CN101151798B - 放大装置 - Google Patents

Abstract

放大装置，通过获得适当的匹配来改善性能。一种放大信号的放大装置，包括：分配单元1，分配信号；载波放大器2，用AB级对所分配的第1信号进行放大；峰值放大器4，用B级或者C级对所分配的第2信号进行放大；第1传输线路，与载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；第2传输线路，与峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及合成端18，合成第1传输线路的输出与第2传输线路的输出，合成端的阻抗，与利用第1传输线路和第2传输线路分别进行了转换的载波放大器和峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗不同地进行设定，或者设定为改变了载波放大器和峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗。

Description

放大装置

技术领域

本发明涉及Doherty型放大装置，尤其涉及通过获得适当的匹配改善了性能的放大装置。

背景技术

例如，在对CDMA(Code Division Multiple Access)信号、多载波信号这样的射频信号进行功率放大时，通过对共用放大器附加失真补偿功能而使该共用放大器的动作范围扩大至饱和区域附近，来谋求降低功耗。作为失真补偿的方法，有前馈失真补偿、预校正(predistortion)失真补偿等，而仅凭借失真补偿在降低功耗方面已经接近极限。为此，近年作为高效率放大器，Doherty放大器正备受瞩目。

图8表示Doherty放大器的结构例。

从输入端子A21进入的信号，由分配器41分配。

所分配的一路信号，输入载波放大器42。载波放大器42，包括放大元件52、与该放大元件52的输入侧获得匹配的匹配电路51、以及与该放大元件52的输出侧获得匹配的输出匹配电路53。来自载波放大器42的输出，由λ/4变量器57进行阻抗转换。

被分配的另一路信号，由相位器43将相位延迟90度后，被输入峰值放大器44。峰值放大器44，与载波放大器42同样地，包括输入匹配电路54、放大元件55、以及输出匹配电路56。

来自λ/4变量器57的输出和来自峰值放大器44的输出，在节点(合成点)58被合成。被合成的信号，由于要与作为输出负载47的Z0匹配，因此由λ/4变量器46进行阻抗转换。

来自λ/4变量器46的输出，经由输出端子A22与输出负载47相连接。

此处，将λ/4变量器57和节点58合在一起称作Doherty合成部45。

载波放大器42与峰值放大器44的不同点在于，载波放大器42的放大元件52按AB级偏置，而峰值放大器44的放大元件55按B级或者C级偏置。为此，在达到峰值放大器44的放大元件55动作的输入电平之前，载波放大器42的放大元件52单独动作，在载波放大器42的放大元件52进入饱和区域时，即该放大元件52的线性开始失真时，峰值放大器44的放大元件55开始动作，该放大元件55的输出被提供给负载，与载波放大器42的放大元件52一起驱动负载。此时，载波放大器42的输出匹配电路53的负载电阻，从高的电阻向低的电阻移动，而放大元件52处于饱和区域，因此效率高。

当来自输入端子A21的输入电平进一步增加时，峰值放大器44的放大元件55也开始饱和，但由于两个放大元件52、55都达到了饱和，所以此时效率也高。

图9表示图8所示的Doherty放大器的理论上的集电极效率或者漏极效率的一例。在图9的曲线图中，横轴表示回退(backoff)(dB)，纵轴表示效率(％)。

此处，回退表示使两个放大元件52、55达到饱和的最小的对输入端子A21的输入电平，即表示将压缩点(compression point)取为0dB时输入电平相对于压缩点具有多大的余量的数值

此外，在本例中，所谓集电极效率，表示从集电极获取的射频输出功率相对于施加到该集电极的电源的电压(直流)和从该电源供给的电流(直流)的积的比率。漏极效率也表示同样的意思。

在图9的曲线图中，表示了一般的B级放大器的效率(虚线)的一例，并且还表示了简单的模型中的Doherty放大器的效率(实线)的一例。而且，将回退为6dB以上的区间作为A区间，将回退在0dB与6dB之间的区间作为B区间，将回退不足0dB的区间作为C区间。

在输入电平处于A区间时，基本上仅载波放大器42工作。在回退变成6dB的附近，载波放大器42开始饱和，效率达到B级放大器的最大效率附近。在将Doherty放大器的最大输出取为P0时，此时的载波放大器42的输出为大约为(P0/4)。

在回退为6dB以下的B区间，随着输入电平的增加，载波放大器42的输出从大约(P0/4)增加至(P0/2)，峰值放大器44的输出大致从0增加至(P0/2)。此时，来自载波放大器42的输出功率和来自峰值放大器44的输出功率的和，以与A区间时相同的比例常数，与对输入端子A21的输入功率成正比。在峰值放大器44开始动作时，效率暂时下降，而在峰值放大器44也开始饱和的压缩点重新迎来峰值。在压缩点，来自载波放大器42的输入与来自峰值放大器44的输出相等。

一般而言，CDMA信号、多载波信号具有高的峰值因数，即，具有高的峰值功率与平均功率之比，在普通的放大器中，为了能够与7～12dB的峰值因数相适应，以从压缩点下降了相应量的点作为动作点。

接着，参照图8，说明各部分的阻抗的例子。

作为输出负载47的Z0被规定为是恒定的，因此，以此作为起点。从节点58观察λ/4变量器46时的阻抗Z7，在将λ/4变量器46的特性阻抗取为Z2时，可以表示为式1。

Z7＝(Z2)²/Z0··(式1)

从载波放大器42的输出匹配电路53观察λ/4变量器57时的阻抗Z4，由于在A区间峰值放大器44的输出匹配电路56的输出阻抗实质上为无限大，因此与上述同样地求出，而且，在C区间是均等分担负载，因此载波放大器42的放大电路的负载阻抗(该放大电路在节点58的贡献部分)与峰值放大器44的输出匹配电路56的负载阻抗分别成为2(Z7)。为此，表示为式2和式3。

此处，Z5表示从峰值放大器44的输出匹配电路56观察节点58时的峰值放大器44的负载阻抗，Z1表示λ/4变量器57的特性阻抗。

而且，阻抗Z4和阻抗Z5，在B区间，分别在A区间时的值与C区间时的值之间转变。

此处，将载波放大器42的负载发生改变称作负载调制。

(A区间)

$Z4=\frac{{\left(Z1\right)}^2}{Z7}=\frac{{\left(Z1\right)}^2}{({\left(Z2\right)}^2/Z0)}=Z0\frac{{\left(Z1\right)}^2}{{\left(Z2\right)}^2}$

(C区间)

$Z4=\frac{{\left(Z1\right)}^2}{2\left(Z7\right)}=(1/2)Z0\frac{{\left(Z1\right)}^2}{{\left(Z2\right)}^2}$

··(式2)

(A区间)

Z7＝∞

(C区间)

Z5＝2(Z7)

··(式3)

接着，对将Doherty放大器应用于频率高的区域时进行说明。

即，阻抗Z4，在输入信号电平较大时(C区间)是在输入信号电平较小时(A区间)的阻抗值的1/2，换言之，发生2倍的负载变动。例如，在Z7＝25Ω(欧姆)，Z1＝50Ω时，Z4在100～50Ω之间变化。因此，载波放大器42的放大元件52的负载电阻也发生变动。

另外，除去上述这样的Doherty放大器之外，已知对载波放大器根据漏极电流来控制栅极偏压从而补偿特性的劣化的Doherty放大器(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：

日本特开2004-260232号公报

发明内容

但是，以往的Doherty放大器，在使用半导体的放大元件并应用于频率较高的区域时，难以使从放大元件观察时的阻抗与Doherty理论一致。这是由以下的原因造成的，例如，从载波放大器42的放大元件52观察时的负载线，该负载线由于输出匹配电路53发生了改变。而且，负载调制范围被唯一地确定，自由度较低。

图10表示载波放大器42的放大元件52的负载阻抗的变动的一例的史密斯圆图(Smith chart)。

ZA、ZB、ZC表示载波放大器42的放大元件52的负载阻抗，通常是从几Ω至十几Ω或者在这以下的值，与阻抗Z4相比非常小，不是正向电阻。

本例的史密斯圆图，用位于ZA与Z4之间的任意的电阻进行了归一化。

以ZA为中心绘制的3重封闭曲线，从内侧开始分别为对应于{9(Pm)/10}、(Pm/2)、(Pm/4)的等输出功率线，表示在ZA时获得载波放大器42的最大输出Pm，在匹配(matching)偏移时所获得的输出逐渐减少。而且，以横切等输出功率线的方式绘制的4条线(虚线)为等效率线，表示按效率a、效率b、效率c、效率d的顺序效率升高。

载波放大器42的输出匹配电路53，将放大元件52的负载阻抗转换为λ/4变量器57的输入阻抗Z4。该输出匹配电路53，在例如由集总参数电路构成时，在史密斯圆图上，沿着等电阻圆、等电导圆转换阻抗。由于这种转换的方法是任意的，因此，在图10中表示出简化的线(虚线)。

随着输入电平的增加，Z4从{Z0(Z1)²/(Z2)²}即Z4(A区间)向{Z0(Z1)²/2(Z2)²}即Z4(C区间)减少，因此，在将Z4(C区间)调整为ZA以能在C区间获得最大输出时，Z4(A区间)例如被调整为ZB。但是，如果是在等功率线内，则无论什么样的阻抗都能获得(Pm/4)，因此，与调整为ZC点相比，调整为ZB点效率更佳。即，在以载波放大器42的放大元件52的负载阻抗随着输入电平的增加而从ZC向ZA转移的方式进行匹配时，该放大元件52以最佳的效率动作。

在上述说明中，仅考虑了输出和效率，但一般而言，作为表示放大器的性能的指标，有输出、效率、增益和失真。即使在考虑满足任意的放大元件这些性能的匹配的情况下，有时载波放大器42的放大元件52的负载阻抗，随着输入电平的增加，与如图10所示那样相对于史密斯圆图的中心从外侧向内侧移动相比从内侧向外侧移动更好。进而，还存在使从特性好的任意点向ZA移动则更好的情况。

本发明是鉴于这样的以往的实际情况而完成的，目的在于例如提供一种与以往的Doherty放大器相比能通过获得适当的匹配来改善性能的放大装置。

为了达成上述目的，本发明提供以下这样的放大装置。

(1)一种放大信号的放大装置，其特征在于，包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

(上述第1阻抗转换器的电长度，被设定为在上述信号的输入电平较小时的上述载波放大器的效率比线路长为λ/4时更为优良，)

设定上述合成端的阻抗，使其与利用上述第1阻抗转换器和上述第2阻抗转换器分别进行了转换的上述载波放大器和上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗不同(以提高放大装置的性能)。

(1-1)根据上述(1)所记载的放大装置，其特征在于：

(上述第1阻抗转换器，具有与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗大致相同的特性阻抗，

上述第2阻抗转换器，具有与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗大致相同的特性阻抗，)

第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，

第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。

(2)一种放大信号的放大装置，其特征在于，包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

使上述载波放大器与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗不同，使上述合成端的阻抗与上述载波放大器和上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗一致，能任意设定负载调制范围，原样保持第1放大电路的最大输出，对于效率、失真、增益中的1个以上(也可以是全部)进行最佳的匹配。

(2-1)根据上述(2)所记载的放大装置，其特征在于：

(上述第1阻抗转换器，具有与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗，

上述第2阻抗转换器，具有与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗，)

第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，

第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。

(3)一种放大信号的放大装置，其特征在于，包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

上述载波放大器与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同，

在上述峰值放大器与上述第2阻抗转换器之间，具有将上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗转换为与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗不同的值的阻抗转换器，合成点的阻抗，取为上述载波放大器的最大负载阻抗与上述阻抗转换器转换后的阻抗并联的阻抗。

(3-1)根据上述(3)所记载的放大装置，其特征在于：

(上述第1阻抗转换器，具有与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗，

上述第2阻抗转换器，具有与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗，)

第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，

第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。

本发明的放大装置，利用如以下这样的结构来放大信号。

即，分配单元分配上述信号。载波放大器用AB级对上述所分配的第1信号进行放大。峰值放大器用B级或者C级对上述所分配的第2信号进行放大。与上述载波放大器的输出相连接的第1阻抗转换器，具有任意的电长度。与上述峰值放大器的输出相连接的第2阻抗转换器，具有任意的电长度。合成端合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出。(上述第1阻抗转换器的电长度，被设定为在上述信号的输入电平较小时的上述载波放大器的效率比线路长为λ/4时更为优良。)上述合成端的阻抗，与利用上述第1阻抗转换器和上述第2阻抗转换器分别进行了转换的上述载波放大器和上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗不同地进行设定。

在这种情况下，通过改变构成阻抗转换装置的上述传输线路的长度，和利用进一步继续转换成特定的输出负载的阻抗转换器改变在连接点的阻抗，虽然发生若干的输出降低，但被设定为该放大装置的性能提升了的值。

因此，例如与以往的Doherty放大器相比，能通过获得适当的匹配来改善性能。

另外，例如载波放大器与峰值放大器的最大输出时的负载阻抗被设定为相同。

此处，例如分配单元能够由分配器构成，第1放大单元由载波放大器构成，第2放大单元由峰值放大器构成。

而且，作为构成阻抗转换单元的传输线路的长度，例如，既可以在0～λ/2的范围使用各种值，或者也可以在λ/2以上的范围使用各种值。另外，在将0用作传输线路的长度时，传输线路不存在。

此外，作为为提升放大器的性能而设定的形式，例如，可以使用对于效率、失真、增益中的1个以上获得适当的匹配的形式。

而且，例如也可以使用在合成来自第1放大单元的输出和来自第2放大单元的输出的点与该第2放大单元之间具有对阻抗进行转换的单元的结构。

此外，例如也可以使第1放大单元与第2放大单元中的一者或者两者与多个放大器并联构成，在这种情况下，分配单元例如按与放大器的总数相同数量的信号分配输入信号。

而且，例如也可以使用在分配单元与第1放大单元之间、或者在分配单元与第2放大单元之间，具有在前级进行放大的放大单元(前置放大单元)这样的结构。

作为本发明的放大装置的一个结构例，做成以下这样的结构。

即，上述载波放大器侧的第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，而且，上述峰值放大器侧的第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。(上述第1传输线路，具有与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗大致相同的特性阻抗，此外，上述第2传输线路，具有与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗大致相同的特性阻抗。)

因此，能够改善放大装置的电源效率。

本发明的放大装置，利用如以下这样的结构来放大信号。

即，分配单元分配上述信号。载波放大器用AB级对上述所分配的第1信号进行放大。峰值放大器用B级或者C级对上述所分配的第2信号进行放大。与上述载波放大器的输出相连接的第1传输线路具有任意的电长度。与上述峰值放大器的输出相连接的第2传输线路具有任意的电长度。合成端合成上述第1传输线路的输出与上述第2传输线路的输出。

峰值放大器与载波放大器的最大输出时的负载阻抗不同。此外，第1传输线路阻抗与载波放大器的最大输出时的负载阻抗一致，第2传输线路阻抗与峰值放大器的最大输出时的负载阻抗一致。

(上述第1传输线路的电长度被设定为，使得在上述信号的输入电平较小时的上述载波放大器的效率变得优良，载波放大器与峰值放大器的最大输出负载阻抗比也被设定为，使得放大器整体的性能(performance)得到提升。)

在这种情况下，将构成阻抗转换单元的上述传输线路的长度、和该负载阻抗比设定为提升该放大装置的性能的值。

因此，例如能够赋予任意的负载调制，能够充分发挥出放大元件的性能。

另外，例如合成端的阻抗，被设定为改变了载波放大器和峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗。

此处，例如，分配单元可以由分配器构成，第1放大单元由载波放大器构成，第2放大单元由峰值放大器构成。

而且，作为构成阻抗转换装置的传输线路的长度，例如，既可以在0～λ/2的范围使用各种值，或者也可以在λ/2以上的范围使用各种值。另外，在将0用作传输线路的长度时，传输线路不存在。

此外，作为以提升放大器的性能为目的进行设定的形式，例如，可以使用对于效率、失真、增益中的1个上获得适当的匹配的形式。

而且，例如，也可以使用在合成来自第1放大单元的输出和来自第2放大单元的输出的点与该第2放大单元之间具有对阻抗进行转换的单元的结构。

此外，例如，也可以使多个放大器并联来构成第1放大单元与第2放大单元中的一者或者两者，在这种情况下，分配单元例如按与放大器的总数相同的数量的信号分配输入信号。

而且，例如，也可以使用在分配单元与第1放大单元之间、或者在分配单元与第2放大单元之间具有在前级进行放大的放大单元(前置放大单元)这样的结构。

作为本发明的放大装置的一个结构例，做成以下这样的结构。

即，上述载波放大器侧的第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，而且，上述峰值放大器侧的第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。(上述第1传输线路，具有与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗，此外，上述第2传输线路，具有与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同的特性阻抗。)

因此，能够改善放大装置的电源效率。

本发明的放大装置，利用如以下这样的结构来放大信号。

即，分配单元分配上述信号。载波放大器用AB级对上述所分配的第1信号进行放大。峰值放大器用B级或者C级对上述所分配的第2信号进行放大。与上述载波放大器的输出相连接的第1传输线路具有任意的电长度。与上述峰值放大器的输出相连接的第2传输线路具有任意的电长度。合成端合成上述第1传输线路的输出与上述第2传输线路的输出。

此外，上述载波放大器与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同。而且，在上述峰值放大器与上述第2传输线路之间具有的阻抗转换器，将上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗，转换为与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗不同的值。

因此，能够使载波放大器与峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同，可以改善开发时、调整时的操作性，从而提高生产率。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施例的放大装置的结构例的图。

图2是表示没有设置阻抗转换器时的放大装置的结构例的图。

图3是表示α＜1时利用载波放大器的输出匹配电路和阻抗转换器进行匹配的一例的史密斯圆图。

图4是表示α＞1时利用载波放大器的输出匹配电路和阻抗转换器进行匹配的一例的史密斯圆图。

图5是表示本发明的第2实施例的放大装置的结构例的图。

图6是表示本发明的第6实施例的放大装置的结构例的图。

图7是表示本发明的第7实施例的放大装置的结构例的图。

图8是表示Doherty放大器的结构例的图。

图9是表示Doherty放大器的理论上的集电极效率或者漏极效率的一例的图。

图10是表示载波放大器的放大元件的负载阻抗的变动的一例的史密斯圆图。

图11是表示本发明的第3实施例的放大装置的结构例的图。

图12是表示α＜1时利用载波放大器的输出匹配电路和阻抗转换器进行匹配的一例的史密斯圆图。

图13是表示α＞1时利用载波放大器的输出匹配电路和阻抗转换器进行匹配的一例的史密斯圆图。

图14是表示本发明的第4实施例的放大装置的结构例的图。

图15是表示本发明的第5实施例的放大装置的结构例的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施例。

实施例1

以下，说明本发明的第1实施例。

图1表示本例的放大装置的结构例。

本例的放大装置，包括输入端子A1、分配器1、载波放大器2、相位器3、峰值放大器4、合成部5、λ/4变量器6、输出端子A2、以及输出负载7。

载波放大器2，包括输入匹配电路11、放大元件12、以及输出匹配电路13。

峰值放大器4，包括输入匹配电路14、放大元件15、以及输出匹配电路16。

合成部5，包括阻抗转换器17、和节点18。

作为放大元件12、15，通常使用LD-MOS(Lateral Double-diffusedMOS)、GaAs-FET、HEMT、以及HBT等半导体器件。

作为输入匹配电路11、14、输出匹配电路13、16，例如，既可以由集总参数电路、分布参数电路、或者这些的组合中的任一者构成，也可以包括在安装时不可或缺的寄生电容、电感等。

作为λ/4变量器6，例如可以取为具有与其特性阻抗Z2相适的线幅、和与λ/4相适的长度的导体图案而形成在布线板上。此外，虽然可以如本例这样，通过使用λ/4变量器，从而在比较宽的频率范围获得匹配，但只要能够获得匹配，也可以使用λ/4变量器以外的匹配方法。另外，λ表示信号的波长。

此处，本例的放大装置的结构，例如与图8所示的放大装置的结构相比不同点在于，本例的放大装置包括具有任意长度的阻抗转换器17，包括发生与阻抗转换器17相适的相位的相位器3，并且，合成点(节点18)的阻抗不同，其他的结构虽然常数可能不同，但基本上是相同的。

以下，说明利用本例的放大装置进行的动作的一例。

输入端子A1被输入要输入到本例的放大装置的输入信号。

分配器1例如由形成在布线板上的T分支线或者耦合器(coupler)等构成，分配从输入端子A1输入的信号。

载波放大器2的输入匹配电路11，将由分配器1所分配的一路信号的阻抗，转换成后级放大元件12的输入阻抗。

载波放大器2的放大元件12，按AB级偏置，放大由输入匹配电路11进行了阻抗转换的信号。

载波放大器2的输出匹配电路13，对于由放大元件12放大的信号，将放大元件12的负载阻抗在A区间转换成以ZA为中心的大致圆上的阻抗，在C区间转换成ZA。另外，各个区间(A区间、B区间、C区间)、ZA例如表示与图9和图10所示的内容相同。而且，Z9表示从载波放大器2的输出匹配电路13观察阻抗转换器17时的阻抗。

相位器3使由分配器1分配的另一路信号的相位发生变化。另外，相位器3例如是发生与阻抗转换器17相等的延迟的传输线路，是用于配合合成的，因此，特性根据载波放大器2、峰值放大器4的相位状态发生变化。而且，有时也设置在载波放大器2的输入侧。

峰值放大器4的输入匹配电路14，将由分配器1分配后通过了相位器3的另一路分配信号的阻抗，转换成后级放大元件15的输入阻抗。

峰值放大器4的放大元件15，按B级或者C级偏置，放大由输入匹配电路14进行了阻抗转换的信号。

峰值放大器4的输出匹配电路16，对于由放大元件15放大的信号，将放大元件15的负载阻抗与Z5进行匹配。

阻抗转换器17，将来自载波放大器2的输出匹配电路13的输出信号进行阻抗转换。另外，阻抗转换器17在本例中由具有长度L＝0～λ/2或者在此之上的电长度的传输线路构成，其特性阻抗Z1等于2(Z7)＝2(Z2)²/Z0。此处，Z0表示输出负载7的大小，Z7表示例如与图8所示的阻抗同样的阻抗。

节点18是将从载波放大器2的输出匹配线路13输出后经由阻抗转换器17输入的信号与从峰值放大器4的输出匹配电路16输出的信号进行耦合的合成点。在本例中，载波放大器2与峰值放大器4利用传输线路(阻抗转换器17)进行耦合。

另外，在该传输线路(阻抗转换器17)的长度为0λ，即长度为0时，本例的放大装置具有载波放大器2和峰值放大器4在布线板上直接连接的结构。图2表示在这种情况下的放大装置的结构例。在图2中，Z6、Z8表示阻抗。

λ/4变量器6，将作为节点18的(负载)阻抗的Z71＝2(Z7)·α/(1+α)转换成作为输出负载7的Z0。其中，α是用于假设将以往被调整为与2(Z7)一致的载波放大器的负载阻抗Z4调整为2α(Z7)时的系数。

来自节点18的输出信号，经由λ/4变量器6，从输出端子A2输出。

此处，如式4所示，节点18的阻抗Z71，分解为载波放大器2侧的负载与峰值放大器4侧的负载来确定。

载波放大器侧的负载

(A区间)

(C区间)

2(Z7)·α

峰值放大器侧的负载Z5

(A区间)

∞

(C区间)

2(Z7)...(式4)

图3示出了表示利用载波放大器2的输出匹配电路13和阻抗转换器17进行匹配的一例的史密斯圆图。

首先，对α＝1的情况进行说明。

在C区间，节点18的阻抗71是Z7，首先，将载波放大器2的输出匹配电路13构成为在该输出匹配电路13的负载Z9为Z1时能输出Pm(作为单个载波放大器2为最大输出)。即，利用输出匹配电路13将放大元件12的负载阻抗与ZA匹配，此时，阻抗转换器17成为单纯的传输路径。

在A区间，峰值放大器4的输出匹配电路16的输出阻抗成为无限大，因此，Z9在点a1所示的长度L＝0或者λ/2时为Z7，在点c1所示的长度L＝λ/4时为(Z1)²/(Z7)。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z9在以Z1为中心的圆上作顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a1、点b1、点c1分别与点a1′、点b1′、点c1′对应，表示如果变化L，就能将阻抗变为点a1′、点b1′、点c1′。因此，只需设定长度L使得点b1′处于性能最佳的位置即可。即，无论因放大元件而不同的最佳位置位于以ZA为中心的圆周上的何处，都能利用改变长度L来获得。

但是，当在点a1′～点b1′～点c1′～点a1′上没有良好的匹配点时，可利用改变合成点的阻抗来获得匹配点。

接着，对α＜1的情况进行说明。

在输出匹配电路13的负载Z9为Z1时能输出Pm(作为单个载波放大器2为最大输出)这一点没有改变。

在图3中以虚线表示在α＜1时的轨迹。

在为A区间时，Z9在点a2所示的长度L＝0或者λ/2时为{2(Z7)·α/(1+α)}，比Z7小，在点c2所示的长度L＝λ/4时为[(Z1)²/{2(Z7)·α/(1+α)}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z9在比以Z1为中心的α＝1时的圆上作更大(即，在更大的圆上)的顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a2、点b2、点c2分别与点a2′、点b2′、点c2′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a2′、点b2′、点c2′。因此，只要点b2′处在最佳性能的位置，则设定此时的长度L即可。

在为C区间时，从载波放大器2的输出匹配电路13观察的阻抗Z9，负载阻抗为2(Z7)·α，因此，在点a3的L＝0或者λ/2时为{2(Z7)·α}，例如比2(Z7)小，在点c3所示的长度L＝λ/4时为[(Z1)²/{2(Z7)·α}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z9在以Z1为中心的较小的圆上作顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a3、点b3、点c3分别与点a3′、点b3′、点c3′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a3′、点b3′、点c3′。因此，虽然与性能最佳的ZA不同，但为较小的圆，不过是程度稍微发生变化而已。

在输入电平变大而从A区间向C区间转移时，载波放大器2的放大元件12的负载阻抗从b2′向b3′移动。

此外，在点a1′～点b1′～点c1′～点a1′上或者点a2′～点b2′～点c2′～点a2′上没有良好的匹配点时，改变α，使图3的虚线变大、或者使图3的虚线变小，来改变合成点的阻抗，由此能获得最佳点。

接着，对α＞1的情况进行说明。

在输出匹配电路13的负载Z9为Z1时能输出Pm(作为单个载波放大器2为最大输出)这一点没有改变。

在图4中，示出了表示利用载波放大器2的输出匹配电路13和阻抗转换器17进行匹配的一例的史密斯圆图。

在图4中以虚线表示在α＞1时的轨迹。

在为A区间时，Z9在点a5所示的长度L＝0或者λ/2时为{2(Z7)·α/(1+α)}，比Z7大，在点c5所示的L＝λ/4时为[(Z1)²/{2(Z7)·α/(1+α)}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z9在比以Z1为中心的α＝1时的圆上作更小(即，在更小的圆上)的顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a5、点b5、点c5分别与点a5′、点b5′、点c5′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a5′、点b5′、点c5′。因此，只要点b5′处在最佳性能的位置，则设定此时的长度L即可。

在为C区间时，从载波放大器2的输出匹配电路13观察的阻抗Z9，负载阻抗为{2(Z7)·α}，因此，在点a6所示的L＝0或者λ/2时为{2(Z7)·α}，例如比2(Z7)大，在点c6所示的L＝λ/4时为[(Z1)²/{2(Z7)·α}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z9在以Z1为中心的较小的圆上作顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a6、点b6、点c6别与点a6′、点b6′、点c6′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a6′、点b6′、点c6′。因此，虽然与性能最佳的ZA不同，但为较小的圆，不过是程度稍微发生变化而已。

在输入电平变大而从A区间向C区间转移时，载波放大器2的放大元件12的负载阻抗从点b5′向点b6′移动。

即，改变α，改变虚线的圆径，就能获得最佳点。

图2所示的放大装置的结构，将传输线路(阻抗转换器17)的长度L取为0，导致没有传输线路，因此，也有损耗小的好处，可根据元件的状况作出选择。

此外，虽然在上述说明中，将传输线路(阻抗转换器17)的长度L取为0～λ/2，但是，例如，有时在安装上也可能存在放大元件12、15比较大而无法使输出匹配电路13、16的匹配电路间的长度在λ/2以下的情况，因此，也可以进一步加长。

如以上这样，本例的放大装置，在合成并输出来自多个放大电路的输出的结构中，作为该多个放大电路，具有使放大元件12在AB级工作的第1放大电路(在本例中为载波放大器2)、和使放大元件15在B级或者C级工作的第2放大电路(在本例中为峰值放大器4)，利用具有任意的电长度的传输线路(阻抗转换器17)合成第1放大电路的输出与第2放大电路的输出，改变合成点的阻抗，由此，使得比第1放大电路的最大输出小，对于效率、失真、增益中的1个以上(也可以是全部)进行最佳的匹配。

当然，输出端子A2的负载为Z0，因此，Z2的阻抗预先改变为能与2(Z7)和2(Z7)·α的并联阻抗获得匹配。

而且，在本例的放大装置中，例如，第2放大电路的负载阻抗构成为，与具有任意的电长度的传输线路(阻抗转换器17)的传输阻抗相同，具有获得最大输出的能力，用转换成放大装置的负载阻抗的λ/4变量器6改变转换比。

此外，在本例的放大装置中，例如，第1放大电路的最大输出匹配阻抗等于具有任意的电长度的传输线路(阻抗转换器17)的传输阻抗。

在本例的放大装置中，例如，通过不拘泥于作为以往的Doherty放大器的特征的λ/4变量器，能由第1放大电路的输出匹配电路13匹配为合成性能优异的阻抗。

如此，在本例的放大装置中，通过获得适当的匹配，能实现超过以往的Doherty放大器的性能，例如，能够改善使用了在以往的Doherty放大器中难以匹配的放大元件等时的性能。

实施例2

以下，说明本发明的实施例2。

图5表示本例的放大装置的结构例。

本例的放大装置，在与图1所示的同样的结构中，还在峰值放大器4与节点18之间具有阻抗转换器22。而且，在本例的放大装置中，基于相位器21的相位调整量，可以与图1所示的放大装置的情况不同。此外，在本例的放大装置中，对标注与图1所示的内容相同的标号的结构要素，例如，除去规格外基本上相同。

阻抗转换器22，在本例中由传输线路构成，将从该传输线路观察放大器4的输出匹配电路16侧时的阻抗Z20，向从节点18侧观察峰值放大器4的输出匹配电路16侧时的阻抗Z21作大的转换，使得在输入电平低，峰值放大器4的放大元件15没有工作时，信号不流入该峰值放大器4。

相位器21，例如产生与图1的相位器3不同的、与设置了阻抗转换器22相应的相位量。另外，相位器21，例如在载波放大器2与峰值放大器4的相位量出现较大不同的情况下，也可以设置在载波放大器4的路径上。相位器21，在本例中作为用于除去阻抗转换器(传输线路)22的影响的相位调整电路使用，也可以作为在载波放大器2的电路***的相位与峰值放大器4的电路***的相位不同时的相位调整电路使用。

如以上这样，在本例的放大装置中，对于***在第2放大电路(在本例中为峰值放大器4)的放大元件15与合成点(节点18)之间的输出匹配电路16，在该输出匹配电路16与该合成点之间***有阻抗转换器(传输线路)22。

例如，在以往的Doherty放大器中，有时峰值放大器的输出匹配电路的输出阻抗在输入电平小时无法变得足够大而成为载波放大器的损耗的原因，而在本例的放大装置中，例如，在使用通常的峰值放大器4的输出匹配电路16这样的结构中，也能使从合成点(节点18)侧观察该输出匹配电路16侧时的阻抗成为更大的值(在本例中为Z21)，因此，能够抑制载波放大器2的损耗。这并不局限于使Z21成为最大，也可以通过将Z21在一定程度保持为较大的值，然后调整阻抗转换器22的电长度，改变在B区域的负载阻抗，来谋求性能提高。

上述实施例1，相当于将本实施例的阻抗转换器22的电长度取为0的情况。

实施例3

以下，说明本发明的第3实施例。

图11表示本例的放大装置的结构例。

与图1基本相同，改变了载波放大器2的负载阻抗Z92、峰值放大器4的负载阻抗Z52和从节点18观察的阻抗Z72。

此处，如式5所示，节点18的阻抗Z72，分解为载波放大器2侧的负载和峰值放大器4侧的负载来确定。

式5

载波放大器用

2(Z7)与2(Z7)·α的并联  A区间

2(Z7)                   C区间

峰值放大器用

∞                      A区间

2(Z7)·α               C区间

                            ··(式5)

即，将能获得载波放大器2的最大输出的负载阻抗取为2(Z7)，将能获得峰值放大器4的最大输出的负载阻抗取为2(Z7)·α。

图12示出了表示利用载波放大器2的输出匹配电路13和阻抗转换器17进行匹配的一例的史密斯圆图。

首先，关于α＝1的情况，与图3的实线相同，因此省略说明。

接着，对α＜1的情况进行说明。

在输出匹配电路13的负载Z92为Z1时能输出Pm(作为单个载波放大器2为最大输出)这一点没有改变。

在图12中以虚线表示在α＜1时的轨迹。

在为A区间时，Z92在点a2所示的长度L＝0或者λ/2时为{2(Z7)·α/(1+α)}，比Z7小，在点c2所示的L＝λ/4时为[(Z1)²/{2(Z7)·α/(1+α)}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z92在比以Z1为中心的α＝1时的圆上作更大(即，在更大的圆上)的顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a2、点b2、点c2分别与点a2′、点b2′、点c2′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a2′、点b2′、点c2′。因此，只要点b2′处在最佳性能的位置，则设定此时的长度L即可。

在为C区间时，从载波放大器2的输出匹配电路13观察的阻抗Z92，负载阻抗为2(Z7)＝Z1，从放大元件观察的阻抗为ZA。

在输入电平变大而从A区间向C区间转移时，载波放大器2的放大元件12的负载阻抗从b2′向ZA移动。

此外，在点a1′～点b1′～点c1′～点a1′上或者点a2′～点b2′～点c2′～点a2′上没有良好的匹配点时，改变α，使图12的虚线变大、或者使图12的虚线变小，来改变合成点的阻抗，由此能获得最佳点。

此处，载波放大器用的节点18的负载阻抗2Z7与峰值放大器用的节点18的负载阻抗2αZ7的电压相等，因此，需要更多的峰值放大器的输出，但通过提高峰值放大器的供给电压，或者增加输入，就能稍增加输出电平，获得比α＝1高的最大输出。

而且，如果允许比α＝1时的合成输出稍低，就不需要改变供给电压。此外，即使放大元件接近饱和输出，也只要增加输入就能增加输出，因此没有问题。

此时峰值放大器的负载阻抗从无限大经由2Z7向2αZ7(比2Z7小)转移，因此与2αZ7获得匹配。

一般的功率放大元件的负载的最大输出与供给电压大致成正比，因此能够容易地实现。尤其在放大的频率高的附近(例如b2′附近)的效率得到大幅度提升。

接着，对α＞1的情况进行说明。

在输出匹配电路13的负载Z92为Z1时能输出Pm(作为单个载波放大器2为最大输出)这一点没有改变。

在图13中，示出了表示利用载波放大器2的输出匹配电路13和阻抗转换器17进行匹配的一例的史密斯圆图。

在图13中以虚线表示在α＞1时的轨迹。

在为A区间时，Z92在点a5所示的长度L＝0或者λ/2时成为{2(Z7)·α/(1+α)}，比Z7大，在点c5所示的L＝λ/4时成为[(Z1)²/{2(Z7)·α/(1+α)}]。于是，当在0～λ/2的范围变动传输线路(阻抗转换器17)的长度L时，Z92在比以Z 1为中心的α＝1时的圆上作更小(即，在更小的圆上)的顺时针变化。

该以Z1为中心的圆上的阻抗，由载波放大器2的输出匹配电路13映射在以ZA为中心的大致圆上。点a5、点b5、点c5分别与点a5′、点b5′、点c5′对应，表示如果使L发生变化，就能将阻抗变为点a5′、点b5′、点c5′。因此，只要点b5′处在最佳性能的位置，则设定此时的长度L即可。

在为C区间时，从载波放大器2的输出匹配电路13观察的阻抗Z92的负载阻抗为2(Z7)＝Z1。

在输入电平变大而从A区间向C区间转移时，载波放大器2的放大元件12的负载阻抗从点b5′向ZA移动。

即，改变α，改变虚线的圆径，能获得最佳点。

此处，载波放大器用的节点18的负载阻抗2Z7与峰值放大器用的节点18的负载阻抗2αZ7的电压相等，因此，峰值放大器的输出变低，合成输出变低，进而，通过提高载波放大器的供给电压，或者增加输入，就能稍增加输出电平，获得比α＝1高的最大输出。

如果允许比α＝1时的合成输出稍低，则不需要改变供给电压。而且，即使放大元件接近饱和输出，也只要增加输入就能增加输出，因此没有问题。

此时峰值放大器的负载阻抗从无限大经由2Z7向2αZ7转移，因此与2αZ7获得匹配。

一般的功率放大元件的最大输出与供给电压大致成正比，因此能够容易地实现。尤其在放大的频率高的附近(例如b5′附近)的效率得到大幅度提升。

此外，虽然在上述说明中，将传输线路(阻抗转换器17)的长度L取为0～λ/2，但是，例如，有时在安装上也可能存在放大元件12、15比较大而无法使输出匹配电路13、16的匹配电路间的长度在λ/2以下的情况，因此，也可以进一步加长。

如以上这样，本例的放大装置，在合成并输出来自多个放大电路的输出的结构中，作为该多个放大电路，具有使放大元件12在AB级工作的第1放大电路(在本例中为载波放大器2)、和使放大元件15在B级或者C级工作的第2放大电路(在本例中为峰值放大器4)，利用以具有任意的电长度的传输线路(阻抗转换器17)合成第1放大电路的输出和第2放大电路的输出，使各放大电路的最佳负载阻抗不同，由此能够任意设定合成点的负载调制范围，原样保持第1放大电路的最大输出，对于效率、失真、增益中的1以上(也可以是全部)进行最佳的匹配。

而且，在本例的放大装置中，例如，以第2放大电路(在本例中为峰值放大器4)的最大输出负载阻抗与第1放大电路(在本例中为载波放大器2)的最大输出负载阻抗不同为特征。

此外，在本例的放大装置中，例如，第1放大电路(在本例中为峰值放大器2)的最大输出负载阻抗等于具有任意的电长度的传输线路(阻抗转换器17)的传输阻抗。

当然，输出端子A2的负载为Z0，因此，Z2的阻抗也可以改变为能与2(Z7)和2(Z7)·α的并联阻抗获得匹配。

在本例的放大装置中，例如，不拘泥于作为以往的Doherty放大器的特征的使第1放大电路(在本例中为载波放大器2)和第2放大电路(在本例中为峰值放大器4)的最大输出负载阻抗相同的做法，能够通过任意改变负载调制范围来做成性能优异的高效率放大器。

尤其是基于负载调制的特性变化，取决于放大元件的种类等，通过改变为普通的Doherty电路的2倍以下或者以上，能够不依赖放大元件地实现高效率化。

与本例不同，通过将载波放大器的输出匹配电路2的最大输出负载阻抗和阻抗变量器的阻抗变更为2αZ7，和将峰值放大器4的最大输出阻抗取为2Z7的相反的组合，可以获得同样的效果。

实施例4

以下，说明本发明的第4实施例。

如将对图1的改良表示于图5那样，用同样的方法将对图11的改良表示于图14。

阻抗转换器23，在本例中由传输线路构成，将从该传输线路观察峰值放大器4的输出匹配电路16侧的阻抗Z22，向从节点18侧观察峰值放大器4的输出匹配电路16侧时的阻抗Z23做大的转换，使得在输入电平低，峰值放大器4的放大元件15没有工作时，信号不流入该峰值放大器4。

实施例5

以下，说明本发明的实施例5。

在图11、图14的例子中，能获得载波放大器2、峰值放大器4的最大输出的阻抗分别是Z92为2(Z7)(＝Z1)、Z52为2(Z7)·α，能够想到，由于其各不相同，所以开发时和调整时必须应对2种匹配电路，有可能导致生产率低等。因此，使能获得最大输出负载阻抗的输出电路13、16的负载阻抗相同，然后仅用转换器进行转换，则操作性好。因此，如图15所示，将能获得峰值放大器4的输出匹配电路的最大输出的阻抗Z28取为与Z92相等的2(Z7)，用阻抗转换器24将Z27转换为2(Z7)·α。即，利用阻抗转换器24将能获得峰值放大器4的输出匹配电路的最大输出的阻抗Z28(＝Z92＝2(Z7))，转换为不同的值Z27(＝2(Z7)·α)。

阻抗转换器24也可以利用λ/4线路，只要能进行阻抗转换，也可以使用其他方法。

阻抗转换器25为2(Z7)·α，因此，将2(Z7)·α保持至节点18。即，能够传送C区间的最大输出。在输入信号少的A区间，Z26由阻抗转换器25转换为较大的阻抗Z25。

其他的动作与图1的实施例相同。

此外，为了与延迟、相位关系对应，相位器21的移相量发生改变。有时也输入载波放大器侧。

实施例6

以下，说明本发明的第6实施例。

图6表示本例的放大装置的结构例。

本例的放大装置，包括输入端子A11、分配器31、作为多个载波放大器的n个载波放大器B1～Bn、作为多个峰值放大器的m个峰值放大器C1～Cm，连接来自n个载波放大器B1～Bn的输出与来自m个峰值放大器C1～Cm的输出的阻抗转换器32、输出侧的阻抗转换器33、输出端子A12、以及输出负载34。

本例的放大装置，例如，适宜于像图1、图5、图11、图14、图15那样，仅利用2个放大电路时输出电平不足的场合，并联设置多个载波放大器B1～Bn，并联设置多个峰值放大器C1～Cm，并且，进行图3、图4或者图12、图13等的匹配。另外，作为其他结构例，也可以做成将载波放大器与峰值放大器中的任一者的数量取为1个，另一者则设置多个这样的结构。

而且，作为其他结构例，也可以做成具有如图1、图5、图11、图14、图15所示那样的相位器3、21的结构，或者具有如图5、图14、图15所示那样的峰值放大器4的输出侧的阻抗转换器22、23、24、25的结构。

以下，说明利用本例的放大装置进行的动作的一例。

输入端子A11被输入要输入到本例的放大装置的输入信号。

分配器31向(n+m)个信号分配从输入端子A11输入的信号。各分配信号被输入各载波放大器B1～Bn和各峰值放大器C1～Cm。

各载波放大器B1～Bn，例如，具有与图1所示的载波放大器2同样的功能，来自这些n个载波放大器B1～Bn的输出在合成后被输入阻抗转换器32。

各峰值放大器C1～Cm，例如，具有与图1所示的峰值放大器4同样的结构，来自这些m个峰值放大器C1～Cm的输出在合成后与来自阻抗转换器32的输出合成。该合成信号经由输出侧的阻抗转换器33从输出端子A12输出。

输出侧的阻抗转换器33，例如，由λ/4变量器构成，将位于峰值放大器C1～Cm的输出侧的合成点(节点)的阻抗转换成作为输出负载34的Z0。

如以上这样，在本例的放大装置中，输入信号被分配器31作(n+m)分配，n个分配信号被从小信号输入到大信号输入动作的AB级的放大器(在本例中为载波放大器B1～Bn)放大，m个分配信号被大信号输入动作的B级或者C级的放大器(在本例中为峰值放大器C1～Cm)放大。

此处，作为m个峰值放大器C1～Cm，例如，可以都从相同的输入电平开始动作，或者也可以对于各峰值放大器C1～Cm使偏置电平(bias level)不同，随着输入电平的增加陆续开始动作。

实施例7

以下，说明本发明的实施例7。

图7表示本例的放大装置的结构例。

本例的放大装置，在与图6所示的结构相同的基础上，还在分配器31与各个载波放大器B1～Bn之间具有在AB级工作的放大器(前置放大器)D1～Dn，并且，在分配器31与各个峰值放大器C1～Cm之间具有在AB级或者B级或者C级工作的放大器(前置放大器)E1～Em。如此，本例的放大装置，在载波放大器B1～Bn和峰值放大器C1～Cm的各自的前级，从属连接有前置放大器D1～Dn、E1～Em。

一般而言，在放大器中，为了获得必要的增益而使用多个放大元件。例如，在图1、图2、图5、图11、图14、图15所示的放大装置中从属连接前置放大器使用。但是，在这种放大装置的电路中存在分配器1，分配给峰值放大器4的功率在该峰值放大器4不动作的A区间未被有效使用而是被反射。即，即使将由前置放大器放大的信号从图1、图2、图5、图11、图14、图15所示的放大装置的输入端子A1输入，被输入的功率也成为分配损耗。Doherty放大器的电源附加效率由于该分配损耗而降低。

与此相对，本例的放大装置改善了电源效率，因此是适宜的放大装置。

此处，各前置放大器D1～Dn、E1～Em，根据需要而具有输入匹配电路、输出匹配电路。而且，作为这些前置放大器D1～Dn、E1～Em，例如，可以全部使用相同的结构，或者也可以使各个前置放大器的动作级不同。此外，例如也可以将多个前置放大器级联(cascode)连接使用。而且，例如也可以像将所有的载波放大器B1～Bn用的前置放大器D1～Dn汇总成1个的结构或者将所有的峰值放大器C1～Cm用的前置放大器E1～Em汇总成1个的结构这样，将多个前置放大器汇总成1个共用。

虽然在本例中说明了在图6所示的放大装置还具有前置放大器D1～Dn、E1～Em的结构，但也可以使用例如这样的结构，即，在如图1、图2、图5、图11、图14、图15所示的放大装置中，在分配器1与载波放大器2之间具有前置放大器的结构；或者在分配器1与相位器3、21之间或者在相位器3、21与峰值放大器4之间具有前置放大器的结构。

如以上这样，本例的放大装置，在具有将对该放大装置的输入信号分配成多个的分配器31、第1放大电路(在本例中为多个载波放大器B1～Bn)、以及第2放大电路(在本例中为多个峰值放大器C1～Cm)的结构中，还具有用AB级对来自分配器31的输出进行放大并输出至第1放大电路的第1前置放大器(在本例中为多个前置放大器D1～Dn)、和用AB级或者B级或者C级对来自分配器31的输出进行放大并输出至第2放大电路的第2前置放大器(在本例中为多个前置放大器E1～Em)。

在本例的放大装置中，例如，在输入信号更小的电平中，由分配器31分配该输入信号，因此，分配损耗小，结果能够改善放大装置整体的电源效率。这种效果例如在载波放大器B1～Bn的放大元件等的增益小时尤其显著。

此处，作为本发明的放大装置等的结构，并不限于以上所述，也可以使用各种各样的结构。

而且，作为本发明的适用领域，并不限于以上所述，本发明可以适用于各种各样的领域。

工业可利用性

正如以上说明的，按照本发明的放大装置，包括：分配信号的分配器；用AB级对所分配的第1信号进行放大的载波放大器；用B级或者C级对所分配的第2信号进行放大的峰值放大器；与载波放大器的输出相连接的、具有任意的电长度的第1传输线路；与峰值放大器的输出相连接的、具有任意的电长度的第2传输线路；以及合成端，合成第1传输线路的输出与第2传输线路的输出，在如上述这样的结构中，合成端的阻抗，与利用第1传输线路和第2传输线路分别进行了转换的载波放大器和峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗不同地进行了设定，使得设定为能提升性能的值，因此，例如与以往的Doherty放大器相比，能够通过获得适当的匹配来改善性能。

而且，合成端阻抗作为与载波放大器和峰值放大器的最大输出时的负载阻抗不同的负载阻抗进行合成，能够任意设定载波放大器的负载调制范围，可以改善性能。

此外，按照本发明的放大装置，做成载波放大器侧的第1放大电路具有在AB级工作的第1前置放大器，峰值放大器侧的第2放大电路具有以从A级至C级之间的任意级工作的第2前置放大器，因此，能够进一步提高效率。

Claims (4)

1.一种放大信号的放大装置，其特征在于，

包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

设定上述合成端的阻抗，使其与由上述第1阻抗转换器和上述第2阻抗转换器分别进行了转换的上述载波放大器和上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗不同。

2.一种放大信号的放大装置，其特征在于，

包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

使上述载波放大器与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗不同，使上述合成端的阻抗与上述载波放大器和上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗的并联阻抗一致。

3.一种放大信号的放大装置，其特征在于，

包括：

分配单元，将上述信号分配为第1信号和第2信号；

载波放大器，用AB级对上述分配单元所分配的上述第1信号进行放大；

峰值放大器，用B级或者C级对上述分配单元所分配的上述第2信号进行放大；

第1阻抗转换器，与上述载波放大器的输出相连接，具有任意的电长度；

第2阻抗转换器，与上述峰值放大器的输出相连接，具有任意的电长度；以及

合成端，合成上述第1阻抗转换器的输出与上述第2阻抗转换器的输出，

上述载波放大器与上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗相同，

在上述峰值放大器与上述第2阻抗转换器之间，具有将上述峰值放大器的最大输出时的负载阻抗转换为与上述载波放大器的最大输出时的负载阻抗不同的值的阻抗转换器，合成点的阻抗，取为将上述载波放大器的最大负载阻抗与上述阻抗转换器转换后的阻抗并联的阻抗。

4.根据权利要求1或者权利要求2或者权利要求3所述的放大装置，其特征在于：

上述载波放大器侧的第1放大电路，具有在AB级工作的第1前置放大器，

上述峰值放大器侧的第2放大电路，具有在A级至C级间的任一级工作的第2前置放大器。

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