应阵列”(Transmit Adaptive Array)(TxAA)传输。首先，BS在接近下行链路的端部发送训练数据(例如，导频码元)，(实际上，该训练可以在下行链路帧的任何地方，但是如果在下行链路帧的端部发送训练，则反馈等待时间减小)。对于具有多个发射天线的BS，该BS可以执行多个传输，诸如第一发射天线上的第一传输和第二发射天线上的第二传输，并且依此类推(多个传输)，其中该多个传输优选地包括导频码元，其允许SS估计至每个发射的BS天线的多个子载波上的信道。该多个传输可以是同时的，优选地具有天线中的正交的/可分离的导频序列(例如，不同天线使用不同的集合或多个子载波)，或者可以分离但是优选地在时间上靠近。然后，被BS请求的每个移动设备发送信道信息，估计至每个BS发射天线的信道(例如，通过确定多个子载波的多个信道估计)，将信道估计编码为编码信道波形(产生或构建信道波形)，并且然后通过在上行链路期间向基站发送(发射)该编码信道波形，来传递信道知识。在一个实施例中，对信道估计进行编码，以允许来自多个BS天线和/或多个SS接收天线的信道估计在一个码元时间中发送。注意，在一个实施例中，信道估计与用于在BS处估计上行链路信道的导频码元一起发送，(上行链路信道估计由BS使用，以允许其接收分离多个移动设备的上行链路信道反馈和检测来自每个移动设备的编码信道估计)。导频码元可以形成信道探测波形(例如，OFDM子载波集合上的导频码元)，用于实现BS处的上行链路信道估计的目的。BS使用反馈的信道知识，以在跟随于该上行链路后的下行链路上执行闭环传输(例如TxAA)(闭环传输优选地处在非常近的下一下行链路间隔上，由此，使测量和使用该测量之间的信道变化最小，但是本发明也适用于延迟是大的情况中)。由于反馈的信道知识不需要量化为传统的码元星座(例如，QPSK)，因此，相比于传统的方案，可以改进信道知识的分辨率和动态范围(例如基本上是非量化的)。因此，在一个实施例中，被反馈的信道估计基本上是非量化的。在其他实施例中，信道估计可以被映射到预定的值的集合中的一个(例如，最接近的预定复数值集合)，或者可以被削波，或者如果其量值低于特定值，则可以被设定为0。

图2示出了用于FDD通信***中反馈的时间图的示例，其中再一次地，BS正在请求信道信息，以进行闭环(例如，TxAA)传输。操作类似于TDD，但是在FDD中，测量信道和BS使用下行链路上信道估计之间的等待时间可以变得远低于TDD，这是因为是同时传输下行链路和上行链路。为了简明，反馈机制假设FDD***的下行链路和上行链路使用具有相同带宽的相同调制方法(例如OFDM)。然而，所提出的反馈机制容易地扩展到上行链路和下行链路具有不同调制方法和/或带宽的情况。此外，本发明预见了在上行链路中使用多个传输模式，例如，IFDMA、CDMA、单一载波TDMA、或这些常规上行链路数据传输的混合(这些模式中的任何一个提供低的峰值均值比)、以及用于反馈传输的OFDM/OFDMA(提供复数信道响应的频域反馈)。在这种情况下，优选地利用正常的数据传输，使该反馈传输在时间或者在频率中进行多路复用。因此，本发明可以使用与来自目标通信单元的其他数据传输中使用的调制方法不同的调制方法，来发射信道波形。

注意，图1和图2中示出的上行链路帧的反馈部分由两个OFDM码元时间周期组成。第一码元周期是用于每个移动设备发送用于估计信道的导频码元(例如，信道探测波形)，并且第二码元周期用于发送信道反馈，以辅助源通信单元确定多个子载波的信道估计。

图3示出了该反馈选项，图4示出了另一反馈选项，其通过混合导频码元(例如，信道探测波形)与反馈，仅要求一个OFDM码元。图4中示出的混合包括频率多路复用，但是也可以使用其他类型的混合，诸如码多路复用。很显然，导频和信道波形的任意混合均是可行的，诸如多个码元时间上散布(scattering)导频码元和信道波形的样本。此外，导频码元可以不是利用信道波形显式发送的，例如，当源通信单元使用来自正常数据业务的信道估计来检测从目标通信单元发射的信道波形时。

相对于信道复用(或互反性(reciprocity))策略，(即，在TDD中，移动设备探测上行链路，并且BS假设上行链路和下行链路信道之间的信道互反性)和其他现有技术中的技术，所提出的反馈方法的优势在于：

1.所提出的反馈方法可以用于TDD和FDD这两种模式中。

2.所提出方法在移动设备单元处的复杂性远低于基于密码本和向量量化的方法。

3.在TDD模式中使用所提出的反馈方法将不要求BS或移动设备处的天线校准。

4.所提出的反馈方法将在TDD***中提供信道反馈机制，其具有上行链路上的中继器(上行链路信道探测将不工作，这是因为移动设备没有直接向BS发射)。

5.在阵列校准期间，所提出的反馈方法可以是非常有用的。例如，所提出的反馈方法可以用于从SS和BS发送相反的信道。

6.甚至当BS的上行链路和下行链路天线阵列不同时，所提出的反馈方法也可以工作。

7.如果移动设备已知BS是如何计算其发射加权的，则移动设备可以使用下行链路上的广播导频来确定复合信道(即由移动设备看到的有效信道，其是发射加权和真(true)RF信道的组合)。这是因为移动设备已知BS用来计算对于上行链路信道探测来说不是“真”的发射加权的信道。

以下将给出所提出的反馈方法某些方面的更加详细描述。假设在BS处(下行链路和上行链路处均)存在M_b个天线，并且以下两种情况将用于讨论移动设备：1)其中移动设备u仅具有单一发射天线和M_m，u个接收天线，以及2)其中移动设备u具有M_m，u个发射和接收天线。(注意，该反馈方法适用于移动设备处的任何数目的发射天线。而且该反馈方法容易地扩展到基站具有不同数目的接收天线与发射天线的情况)。假设OFDM下行链路具有k个可用子载波，则移动设备u在其接收天线m上对于子载波k的接收信号(0≤k≤K-1)，以及码元时间b由以下给出：

$Y_{u,m}(k,b)=\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{u,m,l}(k,b)X_l(k,b)+N_{u,m}(k,b)---\left(1\right)$

其中H_u，m，l(k，b)是在第k个子载波上和码元时间b上、从BS(例如，源通信单元)天线l至移动设备(例如，目标通信单元)u的第m个接收天线的频域信道，X_l(k，b)是自BS的第l个天线发射的训练码元，并且N_u，m(k，b)具有功率σ_u ²的附加噪声。注意，时间标记b用于指出导频码元的码元时间(其中，如果需要多于一个OFDM码元用于信道估计的目的，则可以存在多个b值)。

移动设备可以在接收信号上运行多源信道估计器(multi-sourcechannel estimator)，以优选地对于两个或更多个k值确定时间b处的信道估计

(确定多个子载波的多个信道估计)。注意，信道估计典型地是复数值(表示振幅和相位)。BS可以从其多个天线发射正交的导频信号，以允许移动设备处的简单的多天线信道估计。也可以使用其他信道估计方法(例如，判决辅助、迭代等等)。然后，移动设备对信道信息进行编码，以基于以下所述的方法之一产生信道波形。

方法1：频域信道的时间上可分离的反馈

该反馈方法使用了线性相移/相位斜坡(a.k.a.Steiner’s相移)，用于编码来自多个发射天线的测量信道(信道估计)，从而时域信道是正交的(即，信道估计是在时域是可分离的)。图5中示出了对于单一天线的移动设备和基站处的M_b个发射天线的频域信道相移编码的结果时域表示的示例。可以看出，适当的相移使得每个基站发射天线的时域信道占用了时域的不同部分。对于该反馈方法，移动设备对来自每个BS天线的信道估计进行编码，以通过对于具有单一发射天线的移动设备u创建下述上行链路波形(即，编码信道波形或信道波形)，来有效地传输，  (注意，时间标记d用于指出上行链路反馈的时间位置，其发生时间标记b之后的在某个时间，其中从BS发射导频码元，以允许SS处的信道估计)：

$Z_u(k,d)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}(k,b)S_{u,m,l}(k,d)---\left(2\right)$

其中，S_u，m，l(k，d)是用户u的信道估计的编码序列，并且β_u是比例调节(比例因子)，用于使Z_u(k，d)的平均发射功率(在全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者其他所希望的功率电平)。重要的是，对于单一移动设备的全部信道估计具有一个单一比例调节，从而保留了每个信道估计之间的相对功率电平。如果不需要比例调节，则可以通过设定β_u＝1来消除它。注意，如果M_b是2或者更多，则BS具有多个天线，并且确定多个子载波的多个信道估计可以包括：基于接收自源通信单元的多个传输(例如，每个来自不同的天线)，确定多个子载波中每个子载波的多个信道估计。

编码序列的一个示例是以下信号，其并入了两个方面。第一方面是允许时域中信道分离的Steiner’s相移，而第二方面是加扰序列：

S_u，m，l(k，d)＝q_u(k，d)exp(-j2πk(m-1+(l-1)M_m，u)/α_u}    (3)

其中，q_u(k，d)是任何已知的/加扰(scrambling)序列(例如常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且α_u是用户u的移位因子(例如，α_u＝M_m，uM_b)。注意，使用加扰序列是本发明的一个重要方面，因为使信道估计乘以加扰序列防止了所发射的上行链路信号(即，Z_u(k，d)的IFFT)中的过大的峰值平均功率比(PAPR)，特别是对于某些信道条件(例如，平坦衰落信道)。

当移动设备u具有多个发射天线时，类似MIMO的反馈传输是可行的，并且(对于移动设备u处的第m个发射天线)编码信道波形被给出为：

$Z_{u,m}(k,d)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}(k,b)S_{u,m,l}(k,d)---\left(4\right)$

其中，β_u是比例调节，用于使Z_u，m(k，d)的平均发射功率(在全部移动设备天线、全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者某些其他任意的功率电平)。编码序列S_u，m，l(k，d)被给出为：

S_u，m，l(k，d)＝q_u，m(k，d)exp{-j2πk(l-1)/α_u}    (5)

其中，q_u，m(k，d)是任何已知的/加扰序列(例如常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且α_u是用户u的移位因子(例如，α_u＝M_b)。

注意，当使用(2)或(4)时，子载波k上的频域信道被反馈到子载波k上。在TDD***中，这意味着，如果子载波k处于衰落中，则反馈的信道将在低振幅子载波上发送。为了避免该问题，本发明的另一方面涉及在频率间交织或置换Z_u(k，d)或Z_u，m(k，d)的顺序，以有效地在频率之间加扰反馈。注意，在施加相移之前，必须对编码信道波形Z_u(k，d)或Z_u，m(k，d)执行交织，并且不能对信道估计执行交织。如果使用多个OFDM码元在上行链路上发送反馈，那么，特别是在不同的信道具有不同的平均功率时(例如，对于在两个OFDM码元上发射的两个信道估计(每个具有待发回的K个值)，在每个OFDM码元上应当发射每个信道估计的一半(来自每个估计的K/2个值)，由此，总发射功率对于每个OFDM码元是相同的)，除了在频率上交织外还在在时间上交织可以是有利的。

还应注意，可以改变(2)和(4)，以适应导频与反馈混合的情况，如图4中所示。当下行链路带宽和/或调制方法(例如，单一载波)不同于上行链路时，还可以改变这些等式，以对信道编码。

方法2：频域信道的频率正交反馈

在该方法中，测量的下行链路信道在频域中是分离的，因此，它们不会相互干扰。图6示出了对于BS处的M_b个发射天线和移动设备处的单一接收天线的该编码方法的示例。可以看出，在不同子载波上发送每个天线的频域信道(例如，将特定天线的信道估计映射或编码到预定的子载波集合)，并且这样不会相互干扰。为了恢复全部子载波处的信道估计，BS需要对该信道估计进行内插。图6可以修改为适应导频与反馈混合的情况(例如，类似于图4)。以等式形式，该形式编码频域信道的编码后的信道波形被给出为(其中移动设备u仅具有一个发射天线)：

$Z_u(k,d)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}(k,b)q_u(k,d)\mathrm{\δ}\left({(k+1-(l-1)M_{m,u}-m)}_{M_{m,u}{M}_b}\right)---\left(6\right)$

其中，(n)_N是n模数N，如果n等于0则δ(n)是1，并且在其它情况下是δ(n)是0，q_u(k，d)是任何已知的加扰序列(例如，常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且β_u是比例调节，用于使Z_u(k，d)的平均发射功率(在全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者某些其他所希望的功率电平)。如同在时间上可分离性的情况，q_u(k，d)帮助防止所发射的上行链路信号中的大的峰值平均功率比。同样，如同在时间上可分离性的情况，交织可以用于在传输之前在频率Z_u(k，d)上对编码信号进行加扰。当移动设备u具有M_m，u个发射天线时，移动设备发射天线m的编码波形被给出为：

$Z_{u,m}(k,d)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}(k,b)q_{u,m}(k,d)\mathrm{\δ}\left({(k+1-l)}_{M_b}\right)---\left(7\right)$

其中，q_u，m(k，d)是任何已知的/加扰序列(例如，常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且β_u是比例调节，用于使Z_u，m(k，d)的平均发射功率(在全部移动设备天线、全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者某些任意的功率电平)。

注意，为了简明，等式6和7可以被写成没有显式时间标记，即：

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_u\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-(l-1)M_{m,u}-m)}_{M_{m,u}{M}_b}\right)$

以及

$Z_{u,m}\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_{u,m}\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-l)}_{M_b}\right)$

注意，如果M_b是2或更多，则确定多个子载波的多个信道估计可以包括：确定对应于源通信单元第一传输(例如，自第一天线)的第一多个子载波的信道估计；以及确定对应于源通信单元第二传输(例如，自第二天线)的第二多个子载波的信道估计。

方法2还可以被称为抽取子载波类型的可分离性(decimatedsubcarrier type of separability)，这是因为delta函数的效应是将零置于某些子载波上，从而对于抽取的子载波集合，信道估计被发回。可以将其他信道估计集合(诸如对于不同的1值，或对于不同移动设备)指配给被设定为零的子载波(如图6所示)。方法1还可以被称为使用循环移位类型的可分离性，这是因为基于α_u的等式5中的相位斜坡在信道的时域表示中引入了循环移位(如图5所示)。

从方法1和2的数学表示可以看出，方法1和方法2均基于多个信道估计产生了信道波形。由于信道波形在它们的构造中包括多个信道估计，因此，可以认为信道波形包括多个信道估计的组合。同样，q_u，m(k，d)和S_u，m，l(k，d)是已知的序列，因此，信道波形可以被视为包括由已知序列调制的信道估计。例如，优选地，q_u，m(k，d)是二进制(例如，BPSK)序列，但是可以是任何已知的序列。

在已经产生信道波形后，可以发射它，以便于传送信道知识或辅助源通信单元确定多个子载波的信道估计。

方法3：时域信道的频率上正交的反馈

反馈的另一方法是在频域或在时域中将估计的时域信道发回。该方法的工作基本上类似于前文所述的用于发送抽取的频域信道的方法，不同之处在于，频域信道估计替换为时域信道估计或响应。因此，图6仍然是有效的，但是图中的信道现在代表的是时域信道。图7中示出了另一选项，其中在连续子载波块上发送一个发射天线和移动设备天线的每个时域信道响应。以等式形式，反馈的连续块版本被表达为(其中移动设备u具有单一发射天线)：

$Z_u(n+(m-1)L+(l-1){\mathrm{LM}}_{m,u},d)={\mathrm{\β}}_u{\hat{h}}_{u,m,l}(n,b)q_u(k,d)---\left(8\right)$

对于0≤n≤L-1，1≤l≤M_b，1≤m≤M_m，u

其中，L是假设的时域信道长度，q_u(k，d)是任何序列(例如，常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且β_u是比例调节，用于使Z_u(k，d)的平均发射功率(在全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者某些其他所希望的值)。当移动设备u具有多个发射天线时，移动设备发射天线m的编码波形被给出为：

$Z_{u,m}(n+(l-1)L,d)={\mathrm{\β}}_u{\hat{h}}_{u,m,l}(n,b)q_{u,m}(k,d)---\left(9\right)$

对于0≤n≤L-1且1≤l≤M_b

其中，q_u，m(k，d)是任何序列(例如，常数模随机序列，诸如随机BPSK码元)，并且β_u是比例调节，用于使Z_u，m(k，d)的平均发射功率(在全部移动设备天线、全部频率之间平均，并且如果适用的话，在全部时间之间平均)为1(或者某些其他任意值)。

注意，所描述的全部编码方案不一定会限制被编码信道的动态范围。实质上，期望信道具有有限的动态范围，但是在某些实施方案中，移动设备将需要编码信道处于适于其发射机设计和实现的较窄的动态范围内。因此，可以进一步处理编码信道波形，从而结果信号适合于在移动设备发射机的动态范围要求之内。用于确保编码信道波形适合于动态范围内的多种技术是可行的，诸如(但不限于)：对超过某些量值或电压的编码信道波形进行削波，将编码信道波形映射到某些码元星座，并且使振幅低于阈值的样本处的编码波形归零。同样，在生成合成反馈(信道)波形之前，这些处理方法可以直接应用于信道估计(例如，如果

低于阈值，则其可以被归零，如果其量值高于阈值，则其可以被削波，或者其振幅和/或相位可能需要被量化)。可以用于控制动态范围或可能在有噪声的条件中改进性能的另一方法是对

值执行压扩。在BS接收机处，压扩操作可以可选地被颠倒，以恢复某些动态范围。

为了简明地解释，在前文中，已经从提供OFDM***全部K个子载波的信道知识、或者OFDM***K个子载波的抽取子集方面本发明的某些方面。该情形是可以发生的，这是因为来自BS的导频码元典型地允许在MS处对全部子载波进行估计。但是，即使是这样，也可以请求MS仅反馈子载波子集的信道知识(例如，所选子载波、或者特定子载波范围内的所选子载波)。在该情况下，由MS用来探测上行链路信道和发射编码信道波形的子载波不需要与被BS请求信道知识的子载波相匹配，只要BS清楚该反馈对应于哪个子载波。在一个示例中，当子载波的相连块(即，子频带)的信道知识被反馈时，上面提及的三种用于产生编码信道波形的方法全部可以应用。但是，在该示例中，第三方法(即，时域信道的频率上正交的反馈)优选地通过下述时域信道来建模子带频率响应，即，该时域信道具有大于完全带宽情况的信道抽头间隔。在另一示例中，当脱离子载波集合的信道知识被反馈时，MS可以以逐个子载波的方式，每次反馈对应于每个BS天线的一个信道，或者同时进行，如类似于MIMO的传输。

还可以存在某些环境，其中以低的SNR或C/I环境接收编码信道波形。为了改进反馈质量，可以执行由(在时间和/或频率上)具有重复的编码信道波形的移动设备进行的传输，以改进反馈质量。可替换地，不同于重复整个编码信道波形，可以在产生编码信道波形之前重复信道估计。例如，在频率上正交的方法(图6)，在假设将要反馈“子载波M_b上天线1的信道”的子载波处，“子载波0上的天线1的信道”可以被再次发送。提高子载波0上的质量的权衡是频域中增加的抽取因子，这是因为子载波M_b上的信道将不被发射。除了这些用于改进反馈质量的技术，通过在SS处对

值应用逆压扩器(或扩展器)(优选地具有输出量值的限制)并且通过在接收到反馈之后颠倒BS处的操作，可以减小反馈信道上噪声的影响。可以设计扩展器的输入输出特性，以改进BS处逆操作输出的某些SNR或其他质量度量(例如，在频率上平均的SNR或MSE、基于所处理反馈的波束成形增益等等)。

注意，在本发明的可替换实施例中，可以发送其他信号，而不是前述任何反馈方法的信道估计

注意，方法1和3可以要求在频域被反馈的信号具有带有有限时间跨度的等价时域表示。例如，可以发送信道的互反信道(逆信道)，以便于辅助该阵列技术，诸如阵列校准。另一示例是在每个子载波上发射频率选择性的SNR电平，用于在BS处的功率装载技术中使用。

当全部移动设备具有单一发射天线时的反馈接收和解码

BS接收这样的信号，该信号包括信道波形(Z)、具有多个如上文描述的信道估计的信道波形，其中多个信道估计包括：多个子载波中每一个子载波的至少一个信道估计。注意，该多个子载波不需要是OFDM***中的各个子载波，它可以是子载波的子集，诸如例如邻近子载波的集合、或非邻近子载波的集合(例如抽取的子载波)，并且子载波集合可以跨越信道带宽的任何部分。BS优选地基于与信道波形一起接收的导频信号，估计接收信号的接收信道，并且基于该接收的信号和该估计的接收信道，恢复该多个信估计的估计。以下将给出关于这一点的某些方面的更加详细的示例，其中由BS接收到N_u个信道波形。

N_u个移动设备同时发射它们的编码序列，并且表示BS处的接收信道波形的M_b×1接收信号向量被给出为：

$R(k,d)=\underset{u=1}{\overset{N_u}{\mathrm{\Σ}}}{G}_u(k,d)Z_u(k,d)+N(k,d)---\left(10\right)$

其中G_u(k，d)是对于移动设备u的子载波k上和时间d处的M_b×1上行链路(接收)信道向量，并且N(k，d)是附加的高斯噪声，其具有由σ_n ²I_Mb给出的协方差矩阵，(其中I_n是n×n单位矩阵)。

为了恢复每个移动设备的上行链路波形的估计

BS可以利用移动设备u的以下MMSE组合加权：

$w_u(k,d)={(\underset{l=1}{\overset{N_u}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{G}}_l(k,d){\hat{G}}_l^H(k,d)+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_{M_b})}^{-1}{\hat{G}}_u(k,d)---\left(11\right)$

其中，是根据处理自每个移动设备发送(和由BS接收)的导频码元获得的上行链路(接收)信道估计，用于估计接收信道。注意，信道估计

通常是复数，并且可以被称为估计复数信道增益。

移动设备u的上行链路波形估计被给出为：

${\hat{Z}}_u(k,d)=w_u^H(k,d)R(k,d)---\left(12\right)$

使用移动设备u的该估计和编码策略(即是否发送了频域或时域信道估计，以及是否使用了时间上可分离或频率上正交的编码，如果BS在消息中向MS指出哪个特定方法用于提供反馈，则BS将会知道这一点)，BS可以获得(恢复)信道估计，该信道估计是在每个移动设备处测量的并且用于产生由移动设备发射的信道波形。注意，标准信道估计过程可以用在该步骤中，以帮助根据对多个BS天线的信道一起进行编码来获得对噪声加干扰的增益。现在，BS具有下行链路信道估计，用于在时间t进行TxAA操作(对于t-b OFDM码元的总反馈等待时间)。

当全部移动设备具有多个发射天线时的反馈接收和解码示例

N_u个移动设备同时发射它们发射天线中的编码序列，并且表示BS处的M_b×1接收信号向量被给出为：

$R(k,d)=\underset{u=1}{\overset{N_u}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{u,m}(k,d)Z_{u,m}(k,d)+N(k,d)---\left(13\right)$

其中G_u，m(k，d)是对于移动设备u第m个发射天线的子载波k上和时间d处的M_b×1上行链路信道向量，并且N(k，d)是附加的高斯噪声，其具有由σ_n ²I_Mb给出的协方差矩阵，(其中I_n是n×n单位矩阵)。

为了恢复每个移动设备的上行链路波形的估计

BS可以利用移动设备u处发射天线m的以下MMSE组合加权：

$w_{u,m}(k,d)={(\underset{l=1}{\overset{N_u}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,l}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{G}}_{l,m}(k,d){\hat{G}}_{l,m}^H(k,d)+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_{M_b})}^{-1}{\hat{G}}_{u,m}(k,d)---\left(14\right)$

其中，

是获得自从每个移动设备发送的导频码元的上行链路信道估计。

移动设备u第m个发射天线的上行链路波形估计被给出为：

${\hat{Z}}_{u,m}(k,d)=w_{u,m}^H(k,d)R(k,d)---\left(15\right)$

使用移动设备u的该估计和编码策略(即是否发送了频域或时域信道估计，以及是否使用了时间上可分离的或频率上正交的编码)，BS可以获得在每个移动设备处测量的信道估计。注意，标准信道估计过程可以用在该步骤中，以帮助根据对多个BS天线的信道一起进行编码来获得对噪声加干扰的增益。现在，BS具有下行链路信道估计，用于在时间t进行TxAA操作(对于t-b OFDM码元的总反馈等待时间)。

中继器处反馈的接收和解码

如前文所描述的，接收反馈信号单元的单元可以是中继器/转发器。在这种情况下，所接收信道波形上的中继器操作/处理基本上与BS中的相同。

本发明的另一方面是支持有效信道反馈方法的信号传送方法。实施例的示例是IEEE 802.16e/D5规范草案，其中设置了一种方法，用于允许用户站(SS)在上行链路上发射信道探测波形，以允许基站估计每个SS天线和每个BS天线之间的上行链路信道响应。Section 8.4.6.2.7.1of the IEEE 802.16e/D5规范草案中的该上行链路信道探测方法可以进行修改，以并入和支持本发明的有效的反馈信号传送方法。概念是使用与Section 8.4.6.2.7.1 of the IEEE 802.16e/D5规范草案相同的上行链路信道探测方法，以允许BS估计上行链路信道响应。然而，探测区(上行链路(UL)帧的、其中SS发射探测波形的部分)内的每个码元、发送UL探测波形的每个码元间隔可以跟随有由发射探测波形的SS可以发送反馈波形(信道波形)的码元间隔。UL探测波形使BS能够估计UL信道，其然后用于估计发射的反馈(信道)波形，这体现了本发明的有效反馈方法。

以下是将本发明有效反馈的第一示例并入到由IEEE 802.16e/D5规范草案所定义的通信***中。对Section 8.4.6.2.7 of IEEE 802.16e中的上行链路信道探测方法进行修改，从而使其除了包括探测波形外，还包括指令，用于多个子载波的DL信道系数(信道估计)的可选直接传输。该修改扩展了UL信道探测信号传送，以允许FDD***和TDD***中的闭环传输，其中不执行BS阵列收发信机校准。该修改由UL_Sounding_Command_IE()中的附加字段组成，其是BS可以进行配置并且发射到SS的消息，用于指出或指令是否信道系数将与探测区中的探测波形一起发射。当使用用于信道系数直接传输的该功能时，由探测命令指定的探测波形允许BS估计UL信道，然后，BS使用它来估计被SS在探测波形反馈部分中发送的DL信道系数。然后，可以由BS使用这些估计的DL信道系数，以执行闭环传输。可以被用于命令或指令SS发送有效反馈波形的、由BS配置和发射的消息的一个示例如下：

表1：UL_Sounding_Command_IE()

语法	大小	注释
			UL_Sounding_Command_IE(){
扩展UIUC	4比特	0x09
			长度	4比特	变量
探测_类型	1比特	0＝类型A1＝类型B
			发送探测报告标志	1比特
If(探测_类型＝＝0){
			包括反馈码元		0＝无反馈码元1＝包括反馈码元(见Section 8.4.6.2.7.3)
数目_探测_码元	3比特	该探测区命令中分配的探测码元总数目，从1(“000”)至23＝8(“111”)

可分离类型	1比特	0：占用所指配带中的全部子载波1：占用抽取的子载波
			if(可分离性类型＝＝0){		(使用循环移位的可分离性)
最大循环移位标记P	2比特	00：P＝4；01：P＝8；10：P＝16，11：P＝32
			}Else{		(使用抽取的可分离性)
抽取值D	3比特	对探测分配内的每第D个子载波进行探测。抽取值D是2的(2加上该值)次方，因此，4、8、达到最大64。
			抽取偏移随机化	1比特	0＝无抽取偏移的随机化1＝以伪随机方式确定的抽取偏移
}
			对于(i＝0；I＜数目_探测_码元；i++){
探测码元标记	3比特	探测区中的码元标记，从1(比特“000”)至23＝8(比特“111”)
			CID数目	4比特	共用该探测分配的CID数目
对于(j＝0；j＜CID数目；j++){
			缩短的基本CID	12比特	MSS基本CID值的12LS比特
起始频带	7比特	从最多96个带中(依赖于FFT的大小)
			频带数目	7比特	用于探测的相连带
功率指配方法	2比特	0b00＝均等功率；0b01＝预留；0b10＝依赖于干扰。每子载波功率限制；0b11＝依赖于干扰。总功率限制
			功率提升	1比特	0＝无功率提升1＝有功率提升
多天线标志	1比特	0＝MSS仅探测第一天线1＝MSS探测全部天线

if(可分离性类型＝＝0){
			循环时间移位标记m	5比特	通过多个(从0至P-1)N/P循环移位时域码元，其中N＝FFT大小，并且P＝最大循环移位标记。
}Else{
			抽取偏移d	6比特	在探测分配中第一探测占据的子载波的相对起始偏移位置
}
			周期性	2比特	00＝单一命令，非周期性或周期性终止01＝每帧重复探测一次直到终止10＝每2帧重复指令一次10＝每4帧重复指令一次
}
			}
}else{
			置换	2比特	0b00＝PUSC置换.0b01＝FUSC置换.0b01＝可选FUSC置换.0b11＝邻近子载波置换
IDcell	6比特
			数目_探测_码元	3比特
对于(i＝0；i＜数目_探测_码元；i++){
			CID数目	7比特
对于(j＝0；j＜CID数目；j++){
			缩短的基本CID	12比特	MSS基本CID值的12LS比特
子信道偏移	7比特	用于承载猝发的最低标记子信道，起始于子信道0
			子信道数目	3比特	具有后继标记的子信道数目，用于承载猝发

周期性	2比特	00＝单一命令，非周期性或周期性终止01＝每帧重复探测一次直到终止10＝每2帧重复指令一次11＝每4帧重复指令一次
			功率指配方法	2比特	0b00＝均等功率；0b01＝预留；0b10＝依赖于干扰。每子载波功率限制；0b11＝依赖于干扰。总功率限制
功率提升	1比特	0＝无功率提升1＝有功率提升
			}
}
			}
填充	变量	将IE填充到八位字节边界。比特应当被设定为0
			}

注意，IE中的指令可以指定特定码元标记和特定的可分离性类型、或来自用于构建信道波形的多个方法中的方法。如果字段“包括反馈码元”被设定为1，则UL探测命令IE()允许或指令SS(MSS)执行向BS的、DL信道系数与UL探测波形的直接传输。该功能在不执行BS阵列收发信机校准的FDD***和TDD***中，向BS提供了下行链路信道状态信息。在启用该功能或指令后，对DL信道系数进行编码，如以下描述的，并且将该DL信道系数在一个或多个反馈码元中发射，该反馈码元紧跟在用于发射UL探测波形的每个码元之后。在该情况中，由BS使用该UL探测波形，以估计UL信道，从而由SS发射的反馈码元可以由BS估计。然后，编码的反馈码元可以用于允许下行链路上的闭环传输。

取决于可分离性类型字段/指令的值，存在两种情况。第一种情况，如果可分离性类型是0(探测波形中的循环移位分离性)，则单一反馈码元跟随在分配有UL_Sounding_command_IE()的每个探测码元之后。在该反馈码元中，在探测码元中发射探测的SS天线将发射编码的反馈波形，该波形占用了与分配给探测波形相同的探测带。第u(其中，u是SS探测命令中的循环移位标记)个SS的编码反馈波形被定义为两种情况：第一种情况是：SS具有单一发射天线但是具有多个接收天线，并且被告知了探测命令IE，以探测全部天线(“多天线标志”被设定为1)。在该情况中，单一发射天线发射探测波形，该探测波形适用于在探测码元上的单一发射天线，并且在下一码元间隔发射以下反馈波形：

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(m-1+(l-1)M_{m,u})/{\mathrm{\α}}_u\}$

其中

是对于子载波k的、第l个BS发射天线和第u个SS的第m个接收天线之间的估计DL信道系数(信道估计)；β_u是比例调节，用于使Z_u(k)的反馈波形的平均发射功率(在全部频率之间平均)为1；s_u(k)是Section 8.4.6.2.7.1的探测序列(已知序列)；M_m，u是第u个SS上接收天线数目；α_u是M_m，uM_b；并且M_b是BS发射天线的数目。

第二种情况是，对于为0的可分离性类型，当SS具有等于接收天线数目的发射天线数目时。在该情况下，由在UL探测命令中指配给u的循环移位标记的SS天线发射的编码反馈波形为：

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(l-1)/{\mathrm{\α}}_u\}$

其中对于子载波k的、第l个BS发射天线和在UL探测命令中指配给u的循环移位标记的SS天线之间的估计DL信道系数(信道估计)；β_u是比例调节，用于使Z_u(k)的反馈波形的平均发射功率(在全部频率之间平均)为1；s_u(k)是Section 8.4.6.2.7.1的探测序列(已知序列)；α_u是M_b；并且M_b是BS发射天线的数目。

当UL探测命令中的可分离性类型是1(探测波形中的抽取可分离性)，则每个分配的探测码元跟随有等于BS天线数目的反馈码元数目。在该情况中，在探测码元的子载波k上发射的SS天线将向跟随在所分配探测码元之后的第i个反馈码元的子载波k上的第k个子载波的该SS天线发射第i个基站天线的DL信道系数。以等式形式，在探测码元的子载波k上发射探测信号的SS将在跟随在探测码元之后第l个码元上发射

其中

是从第l个BS天线到该SS天线的DL信道系数。

注意，UL探测命令是BS为目标通信单元(SS)配置的消息，并且其中，该消息指出了用于从多个子载波的目标通信单元获得信道估计的特定方法。例如，一个特定方法是，包括具有抽取类型可分离性的反馈码元。作为另一示例，具有抽取类型可分离性的探测波形是另一特定方法。在BS向目标通信单元发射该消息之后，目标通信单元接收该消息，根据该特定方法构建信道波形，并且向BS发射该信道波形，以向多个子载波的BS提供信道知识。BS接收来自目标通信单元的、根据特定方法构建的信道波形，并且然后可以基于所接收的信道波形，确定多个子载波的信道估计，如上文描述的。

还应当注意，UL探测命令消息可以被配置用于多个目标通信单元，指令多个目标通信单元中的每一个，以同时发射信道波形。当BS接收多个信道波形时，其随后可以确定多个目标通信单元中每一个的信道估计，如以前描述的。

可以对以下附加的选项或其组合，将本发明的有效反馈方法并入到由IEEE 802.16e/D5规范草案所定义的通信***中的以上示例可以进行修改：

·可以将指示符添加到表中，用于指定由多个SS天线发射的反馈波形是否占用相同的反馈码元间隔(并且将由具有共同码元估计/SDMA类型接收机处理的BS进行分离)，或者是否占用不同的反馈码元(其中BS可以解码它们，而无任何相互间的干扰)。如果由SS天线发射的反馈波形将占用不同的反馈码元，则SS天线将占用的特定反馈码元将由探测命令IE中的该SS天线的循环时间移位标记值的值确定。

·可以将指示符添加到表中，用于指定将要在反馈码元中发射的信道系数具有或不具有前述等式中的相移编码。如果将被在反馈码元中发射的信道系数不具有相移编码，则每个BS和每个SS天线和给定子载波的反馈信道系数将在子载波组合和反馈码元间隔上单独地发射。可以将另一指示符添加到该表中，用于指定给定SS天线的M_b个信道系数在特定的反馈码元间隔中发射，且该SS天线的M_b个BS天线中每一个的M_b个系数在该反馈码元间隔内的连续M_b个子载波上发射。在该情况下，先前加重的项的指示符可以指出，不同SS的反馈码元是否占用(与在BS处的SDMA类别接收处理)相同的或不同的反馈码元间隔。

·重要的是应当注意，用于探测码元中的可分离性类型(循环或抽取)不一定用于一个或多个后继反馈码元。对于本发明的有效反馈策略，探测码元简单地用于允许BS估计UL信道响应，从而在后继的反馈码元间隔中发射的反馈波形可以被解码。可以使用利用反馈波形编码方法的用于探测波形的编码方法的任何组合。

图8示出了用于传送信道知识的装置800。如图所示，装置800包括：接收机801、信道估计电路803、信道波形电路805和发射机807。接收机电路801提供用于接收来自包括多个子载波的源通信单元的信号。信道估计电路确定接收自源通信单元的多个子载波的多个信道估计，以及，波形电路805提供用于基于多个信道估计产生信道波形。然后，将该信道波形发射到源通信单元，以便于向源通信单元提供信道知识。

图9是图8的装置800操作的流程图。特别地，图9示出了所需用于目标通信单元向源通信单元传送信道(例如，下行链路信道)知识的步骤。如以上所述，该信道包括多个子载波。逻辑流程开始于步骤901，其中接收信号(例如，下行链路信号)。在步骤903，确定该信号的多个信道估计。特别地，对于接收信号的每个子载波，确定至少一个信道估计。在步骤905，产生信道波形。如以上所述，该信道波形是基于该多个信道估计。最后，在步骤907，将该信道波形发射到源通信单元，以便于传递下行链路信道知识。

图10是用于恢复信道估计(例如下行链路信道估计)的装置1000。如图所示，装置1000包括：发射机/接收机1001、信道估计电路1003、信道波形恢复电路1005。发射机/接收机电路1001用于接收包括波形的信号，并且还用于发射消息，该消息指定了用于构建信道波形的多个可能方法中的一个方法。如上文描述的，信道波形包括多个信道估计，其中该多个信道估计包括多个子载波中每一个的至少一个信道估计。估计电路1003提供用于估计接收信号的接收信道(例如，上行链路信道)。最后，信道波形恢复电路1005提供用于基于接收信号和估计的接收信道，恢复多个信道估计的估计。

图11是示出装置1000操作的流程图。逻辑流程开始于步骤1101，其中接收上行链路信号(例如，上行链路信号)。如上文描述的，上行链路信号包括信道波形，该信道波形具有多个信道估计(例如，下行链路信道估计)，其中多个信道估计包括多个子载波中每一个的至少一个信道估计。在步骤1103，通过上行链路信道的估计电路1003进行信道估计。特别地，为了恢复来自上行链路信号的信息，需要适当地估计信道。一旦适当地估计了信道，可以恢复来自上行链路信号的信息。这样，在步骤1105，电路1005通过恢复嵌入在上行链路信号中的信道波形，恢复上行链路信号中的下行链路信道估计，并且估计(例如，根据需要，颠倒信道波形编码过程)来自信道波形的信道估计。本领域普通技术人员将认识到，信道估计可以用于辅助源通信单元定制至目标通信单元的后继传输的传输特性。示例包括但不限于，确定和应用发射加权，用于发射波束成形或多输入/多输出(MIMO)传输；执行频率选择性调度、频带选择、调制和编码速率选择等等。

应当注意，以上讨论提供了一种方法，用于有效地向用于闭环传输的发射机提供信道知识。移动设备对多个宽带信道进行编码，以在单一或少数OFDM码元中传输。多个移动设备在相同时间发射其反馈，并且基站使用其天线阵列，用于分离来自多个用户的反馈。应当理解，以上所使用的等式用于提供多种实施例的示例。本领域普通技术人员将认识到，可以置换其它等式，而不偏离本发明的精神和范围。此外，本领域技术人员将认识到，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以对上述实施例进行多种修改、变更、组合，并且这些修改、变更和组合应当被视为在本发明的范围之内。可以预期，这些修改、改变和组合均在以下权利要求所限定的范围内。

Claims (12)

1.一种方法，用于目标通信单元向源通信单元传送包括多个子载波的信道的知识，所述方法包括以下步骤：

确定接收自所述源通信单元的多个子载波的多个信道估计；

基于所述多个信道估计，产生信道波形；以及

通过向所述源通信单元发射所述信道波形，传送所述信道的知识。

2.根据权利要求1的方法，其中所述信道波形包括所述多个信道估计的组合。

3.根据权利要求1的方法，其中所述信道波形是基于以下内容中的至少一个：

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(m-1+(l-1)M_{m,u})/{\mathrm{\α}}_u\};$

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(l-1)/{\mathrm{\α}}_u\};$

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_u\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-(l-1)M_{m,u}-m)}_{M_{m,u}{M}_b}\right);$ 以及

$Z_{u,m}\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_{u,m}\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-l)}_{M_b}\right);$

其中

是对于标记k的子载波、标记l的所述源通信发射天线与所述目标通信单元处的标记m的接收天线之间的信道估计；

是对于标记k的子载波、标记l的源通信单元发射天线与目标通信处接收天线之间的信道估计；如果n等于零则δ(n)是1，并且在其他情况下δ(n)是0；β_u是比例因子；q_u，m(k)，q_u，m(k)和s_u(k)是已知序列；M_m，u是所述目标通信单元处的接收天线数目；α_u是移位因子；以及M_b是所述源通信单元处的发射天线数目。

4.根据权利要求1的方法，进一步包括以下步骤：向所述源通信单元发射信道探测波形与信道波形。

5.一种用于获得信道估计的方法，包括：

接收包括信道波形的信号，所述信道波形具有多个信道估计，其中所述多个信道估计包括：多个子载波中每一个的至少一个信道估计；

估计所述接收信号的接收信道；以及

基于所述接收信号和所述估计的接收信道，恢复所述多个信道估计的估计。

6.如权利要求5所述的方法，进一步包括以下步骤：

接收导频信号；以及

其中估计所述接收信道的步骤包括以下步骤：基于所述接收的导频信号，估计所述接收信道。

7.一种用于传送信道估计的方法，包括以下步骤：

接收消息，所述消息指出至少下述特定方法，即，该方法用于从多个子载波的目标通信单元提供信道估计；

根据所述特定方法构建信道波形，以提供多个子载波的信道估计；以及

发射所述信道波形，以辅助源通信单元确定所述多个子载波的信道估计。

8.根据权利要求7的方法，其中所述信道波形包括以下内容中的至少一个：

探测波形；以及

多个子载波的多个信道估计。

9.一种用于在源通信单元处获得信道估计的方法，所述方法包括以下步骤：

配置用于目标通信单元的消息，所述消息指出至少下述特定方法，即，该方法用于从多个子载波的所述目标通信单元获得信道估计；

向所述目标通信单元发射所述消息；

接收来自所述目标通信单元信道波形，其中根据所述特定方法构建所述信道波形；以及

基于所述接收的信道波形，确定所述多个子载波的信道估计。

10.根据权利要求9的方法，其中所述信道波形包括以下内容中的至少一个：

探测波形；以及

多个子载波的多个信道估计。

11.一种用于传送信道知识的装置，所述装置包括：

接收机电路，用于接收来自包括多个子载波的源通信单元的信号；

信道估计电路，用于确定接收自所述源通信单元的多个子载波的多个信道估计；

信道波形电路，用于基于所述多个信道估计，产生信道波形；以及

传输电路，用于将所述信道波形发射到所述源通信单元，以便于向所述源通信单元提供信道知识。

12.根据权利要求11的装置，其中所述信道波形基于以下内容中的至少一个：

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(m-1+(l-1)M_{m,u})/{\mathrm{\α}}_u\};$

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,l}\left(k\right)s_u\left(k\right)\exp \{-j2\mathrm{\πk}(l-1)/{\mathrm{\α}}_u\};$

$Z_u\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_{m,u}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_u\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-(l-1)M_{m,u}-m)}_{M_{m,u}{M}_b}\right);$ 以及

$Z_{u,m}\left(k\right)={\mathrm{\β}}_u\underset{l=1}{\overset{M_b}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{u,m,l}\left(k\right)q_{u,m}\left(k\right)\mathrm{\δ}\left({(k+1-l)}_{M_b}\right);$

其中

是对于标记k的子载波、标记l的所述源通信发射天线与所述目标通信单元处的标记m的接收天线之间的信道估计；

是对于标记k的子载波、标记l的源通信单元发射天线与目标通信处接收天线之间的信道估计；如果n等于零则δ(n)是1，并且在其他情况下δ(n)是0；β_u是比例因子；q_u，m(k)，q_u，m(k)和s_u(k)是已知序列；M_m，u是所述目标通信单元处的接收天线数目；α_u是移位因子；以及M_b是所述源通信单元处的发射天线数目。

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