CN101572682A - 获取信道信息的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种获取信道信息的方法和装置。该方法主要包括：发射端向接收端发送下行导频信息，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得的，所述正交码与所述接收端唯一对应；所述发射端根据所述混合导频中的上行导频信息，对上行信道信息进行估计，根据估计的上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，对所述接收端的下行信道信息进行估计。利用本发明，可以使发射端在不增加额外的反馈信令开销情况下，正确地获取上行和下行信道的信息。

Description

获取信道信息的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种获取信道信息的方法和装置。

背景技术

一种无线通信***的发射和接收的处理过程示意图如图1所示。在无线通信***中，发射信号在传输过程中受到物理传输信道的影响，会发生衰落和畸变，接收端为了恢复出发射信号，通常需要对物理传输信道进行估计，通过均衡处理来消除物理传输信道对发射信号的影响。上述均衡处理的效果受到噪声的影响，例如，迫零均衡器在较低信噪比的情况下会导致噪声放大，MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)均衡器可以有效地抑制噪声的影响，但是需要在接收端估计噪声的方差。

为了解决噪声对上述接收端的均衡处理的影响，通常在发射端根据物理传输信道的特点，对发射信号进行预处理，即对于SISO(Single Input SingleOutput，单输入单输出)***对信号进行预均衡，对于MIMO(Multiple-InputMultiple-Output，多输入多输出)***对信号进行预编码。上述发射端的预处理可以改善信号的衰落，避免接收端在处理深衰落信道时对噪声的放大，使接收端信号处理的复杂度大大降低。

发射端对发射信号进行预处理需要知道下行信道的状态信息，这就需要接收端估计出下行信道的状态信息，并将该下行信道的状态信息正确地反馈给发射端。

现有技术中的第一种接收端向发射端反馈下行信道的状态信息的方法为：接收端(比如终端)根据下行导频估计出下行信道参数，并根据该下行信道参数计算出对自己最优的预编码矩阵，然后将该最优的预编码矩阵的索引号、下行信道的秩以及CQI(Channel Quality Indication，信道质量指示)信息反馈给发射端，发射端(比如基站)根据接收端反馈的信息对发射信号进行预编码。

上述现有技术中第一种接收端向发射端反馈下行信道的状态信息的方法的缺点为：接收端需要根据估计出的下行信道参数进行计算，选择最优的码本，增加了接收端的计算负担。预编码矩阵的码本的数量有限，存在码本的量化误差，该误差将很大程度上影响发射端的预编码处理的性能。如果要保证发射端能够获得充分的下行信道状态信息，将导致上行反馈信令开销巨大。

现有技术中的第二种接收端向发射端反馈下行信道的状态信息的方法为：直接信道反馈方法。接收端(比如终端)在接收到下行导频信号后对下行信道参数进行估计，然后将估计出的下行信道参数进行编码，再将编码后的下行信道参数和上行导频一起发送给基站，其中编码后的下行信道参数和上行导频是频分的。发射端(比如基站)接收到上行信号后，先利用上行导频估计出上行信道参数，然后再利用估计出的上行信道参数恢复出下行信道参数。

上述现有技术中第二种接收端向发射端反馈下行信道的状态信息的方法的缺点为：上述编码后的下行信道参数需要占用专门的时频资源反馈给接收端。

发明内容

本发明实施例的目的是提供一种获取信道信息的方法和装置，从而可以解决现有技术方案需要增加接收端的计算负担、需要占用专门的时频资源等问题。

本发明实施例的目的是通过以下技术方案实现的：

一种获取信道信息的方法，包括：

发射端发送下行导频信息，接收接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得，所述正交码与所述接收端唯一对应；

所述发射端根据所述混合导频中的上行导频信息，获取上行信道信息，根据所述上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，获取所述接收端的下行信道信息。

一种导频信息处理方法，包括：

接收发射端发送的下行导频信息，将所述下行导频乘以正交码后，与上行导频进行叠加获得混合导频，所述正交码与所述接收端唯一对应；

将所述混和导频发送给所述发射端。

一种信道信息获取装置，包括：

导频发送和接收模块，用于向接收端发送下行导频信息，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得的，所述正交码与所述接收端唯一对应；

信道信息获取模块，用于根据所述混合导频中的上行导频信息，获取上行信道信息，根据所述上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，获取所述接收端的下行信道信息。

一种导频信息处理装置，包括：

混合导频获取模块，用于接收发射端发送的下行导频信息，将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，所述正交码与所述接收端唯一对应；

混合导频传输模块，用于将所述混合导频获取模块所获取的混和导频发送给所述发射端。

由上述本发明实施例提供的技术方案可以看出，本发明实施例可以使发射端(基站)在不增加额外的反馈信令开销情况下，正确地获取上行和下行信道的信息。并且大大降低了接收端(终端)的处理复杂度，有利于在发射端对信号进行预均衡或预编码处理。

附图说明

图1为一种无线通信***的发射和接收的处理过程示意图；

图2为本发明实施例1中的基站发射数据的处理过程示意图；

图3为本发明实施例1中的终端接收并处理信号的处理过程示意图；

图4为本发明实施例1中的基站接收终端返回的数据后的处理过程示意图；

图5为本发明实施例提供的信道信息获取装置的实施例的结构示意图；

图6为本发明实施例提供的导频信息处理装置的实施例的结构示意图。

具体实施方式

在本发明实施例中，发射端向接收端发送下行导频信息，接收端将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，将该混合导频传输给发射端。所述正交码与所述接收端唯一对应，当有多个接收端时，不同的接收端的所述正交码互相正交，不同的接收端的上行导频互相正交。

所述发射端根据所述混合导频中的上行导频信息，对上行信道信息进行估计，根据估计的上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，对所述接收端的下行信道信息进行估计。

在实际应用中，当所述接收端的上行导频数目大于下行导频数目，所述接收端可以用多个上行导频资源来重复传输所述混合导频信号或者将所述下行导频进行编码后用多个上行导频资源来传输所述混合导频信号。所述接收端还可以采用最小均方误差信道估计方法来估计出下行导频处的下行信道，将所述下行信道的信息乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加后获得所述混合导频。所述接收端还可以分多次将所述混合导频信号传输给所述发射端，每次传输分别占用部分上行带宽，分别发送部分所述混合导频信号。

上述下行导频和上行导频可以由多个序列组成，每个序列占用一段窄带带宽。

下面结合附图来详细描述本发明实施例。

实施例1，该实施例中多个终端采用CDM(CODE DIVISIONMULTIPLEXING，码分复用)方式复用上行导频，各个终端的上行导频相互正交。该实施例中的基站发射数据的处理过程如图2所示，具体处理过程如下：

基站首先对待传输的信号进行编码调制、预均衡处理，在处理后的信号的频域上***下行导频，再对该信号进行OFDM(orthogonal frequencydivision multiplexing，正交频分复用)调制，添加CP(Cyclic Prefix，循环前缀)后，通过物理传输信道发射出去。

该实施例中的终端接收并处理信号的处理过程如图3所示，具体处理过程如下：

上述基站发射的数据经过物理传输信道的传输后，被终端接收。假设基站的下行天线配置为M×N，即M为基站的发射天线数目，N为终端的接收天线数目。终端对接收到的信号经过去CP，OFDM解调后，获得的下行导频信号为：

Y_i(k′)＝H_dl，i(k′)·P_dl(k′)+W_dl，i(k′)

Y_j(k′)＝H_dl，j(k′)·P_dl(k′)+W_dl，j(k′)

上述Y_i(k′)为第i个终端接收到的下行导频信号，为N×1矩阵，H_dl，i(k′)为基站到第i个终端的下行信道矩阵，为N×M矩阵，P_dl(k′)为下行导频信号，为M×1矩阵，k’为子载波序号，W_dl，i(k’)为基站到第i个终端的下行信道噪声。

当终端采用N根发射天线时，终端的每根天线上需要上传的下行信道的CSI(信道状态信息)的数量如下述表1所示。

表1：

因为每个终端的每个下行导频符号处需要反馈M×N个相关系数，并且终端需要反馈每根接收天线上的CSI，因此，每个终端的上行公共导频信道的占用资源是其下行导频的N倍。

如果采用STC(空时编码)方式，其中包括FDM方式：频域上公共导频密度N倍；TDM方式：使用N倍的OFDM符号；CDM方式：占用N个公共码道，终端的每根发射天线上反馈相同的信息，反馈的CSI数量为M×N。

如果采用SM(空分复用)方式，利用N根发射天线，每根天线反馈的CSI数量为M。

终端将需要反馈的下行导频信号乘以正交码后在相同的时频资源上与该终端的上行导频信号进行叠加，获得混合导频信号。

终端将上述混合导频信号与上行数据一起经过OFDM调制，添加CP后发送给基站。

上述下行导频和上行导频设计应满足以下条件：

1、上行导频在时域上的卷积在L_ul范围内为一冲激函数，即上行导频在时域上的自相关函数为：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{ul}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{ul}}(n-t)=\left\{\begin{array}{cc}a& n=0\\ 0& 0<n<L_{\mathrm{ul}}\end{array}\right.$

2、下行导频在时域上的卷积在L_dl范围内为一冲激函数，即下行导频在时域上的自相关函数为：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{dl}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{dl}}(n-t)=\left\{\begin{array}{cc}a& n=0\\ 0& 0<n<L_{\mathrm{dl}}\end{array}\right.$

3、下行导频与上行导频在时域上的卷积在L_ul+L_dl范围内为零，即：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{dl}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{dl}}(n-t)=\mathrm{0,0}<n<L_{\mathrm{dl}}+L_{\mathrm{ul}}$

满足以上条件的上下行导频设计，可以使得基站在对上、下下信道进行估计过程中上、下行信道彼此不会产生干扰。在具体实施中可以通过以下操作满足以上条件：

1、下行导频和上行导频互相正交。上行导频序列为下行导频序列的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展。

2、下行导频和上行导频互相正交。将下行导频和上行导频分别用不同的正交码进行扩频后进行叠加得到混合导频。

3、将所述下行导频用正交码进行扩频后叠加到上行导频上得到混合导频。这种方法虽然上下行导频并不满足以上条件，但是只要扩频因子足够大，并且设计使得上行导频均值为零，那么近似认为上行导频对下行信道估计的影响几乎可以忽略。

当有多个终端时，不同终端的正交码互相正交。因此，该正交码可以用于区分不同终端的下行导频信号。不同终端的正交码互相正交的方法可以为：

其他终端对应的正交码为所述终端对应的正交码的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，其他终端对应的正交码和所述终端对应的正交码为不同的扩频码。

当有多个终端时，不同终端的上行导频也互相正交。不同终端的上行导频互相正交的方法可以为：

其他终端的上行导频序列为所述终端的上行导频序列的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，将不同终端的上行导频分别用不同的正交码进行扩频。

上述正交码可以为walsh码，CAZAC码等。

下面为了简化，我们假设基站发射天线数目，接收天线数目，终端发射天线数目，接收天线数目均为1，即SISO***，下面的公式很容易可以推广到MIMO***，原理一致。

该实施例中的基站接收终端返回的数据后的处理过程如图4所示，具体处理过程如下：

上述终端发送的信号经过上行信道的传输后，被基站接收。基站对接收到的信号经过去CP，OFDM解调后，获得的混合导频信号为：

Y_BS(k)＝H_ul，i(k)·(Y_i(k′)·C_ul，i(k)+P_ul，i(k))+W_ul，i(k)+H_ul，j(k)·(Y_j(k′)·C_ul，j(k)+P_ul，j(k))+W_ul，j(k)

＝H_ul，i(k)·H_dl，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)+W_i(k)+

H_ul，j(k)·H_dl，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)+W_j(k)

W_i(k)＝H_ul，i(k)·W_dl，i(k′)·C_ul，i(k)+W_ul，i(k)

W_j(k)＝H_ul，j(k)·W_dl，j(k′)·C_ul，j(k)+W_ul，j(k)

其中Y_BS(k)为基站接收到的多个终端返回的混合导频信号的叠加信号，H_ul，i(k)为第i个终端到基站的上行信道，P_ul，i(k)为第i个终端的上行导频，C_ul，i(k)为第i个终端用于区分不同用户的正交码。W_ul，i(k)为第i个终端到基站的上行信道噪声。

基站先对上行信道进行估计，对Y_BS(k)在频域上点乘上行导频的共轭：

Z_ul，i(k)＝Y_BS(k)·P^* _ul，i(k)

＝H_ul，i(k)·H_dl，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+W_i(k)·P^* _ul，i(k)+

H_ul，j(k)·H_dl，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _ul，i(k)+W_j(k)·P^* _ul，i(k)

因为各个终端的上下行导频信号满足上述条件，所以，对上行信道的估计不受导频混叠的影响。基站估计出的第i个终端的上行信道为：

${\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)=Z_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

$=H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

然后，基站基于上行信道的估计结果对下行信道进行估计，对Y_BS(k)在频域上点乘下行导频的共轭：

Z_dl(k)＝Y_BS(k)·P^* _dl(k′)

＝H_ul，i(k)·H_dl，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+W_i(k)·P^* _dl(k′)+

H_ul，j(k)·H_dl，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+W_j(k)·P^* _dl(k′)

因为各个终端的上下行导频信号满足以上条件，所以，对下行信道的估计不受导频混叠的影响：

$Z_{\mathrm{dl}}\left(k\right)={\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;({\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},i}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+{\hat{H}}_{\mathrm{ul},j}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},j}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},j}\left(k\right))+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)$

因为不同用户的下行信道用上行正交码进行区分，所以基站估计出的第i个终端的下行信道为：

${\hat{H}}_{\mathrm{dl},i}\left(k^{\&prime;}\right)=\frac{Z_{\mathrm{dl}}\left(k\right)\&CenterDot;{C^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}{{\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;{\left|C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2\&CenterDot;{\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}$

$=H_{\mathrm{dl},i}\left(k^{\&prime;}\right)+\frac{[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;{C^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}{{\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;{\left|C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2\&CenterDot;{\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}$

在实际应用中，可以对上述上行信道和下行信道的估计过程进行如下的一些改进。

1、MMSE信道估计抑制噪声。

从上述终端的上行信道和下行信道的推导公式中可以看出，在估计上行信道和下行信道时，其中的噪声包括：上行信道噪声和下行信道噪声。因此，终端可以在接收到基站发送的下行导频信号后，采用MMSE(MinimumMean Square Error，最小均方误差)信道估计方法来估计出下行导频处的下行信道，该MMSE信道估计方法可以有效地抑制下行信道噪声。

终端接收到的下行导频信号：

Y_i(k′)＝H_dl，i(k′)·P_dl(k′)+W_dl，i(k′)

用MMSE信道估计下行导频处的下行信道：

Z_i(k)＝Y_i(k)·P^* _dl(k′)/|P_dl(k′)|²＝H_dl，i(k′)+W_dl，i(k′)·P^* _dl(k′)/|P_dl(k′)|²

${\hat{H}}_{\mathrm{dl},i}\left(k^{\&prime;}\right)={(R_{\mathrm{zz}}^{-1}\&CenterDot;R_{\mathrm{zh}})}^H\&CenterDot;Z_i\left(k\right)$

$R_{\mathrm{zz}}=E[Z_i^{*}\left(k\right)\&CenterDot;Z_i\left(k\right)]$ $R_{\mathrm{zh}}=E[Z_i\left(k\right)\&CenterDot;H_i^{*}\left(k\right)]$

然后，终端将估计出下行导频处的下行信道的信息乘以一个正交码后再叠加在上行导频上，发送给基站。该改进方法可以提高上行信道和下行信道的估计性能。

2、压缩编码。

为减少终端的CSI反馈量，减少终端的上行公共导频占用的资源，终端可以对需要反馈的下行导频处的下行信道信息进行压缩编码后，再乘以一个正交码后叠加在上行导频上。

3、重复传输。

为提高上行信道和下行信道的估计性能，如果终端上行导频数目大于下行导频数目，可以用多个上行导频资源来重复传输上述混合导频信号，或者将下行导频进行编码后用多个上行导频资源传输，从而确保上述混合导频信号正确地被基站接收。

4、部分CSI反馈。

终端在向基站传输上述混合导频信号时，可以采用先只占用一部分带宽，传输一部分混合导频信号。然后，间隔一段时间，再占用另一部分带宽，再传输一部分混合导频信号，即采用跳频的方式来向基站传输上述混合导频信号，下行也可以采用跳频的方式传输窄带下行导频。

实施例2，该实施例主要是为了减少由于频率选择性衰落对导频正交性的破坏，当带宽大于相干带宽时，信号经历宽带无线物理信道后不同的频点呈现不同的衰落特征，使信号的各部分经历不同的衰减，造成频率选择性衰落。

该实施例提供的一种对上行信道和下行信道进行估计的处理过程如下：

1、基站产生下行导频，对该下行导频作傅里叶变换处理后，再进行子载波映射、IFFT变换处理，然后，经过OFDM调制、添加CP后发射出去。

2、上述基站发送的下行导频被终端接收，终端经过去CP，OFDM解调后，将获取的下行导频乘以一个正交码后，与经过傅里叶变换处理的上行导频进行叠加获得混和导频，终端将该混和导频发射至基站。

3、基站接收到上述混和导频，对该混和导频进行FFT变换、解子载波映射，反傅里叶变换变换。然后，在时域上首先使用上行导频对上行信道进行估计，由于上、下行导频在时域上是满足正交条件的(一个或几个OFDM符号近似信道恒定)，所以对上行信道的估计不受导频混叠以及频率选择性的影响。

4、基站根据估计的上行信道信息以及开始发射的下行导频与上述混和导频，对下行信道进行估计。

实施例3，该实施例主要是为了减少上下行不同扰码引起的对导频正交性的破坏。该实施例提供的一种对上行信道和下行信道进行估计的处理过程如下：

1、基站产生下行导频，对该下行导频作傅里叶变换处理后，再进行子载波映射、IFFT变换处理，然后，经过OFDM调制、添加CP，用下行用户扰码进行加扰后发射出去。

2、上述基站发送的下行导频被终端接收，终端对该下行导频经过解下行扰码，去CP，OFDM解调，再用上行用户扰码进行加扰后，乘以一个正交码后，与经过傅里叶变换处理的上行导频进行叠加获得混和导频，终端将该混和导频发射至基站。

3、基站接收到上述混和导频，对该混和导频进行FFT变换、解子载波映射，反傅里叶变换处理。然后，在时域上首先使用上行导频对上行信道进行估计，由于上、下行导频在时域上是满足正交条件的(一个或几个OFDM符号近似信道恒定)，所以对上行信道的估计不受导频混叠的影响。

4、基站根据估计的上行信道信息以及开始发射的下行导频与上述混和导频，对下行信道进行估计。

实施例4，该实施例主要是为了减少噪声方差以及频率选择性衰落的影响，该实施例提供的一种对上行信道和下行信道进行估计的处理过程如下：

1、基站产生下行导频，对每个下行导频进行N倍窄带扩频处理，然后，经过OFDM调制、添加CP后发射出去。也可以将N倍扩频后的信号重复多次。

2、上述基站发送的下行导频被终端接收，终端对该下行导频经过去CP，OFDM解调，先估计出下行导频处的信道，然后对该信道进行解扩操作，得到解扩后的信道后再用扩频码进行扩频。之后，再乘以一个正交码，并与上行导频进行叠加后获得混和导频，终端将该混和导频发射至基站。

3、基站接收到该混和导频后，进行解扩处理之后使用上行导频对上行信道进行估计，由于上、下行导频满足正交条件，所以对上行信道的估计不受导频混叠的影响。

4、基站根据开始发射的下行导频与上述混和导频，对下行信道进行估计。

上述解扩频操作可以使下行噪声方差减小为原来的1/sqrt(N)，可以有效地抵抗频率选择性衰落。因为终端进行了上行扩频操作，这样终端既使给接收到的下行导频信号分配很低的功率，基站仍然可以很好的把下行信道的信息估计出来。

实施例5，该实施例主要是为了减少频率选择性衰落的影响，该实施例提供的一种对上行信道和下行信道进行估计的处理过程如下：

1、基站产生下行导频，然后，经过OFDM调制、添加CP后发射出去。所述下行导频由多个序列组成，每个序列占用一段窄带带宽，上下行导频包含的序列个数相同，并一一对应正交；

2、上述基站发送的下行导频被终端接收，终端对该下行导频经过去CP，OFDM解调，先估计出下行导频处的信道，之后，再乘以一个正交码，并与上行导频进行叠加后获得混和导频，终端将该混和导频发射至基站。所述上下行导频由多个序列组成，每个序列占用一段窄带带宽，上下行导频包含的序列个数相同，并一一对应正交；

3、基站接收到该混和导频后，使用上行导频对上行信道进行估计，由于上、下行导频满足正交条件，所以对上行信道的估计不受导频混叠的影响。

4、基站根据开始发射的下行导频与上述混和导频，对下行信道进行估计。

上述实施例1中的4种改进方法同样也适用于实施例2-5，并且该4种改进方法可以组合起来使用，实施例1-5也可以组合使用。

本发明实施例提供的信道信息获取装置的实施例的结构示意图如图5所示，包括如下模块：

导频发送和接收模块51，用于向接收端发送下行导频信息，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与和所述下行导频正交的上行导频进行叠加获得的，所述正交码与所述接收端唯一对应。包括：傅里叶变换处理模块511、扰码处理模块512、扩频处理模块513或分段传输模块514。

信道信息获取模块52，用于根据所述混合导频中的上行导频信息，对上行信道信息进行估计，根据估计出的上行导频信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，对所述接收端的下行信道信息进行估计。

其中，上述导频发送和接收模块51中的傅里叶变换处理模块511，用于将所述下行导频作傅里叶变换后发射出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行反傅里叶变换，该混合导频为所述接收端将所述下行导频乘以所述正交码后，与经过傅里叶变换的上行导频进行叠加后获得的；

其中，上述导频发送和接收模块51中的扰码处理模块512，用于用下行用户扰码对所述下行导频进行加扰后发射出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行解上行扰码，该混和导频为所述接收端对所述下行导频进行解下行扰码，并用上行用户扰码进行加扰后乘以所述正交码，再与上行导频进行叠加后获得的；

其中，上述导频发送和接收模块51中的扩频处理模块513，用于对所述下行导频进行扩频处理后发射出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行解扩频处理，该混和导频为所述接收端对所述下行导频进行解扩频处理，再用扩频码对所述下行导频进行扩频处理后乘以所述正交码，再与上行导频进行叠加后获得的。

其中，上述导频发送和接收模块51中的分段传输模块514，用于分多次将所述下行导频传输给所述接收端，每次传输分别占用部分下行带宽，分别发送部分所述下行导频。

上述信道信息获取装置可以为基站，上述傅里叶变换处理模块511、扰码处理模块512、扩频处理模块513或分段传输模块514还可以组合起来，同时使用。

本发明实施例提供的导频信息处理装置的实施例的结构示意图如图6所示，包括如下模块：

混合导频获取模块61，用于接收发射端发送的下行导频信息，将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，所述正交码与所述接收端唯一对应。包括：压缩编码模块611或最小均方误差信道估计模块612。

混合导频传输模块62，用于将所述混合导频获取模块61所获取的混和导频传输给所述发射端。包括：重复传输模块621和分段传输模块622中的至少一项。

其中，上述混合导频获取模块61中的压缩编码模块611，用于将所述下行导频进行压缩编码后，再乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加而获得所述混合导频；

其中，上述混合导频获取模块61中的最小均方误差信道估计模块612，用于采用最小均方误差信道估计方法来估计出所述下行导频的下行信道，将所述下行信道的信息乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加后获得所述混合导频。包括：重复传输模块621或分段传输模块622。

其中，上述混合导频传输模块62中的重复传输模块621，用于当所述接收端的上行导频数目大于下行导频数目，用多个上行导频资源来重复向所述发射端传输所述混合导频信号，或者，将所述下行导频进行编码后用多个上行导频资源来传输所述混合导频信号；

其中，上述混合导频传输模块62中的分段传输模块622，用于分多次将所述混合导频信号传输给所述发射端，每次传输分别占用部分上行带宽，分别发送部分所述混合导频信号。

上述导频信息处理装置可以为终端。上述压缩编码模块611、最小均方误差信道估计模块612、重复传输模块621和分段传输模块622还可以组合起来，同时使用。

综上所述，利用本发明实施例所述方法和装置，可以使基站在不需要上行信道另外开辟宝贵的时频资源的情况下，正确地获取上行和下行信道的信息。并且终端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了终端的处理复杂度。还可以避免由于频率选择性衰落引起的对导频正交性的破坏，避免由于上下行不同扰码引起的对导频正交性的破坏。基站可以根据获得的完全的下行信道状态信息，实现更加灵活的调度，提高***容量。

本发明实施例所述方法和装置可以适用于SISO***和MIMO***。基站可以根据获取的信道信息，进行预均衡处理或预编码处理，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。还有利于基站根据信道信息对不同业务进行灵活的时频资源分配。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (20)

1、一种获取信道信息的方法，其特征在于，包括：

发射端发送下行导频信息，接收接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得，所述正交码与所述接收端唯一对应；

所述发射端根据所述混合导频中的上行导频信息，获取上行信道信息，根据所述上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，获取所述接收端的下行信道信息。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射端发送下行导频信息，接收接收端返回的混合导频，具体包括：

所述发射端将所述下行导频进行傅里叶变换处理后，发送出去，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将所述傅里叶变换处理后的下行导频乘以所述正交码后，与经过傅里叶变换的上行导频进行叠加获得。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射端发送下行导频信息，接收接收端返回的混合导频，具体包括：

所述发射端将所述下行导频进行扩频处理后，发送出去，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端对所述扩频处理后的下行导频进行解扩频处理后，再用不同的扩频码对所述解扩频处理后的下行导频进行扩频处理后乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加获得，所述发射端对所述混和导频进行解扩频处理。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对所述下行导频进行扩频处理具体包括：

将所述下行导频在其所在子载波附近进行窄带扩频，在整个带宽上重复进行此操作，生成扩频后的下行导频。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射端发送下行导频信息，接收接收端返回的混合导频，具体包括：

所述发射端用下行用户扰码对所述下行导频进行加扰后发射出去，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端对所述下行导频进行解下行扰码，并用上行用户扰码进行加扰后乘以所述正交码，再与上行导频进行叠加获得，所述发射端对所述混和导频进行解上行扰码。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发射端发送下行导频信息具体包括：

所述发射端分多次将所述下行导频发送出处，每次发送分别占用部分下行带宽，分别发送部分所述下行导频。

7、一种导频信息处理方法，其特征在于，包括：

接收发射端发送的下行导频信息，将所述下行导频乘以正交码后，与上行导频进行叠加获得混合导频，所述正交码与所述接收端唯一对应；

将所述混和导频发送给所述发射端。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述下行导频和上行导频互相正交。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述上行导频序列为所述下行导频序列的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展。

10、根据权利要求8所述的方法，所述将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，具体包括：

将所述下行导频和上行导频分别用不同的正交码进行扩频后，再进行叠加得到混合导频。

11、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，具体包括：

将所述下行导频用正交码进行扩频后，再叠加到上行导频上得到混合导频。

12、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当有多个接收端时，不同的接收端对应的正交码互相正交，不同的接收端的上行导频互相正交。

13、根据权利要求12所述的方法，其特征在于，不同的接收端对应的正交码互相正交，具体包括：

不同的接收端对应的正交码互相构成循环移位，并且循环移位的长度大于信道最大时延扩展；

或者，

不同的接收端对应的正交码分别为不同的扩频码。

14、根据权利要求12所述的方法，不同的接收端的上行导频互相正交，具体包括：

不同的接收端的上行导频序列互相构成循环移位，并且循环移位的长度大于信道最大时延扩展；

或者，

不同接收端的上行导频分别用不同的正交码进行扩频。

15、根据权利要求7至14任一项所述的方法，其特征在于，所述将所述混和导频发送给所述发射端，具体包括：

所述接收端用多个上行导频资源来重复传输所述混合导频信号，并且所述接收端的上行导频数目大于下行导频数目；

或者，

所述接收端将所述下行导频进行编码后用多个上行导频资源来传输所述混合导频信号，并且所述接收端的上行导频数目大于下行导频数目；

或者，

所述接收端分多次将所述混合导频信号发送给所述发射端，每次发送分别占用部分上行带宽，分别发送部分所述混合导频信号。

16、一种信道信息获取装置，其特征在于，包括：

导频发送和接收模块，用于向接收端发送下行导频信息，接收所述接收端返回的混合导频，该混合导频为所述接收端将接收到的下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得的，所述正交码与所述接收端唯一对应；

信道信息获取模块，用于根据所述混合导频中的上行导频信息，获取上行信道信息，根据所述上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息，获取所述接收端的下行信道信息。

17、根据权利要求16所述的信道信息获取装置，其特征在于，所述导频发送和接收模块包括：傅里叶变换处理模块、扰码处理模块、扩频处理模块或分段传输模块，其中，

傅里叶变换处理模块，用于将所述下行导频进行傅里叶变换处理后，发送出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行反傅里叶变换，该混合导频为所述接收端将所述傅里叶变换处理后的下行导频乘以所述正交码后，与经过傅里叶变换的上行导频进行叠加后获得的；

扰码处理模块，用于用下行用户扰码对所述下行导频进行加扰后发射出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行解上行扰码，该混和导频为所述接收端对所述下行导频进行解下行扰码，并用上行用户扰码进行加扰后乘以所述正交码，再与上行导频进行叠加后获得的；

扩频处理模块，用于对所述下行导频进行扩频处理后，发送出去，接收所述接收端返回的混和导频，对该混和导频进行解扩频处理，该混和导频为所述接收端对所述扩频处理后的下行导频进行解扩频处理，再用不同的扩频码对所述解扩频处理后的下行导频进行扩频处理后乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加后获得的；

分段传输模块，用于分多次将所述下行导频传输给所述接收端，每次传输分别占用部分下行带宽，分别发送部分所述下行导频。

18、一种导频信息处理装置，其特征在于，包括：

混合导频获取模块，用于接收发射端发送的下行导频信息，将所述下行导频乘以正交码后，再与上行导频进行叠加获得混合导频，所述正交码与所述接收端唯一对应；

混合导频传输模块，用于将所述混合导频获取模块所获取的混和导频发送给所述发射端。

19、根据权利要求18所述的导频信息处理装置，其特征在于，所述混合导频获取模块包括：压缩编码模块或最小均方误差信道估计模块，其中，

压缩编码模块，用于将所述下行导频进行压缩编码后，再乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加而获得所述混合导频；

最小均方误差信道估计模块，用于采用最小均方误差信道估计方法来估计出所述下行导频的下行信道，将所述下行信道的信息乘以所述正交码，并与上行导频进行叠加后获得所述混合导频。

20、根据权利要求18或19所述的导频信息处理装置，其特征在于，所述混合导频传输模块包括：重复传输模块或分段传输模块，其中，

重复传输模块，用于当所述接收端的上行导频数目大于下行导频数目，用多个上行导频资源来重复向所述发射端传输所述混合导频信号，或者，将所述下行导频进行编码后用多个上行导频资源来传输所述混合导频信号；

分段传输模块，用于分多次将所述混合导频信号传输给所述发射端，每次传输分别占用部分上行带宽，分别发送部分所述混合导频信号。

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