CN101150324A - 射频接收器及其运行方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种射频接收器及其运行方法。所述射频接收器包括射频前端和与其相连的基带处理模块，所述基带处理模块接收包括期望信号和干扰信号时域训练符号以及时域数据符号的时域信号。所述基带处理模块包括用于处理期望信号和干扰信号时域训练符号来得到各自的时域信道估计值的信道估计器、用于将时域信道估计值转换到频域来产生频域信道估计值的快速傅立叶变换器、用于基于频域信道估计值来产生频域均衡器系数的权重计算模块、用于将频域均衡器系数转换到时域来产生时域均衡器系数的快速傅立叶逆变换器、使用时域均衡器系数对时域数据符号进行均衡处理的均衡器。

Description

射频接收器及其运行方法

技术领域

本发明涉及无线通信***，更具体地说，涉及无线通信***中的无线电收发器进行的数据通信的均衡。

背景技术

蜂窝无线通信***支持世界上许多地区的无线通信服务。蜂窝无线通信***包括在各自服务区内与无线终端进行通信的“网络基础设施”。典型的网络基础设施包括分布在服务区域内的众多基站，每个基站支持在各自蜂窝单元内(或区段组内)的无线通信。基站与基站控制器(BSC)耦合，每个BSC为若干基站服务。每个BSC与移动交换中心(MSC)连接。每个BSC也直接或间接地与因特网相连。

在操作中，每个基站与若干在其服务单元/区段内的无线终端进行通信。与基站耦合的BSC在MSC和正在服务的基站之间传送语音信息。MSC将该语音通信路由给另一个MSC或PSTN。BSC在服务基站和可能包括因特网或者与因特网相连的分组数据网络之间路由数据通信。从基站到无线终端的传送称为“前向链路”传输，而从无线终端到基站的传送称为“反向链路”传输。前向链路上传送的数据量常常大于反向链路上的数据量。这是因为数据用户常常请求从数据源(例如网络服务器)得到数据，而网络服务器提供数据给无线终端。

基站和其服务的无线终端之间的无线链路常常是按照一个或多个运行标准运行。这些运行标准定义了无线链路的分配、安装、服务、拆除的方式。目前普遍采用的蜂窝标准有全球移动通信***(GSM)标准、北美码分多址(CDMA)标准、以及北美时分多址(TDMA)标准等。这些运行标准既支持语音通信也支持数据通信。最近引入的标准有通用移动通信服务(UMTS)/宽带CDMA(WCDMA)标准。UMTS和WCDMA标准采用了CDMA的原理并且支持语音和数据的大吞吐量。

基站和受服务的无线终端之间的无线链路称为“信道”。信道会对其所服务的无线传输产生失真或加入噪音。“信道均衡”是无线接收器(例如无线终端)所采用的一个处理步骤，目的在于消除信道的影响。虽然信道均衡操作对于消除信道的影响肯定有帮助，但是信道的特征总在改变。所以，信道均衡器的系数必须不断地更新。然而，信道均衡器系数的产生是一个困难和费时的过程。因此，需要对确定信道均衡器系数的方法进行改进。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明提出一种射频接收器的运行方法，包括：

对于处理第一时域信号的第一个分集路径：

产生第一期望信号时域信道估计值，并将所述第一期望信号时域信道估计值转化到频域，产生第一期望信号频域信道估计值；

产生第一干扰信号时域信道估计值，并将所述第一干扰信号时域信道估计值转化到频域，产生第一干扰信号频域信道估计值；

对于处理第二时域信号的第二个分集路径：

产生第二期望信号时域信道估计值，并将所述第二期望信号时域信道估计值转化到频域，产生第二期望信号频域信道估计值；

产生第二干扰信号时域信道估计值，并将所述第二干扰信号时域信道估计值转化到频域，产生第二干扰信号频域信道估计值；以及

对于所述射频接收器的第二分集路径：

根据所述第一期望信号频域信道估计值、第一干扰信号频域信道估计值、第二期望信号频域信道估计值、第二干扰信号频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数；

将所述第一频域均衡器系数转换到时域，产生第一时域均衡器系数；

将所述第二频域均衡器系数转换到时域，产生第二时域均衡器系数；

使用所述第一时域均衡器系数来均衡所述第一时域信号的第一期望信号时域数据符号；

使用所述第二时域均衡器系数来均衡所述第二时域信号的第二期望信号时域数据符号。

优选地，所述产生第一期望信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第一时域信号的第一期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第一期望信号时域训练符号产生所述第一期望信号时域信道估计值；

对所述第一期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一期望信号频域信道估计值；并且

所述产生第二期望信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第二时域信号的第二期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第二期望信号时域训练符号产生所述第二期望信号时域信道估计值；

对所述第二期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二期望信号频域信道估计值。

优选地，所述产生第一干扰信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第一时域信号的第一干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第一干扰信号时域训练符号产生所述第一干扰信号时域信道估计值；

对所述第一干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一干扰信号频域信道估计值；并且

所述产生第二干扰信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第二时域信号的第二干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第二干扰信号时域训练符号产生所述第二干扰信号时域信道估计值；

对所述第二干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二干扰信号频域信道估计值。

优选地，所述将第一频域均衡器系数转换为第一时域均衡器系数进一步包括：

对所述第一频域均衡器系数进行快速傅立叶逆变换来产生所述第一时域均衡器系数；

对所述第一时域均衡器系数进行选择排序；并且

所述将第二频域均衡器系数转换为第二时域均衡器系数进一步包括：

对所述第二频域均衡器系数进行快速傅立叶逆变换来产生所述第二时域均衡器系数；

对所述第二时域均衡器系数进行选择排序。

优选地，所述方法进一步包括：将所述经过均衡的第一期望信号时域数据符号和第二期望信号时域数据符号进行合并来产生复合均衡时域数据符号。

优选地，所述基于第一频域信道估计值和第二频域信道估计值产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数进一步包括：执行最小均方误差算法来产生所述第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数。

优选地，所述第一分集路径和第二分集路径接收单个射频发射的时域信号的不同多路径形式。

优选地，所述射频接收器支持以下无线操作：蜂窝无线通信、无线城域网通信、无线局域网通信、无线个人网络通信。

根据本发明的另一个方面，本发明提出一种射频接收器的运行方法，包括：

接收时域信号，所述时域信号包括期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号；

处理所述期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值；

处理所述干扰信号时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值；

将所述期望信号时域信道估计值转换到频域以产生期望信号频域信道估计值；

将所述干扰信号时域信道估计值转换到频域以产生干扰信号频域信道估计值；

基于所述期望信号时域信道估计值和干扰信号时域信道估计值产生频域均衡器系数；

将所述频域均衡器系数转换到时域以产生时域均衡器系数；

使用所述时域均衡器系数对所述期望信号时域数据符号进行均衡处理。

优选地，所述处理期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值进一步包括：

对所述期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的期望信号时域训练符号产生所述期望信号时域信道估计值。

优选地，所述处理干扰信号时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值进一步包括：

对所述干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的干扰信号时域训练符号产生所述干扰信号时域信道估计值。

优选地，所述基于期望信号频域信道估计值和干扰信号频域信道估计值产生频域均衡器系数进一步包括：执行最小均方误差算法来产生所述频域均衡器系数。

优选地，所述射频接收器支持以下无线操作：蜂窝无线通信、无线城域网通信、无线局域网通信、无线个人网络通信。

根据本发明的一个方面，本发明还提出一种射频接收器，包括：

射频前端；

与所述射频前端耦合的基带处理模块，所述基带处理模块进一步包括：

第一分集路径，所述第一分集路径用于产生第一期望信号时域信道估计值，并将所述第一期望信号时域信道估计值转化到频域以产生第一期望信号频域信道估计值；以及产生第一干扰信号时域信道估计值，并将所述第一干扰信号时域信道估计值转化到频域以产生第一干扰信号频域信道估计值；

第二分集路径，所述第二分集路径用于产生第二期望信号时域信道估计值，并将所述第二期望信号时域信道估计值转化到频域以产生第二期望信号频域信道估计值；以及产生第二干扰信号时域信道估计值，并将所述第二干扰信号时域信道估计值转化到频域以产生第二干扰信号频域信道估计值；

均衡器权重计算模块，用于根据所述第一期望信号频域信道估计值、第一干扰信号频域信道估计值、第二期望信号频域信道估计值、第二干扰信号频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数；

所述第一分集路径进一步将所述第一频域均衡器系数转换到时域以产生第一时域均衡器系数，并使用所述第一时域均衡器系数来均衡所述第一时域信号的第一期望信号时域数据符号；

所述第二分集路径进一步将所述第二频域均衡器系数转换到时域以产生第二时域均衡器系数，并使用所述第二时域均衡器系数来均衡所述第二时域信号的第二期望信号时域数据符号。

优选地，在产生所述第一期望信号时域信道估计值并将所述第一期望信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第一期望信号频域信道估计值时，所述第一分集路径进一步用于：对所述第一时域信号的第一期望信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第一期望信号时域训练符号产生所述第一期望信号时域信道估计值；以及对所述第一期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一期望信号频域信道估计值：并且

在产生所述第二期望信号时域信道估计值并将所述第二期望信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第二期望信号频域信道估计值时，所述第二分集路径进一步用于：对所述第二时域信号的第二期望信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第二期望信号时域训练符号产生所述第二期望信号时域信道估计值；以及对所述第二期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二期望信号频域信道估计值。

优选地，在产生所述第一干扰信号时域信道估计值并将所述第一干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第一干扰信号频域信道估计值时，所述第一分集路径进一步用于：对所述第一时域信号的第一干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第一干扰信号时域训练符号产生所述第一干扰信号时域信道估计值；以及对所述第一干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一干扰信号频域信道估计值；并且

在产生所述第二干扰信号时域信道估计值和将所述第二干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第二干扰信号频域信道估计值时，所述第二分集路径进一步用于：对所述第二时域信号的第二干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第二干扰信号时域训练符号产生所述第二干扰信号时域信道估计值；对所述第二干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二干扰信号频域信道估计值。

优选地，所述射频接收器进一步包括：

合并器，所述合并器将所述经过均衡的第一期望信号时域数据符号和第二期望信号时域数据符号进行合并来产生复合均衡时域数据符号。

优选地，在基于所述第一期望信号频域信道估计值、第一干扰信号频域信道估计值、第二期望信号频域信道估计值和第二干扰信号频域信道估计值来产生所述第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数时，所述均衡器权重计算模块进一步执行最小均方误差算法来产生所述第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数。

所述第一分集路径和第二分集路径接收单个射频发射的时域信号的不同多路径形式。

优选地，所述射频接收器支持以下无线操作：蜂窝无线通信、无线城域网通信、无线局域网通信、无线个人网络通信。

根据本发明的另一个方面，本发明还提出一种射频接收器，包括：

射频前端；

与所述射频前端耦合的基带处理模块，所述基带处理模块接收包括有期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号的时域信号，并且所述基带处理模块进一步包括：

至少一个信道估计器，用于处理所述期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值，并处理所述干扰信号时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值；

至少一个快速傅立叶变换器，用于将所述期望信号时域信道估计值转换到频域以产生期望信号频域信道估计值，并将所述干扰信号时域信道估计值转换到频域以产生干扰信号频域信道估计值；；

权重计算器，用于基于所述期望信号时域信道估计值和干扰信号时域信道估计值产生频域均衡器系数；

快速傅立叶逆变换器，用于将所述频域均衡器系数转换到时域以产生时域均衡器系数；

均衡器，用于使用所述时域均衡器系数对所述时域数据符号进行均衡处理。

优选地，在处理所述期望信号时域训练符号来产生所述期望信号时域信道估计值时，所述基带处理模块进一步用于对所述期望信号时域训练符号进行群集路径处理；以及基于所述经过群集路径处理后的期望信号时域训练符号产生所述期望信号时域信道估计值；并且

在处理所述干扰信号时域训练符号以产生所述干扰信号时域信道估计值时，所述基带处理模块进一步用于对所述干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；以及基于所述经过群集路径处理后的干扰信号时域训练符号产生所述干扰信号时域信道估计值。

优选地，在将所述频域均衡器系数转换为时域均衡器系数时，所述基带处理模块进一步用于对所述频域均衡器系数执行快速傅立叶逆变换来产生所述时域时域均衡器系数，并对所述时域均衡器系数进行选择排序。

优选地，在基于所述期望信号频域信道估计值和干扰信号频域信道估计值来产生频域均衡器系数时，所述基带处理模块进一步用于执行最小均方误差算法来产生所述频域均衡器系数。

优选地，所述射频前端和所述基带处理模块支持以下无线操作：蜂窝无线通信、无线城域网通信、无线局域网通信、无线个人网络通信。

本发明的其它特征和优势将在以下的说明书中结合附图和具体实施例得到进一步详述。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是支持根据本发明运行的无线终端的蜂窝无线通信***的局部示意图；

图2是根据本发明构建的无线终端的功能框图；

图3是根据本发明一个实施例的多射频前端(接收器/发送器)无线电装置的框图；

图4是根据本发明实施例的基带处理模块的各组成部分的示意图；

图5是根据本发明第一实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图；

图6是根据本发明第二实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图；

图7是根据本发明实施例的均衡操作的流程图；

图8是根据本发明实施例的均衡操作的流程图；

图9是执行根据本发明实施例的均衡操作的复合信道模型的示意图；

图10是根据本发明第三实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图；

图11是根据本发明第三实施例的均衡操作的流程图；

图12是根据本发明第四实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图；

图13是根据本发明第四实施例的均衡操作的流程图。

具体实施方式

图1是支持根据本发明运行的无线终端的蜂窝无线通信***100的部分***示意图。蜂窝无线通信***100包括公用交换电话网络(PSTN)接口101(例如，移动交换中心)、包括有GPRS支持节点、EDGE支持节点、WCDMA支持节点和其他组成部分的无线网络分组数据网络(N/W PDN)102、无线电网络控制器/基站控制器(RNC/BSC)152和154以及基站/节点103、104、105和106。无线网络分组数据网络102与附加的私人和公共数据网络114(例如，因特网、广域网、局域网等)连接。传统的语音终端121与PSTN 110连接。基于语音因特网协议(VoIP)的终端123和个人计算机125与因特网/局域网114连接。PSTN接口101与PSTN 110连接。当然，这一特殊的结构可能在不同的***有所不同。

每个基站/节点103-106服务一个蜂窝单元/一组区段，在其内支持无线通信。无线链路包括正向链路和反向链路，支持基站和其服务的无线终端之间的无线通信。这些无线链路支持数字数据通信、VoIP通信、数字多媒体通信。蜂窝无线通信***100也能向后兼容，支持模拟操作。蜂窝无线通信***100支持一个或多个的UMTS/WCDMA标准、GSM标准、GSM通用分组无线业务(GPRS)扩展到GSM、EDGE标准、一个或多个的WCDMA标准、和/或各种其他CDMA标准、TDMA标准和/或FDMA标准等。无线终端116、118、120、122、124、126、128和130通过与基站/节点B103-106的无线链路连接到蜂窝无线通信***100。如图所示，无线终端包括蜂窝电话116和118、笔记本电脑120和122、台式机124和126、数据终端128和130。然而，蜂窝无线通信***100也支持其它类型的无线终端。一般，像笔记本电脑120和122、台式机124和126、数据终端128和130，以及蜂窝电话116和118，能够在因特网114(分组数据网络)上“冲浪”。发送和接收数据通信，例如电子邮件，发送和接收文件，以及进行其他一些数据操作。这些数据操作大多具有明显的下载数据率需求而上传数据率需求小得多。一些或所有的无线终端116-130因此能够支持EDGE运行标准、GPRS标准、UMTS/WCDMA标准、HSDPA标准、WCDMA标准、和/或GSM标准。进一步，一些或所有的无线终端116-130能够进行本发明的均衡操作来支持高速运行标准。

图2是根据本发明构建的无线终端的功能框图。该无线终端包括主机处理组件202和相连的射频模块204。对于蜂窝电话来说，主机处理组件和射频模块204在一个机壳中。在一些蜂窝电话中，主机处理组件202和部分或全部射频模块204的组件在一个集成电路(IC)上形成。对于个人数字助理主机、笔记本电脑主机、和/或个人电脑主机来说，射频模块204可设置在扩展卡或母板上，因此，它们与主机处理组件202处在不同的机壳中。主机处理组件202包括至少一个处理模块206、存储器208、射频接口210、输入接口212、输出接口214。处理模块206和存储器208执行指令来支持主机终端的功能。例如，在蜂窝电话主机设备中，处理模块206进行用户接口操作并且执行主机软件程序等操作。

射频接口210允许从射频模块204接收和发送数据。对从射频模块204接收到的数据(如，入站数据)，射频接口210提供数据给处理模块206以便进一步处理和/或发送到输出接口214。输出接口214提供连接到例如显示器、监视器、扬声器等显示接收到的数据的显示设备。射频接口210也将来自处理模块206的数据提供给射频模块204。处理模块206可通过输入接口212接收来自如键盘、键区、麦克风等输入设备的出站数据或自己本身产生数据。对于通过输入接口212接收到的数据，处理模块206可在数据上执行相应的主机功能和/或通过射频接口210将它发送到射频模块204。

射频模块204包括主机接口220、基带处理模块(基带处理器)222、模数转换器224、滤波/增益模块226、降频变换模块228、低噪声放大器230、本机振荡模块232、存储器234、数模转换器236、滤波/增益模块238、升频变换模块240、功放242、RX滤波模块264、TX滤波模块258、TX/RX切换模块260和天线248。天线248可以是由发送和接收路径共享的(半双工)的单一天线，或者包括发送路径和接收路径分开(双工)的天线。天线的实现将由无线通信设备所依照的特定标准来决定。

基带处理模块222与存储在存储器234中的可运行指令相结合，执行数字接收器功能和数字发送器功能。数字接收器功能包括但不限于数字中频到基带转换、解调、星座逆映射、去扰频、和/或解码。数字发送器功能包括但不限于解码、扰频、星座映射、调制、和/或数字基带到中频的转换。由基带处理模块222提供的发送和接收功能可能用公用的设备或单独的处理器件实现。处理器件可包括微处理器、微控制器、数字信号处理器、微型计算机、中央处理单元、现场可编程门阵列、可编程逻辑器件、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路、和/或任何基于运行指令来控制信号(模拟和/或数字)的设备。存储器234可以是存储装置或者若干存储装置的集合体。该存储装置可以是只读存储器、随机存取存储器、易失性存储器、非易失性存储器、固态存储器、动态存储器、闪存、和/或任何可存储数字信息的装置。注意，当基带处理模块222通过状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路实现其一个或者多个功能时，存储相应的操作指令的存储器是嵌入在包含状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路的电路中的。

在操作时，射频模块204通过主机接口220接收来自主机处理组件的出站数据250。主机接口220将出站数据250发送到基带处理模块222，此模块依照某一特定的无线标准(例如，UMTS/WCDMA、GSM、GPRS、EDGE等)处理出站数据250，产生数字传输格式数据252。数字传输格式数据252是数字基带信号或者数字低中频信号，其低中频的频率范围在0至几千赫兹/兆赫兹之间。

数模转换器236将数字传输格式数据252从数字域转换到模拟域。滤波增益模块238在将此模拟信号提供给升频转换模块240之前对其进行滤波和/或调节其增益。升频转换模块240基于本机振荡模块232提供的本机振荡254，直接将模拟基带或低中频信号转换成射频信号。功放242将射频信号放大，产生出站射频信号256并且用TX滤波模块258对此信号进行滤波。TX/RX切换模块260从TX滤波模块258接收经过放大和滤波的信号并将输出的射频信号256提供给天线248，天线248将出站射频信号256传送到如基站103～106这样的目标设备。

射频模块204也接收基站通过天线248、TX/RX切换模块260、RX滤波模块264发送的入站射频信号262。低噪声放大器230接收入站射频信号262并将其放大。低噪声放大器230将放大了的入站射频信号提供给降频转换模块228，此模块基于本机振荡模块232提供的接收器本地振荡266将放大了的入站射频信号转换为入站低频信号或基带信号。降频转换模块228提供入站低频信号(或基带信号)给滤波/增益模块226，将信号提供给模数转换器224之前对其进行滤波和/或调节其增益。模数转换器224将滤波后的低频信号(或基带信号)从模拟域转换到数字域来产生数字接收格式的数据268。基带处理模块222解调、逆映射、去扰频、和/或对接收格式数据268解码来依照射频模块204执行的某一特定的无线通信标准重获入站数据270。主机接口220通过射频接口210提供重获的入站数据270给主机处理组件202。

可以了解的是，射频模块204的所有组件，包括基带处理模块222和射频前端组件，可在一块集成电路上形成。在另外的构造中，射频模块204的基带处理模块222和射频前端组件可在不同的集成电路上形成。射频模块204可与主机处理组件202形成在同一块集成电路上。在另外的实施例中，基带处理模块222和主机处理组件202可形成在不同的集成电路上。所以，图2中的所有组件，除了天线、显示器、扬声器等和键盘、键区、麦克风等以外，都可在同一块集成电路上形成。许多不同的集成电路构造可适用而不脱离本发明的教导。根据本发明，基带处理模块222对数字传输格式数据(基带TX信号)252以新的方式进行均衡处理。各种均衡的操作技术将在图3至图13中得到进一步描述。

图3是根据本发明一个实施例构建的多射频前端(接收器/发送器)射频模块300的构造示意图。射频模块300包括基带处理模块222和若干射频前端，包括射频前端1 302、射频前端2 304、射频前端3 306、射频前端N 308。这些射频前端302、304、306和308分别由天线310、312、318、316为其服务。射频模块300可为传播的单一信号的若干分集路径服务。所以，在分集路径一个简单实施例中，射频模块300包括第一射频前端302、第二射频前端304和基带处理模块222。这一实施例将参考图5给出进一步描述。或者，多个射频前端302-308可为多输入多输出(MIMO)通信服务，每个前端302～308被分别指定给相应的MIMO数据路径。MIMO通信目前以WLAN的形式实现，如IEEE 802.11n。在每种情况下，本发明的原理也可应用到有两个或多个射频前端的射频模块300中。

图4是根据本发明一个实施例的基带处理模块的各组件的示意图。基带处理模块(基带处理器)222包括处理器402、存储器接口404、板上存储器406、上行/下行链路接口408、TX处理组件410、TX接口412。基带处理模块222进一步包括RX接口414、蜂窝搜寻模块416、多径扫描模块418、耙指接收器(rake receiver)合并器420、涡轮(Turbo)解码模块422。基带处理模块222在某些实施例中与外部存储器234相连接。然而，在另外的实施例中，存储器406满足基带处理模块402的存储需求。

如在图2中已经描述过的那样，基带处理模块接收来自相连的主机处理组件202的出站数据250并提供入站数据270给相连的主机处理组件202。此外，基带处理模块222提供数字格式的传输数据(基带TX信号)252给相连的射频前端。基带处理模块222从相连的射频前端接收数字接收格式数据(基带RX信号)268。如在图2中已经描述过的那样，一个ADC 224产生接收格式的数据(基带RX数据)268，同时射频前端的DAC 236从基带处理模块222接收数字发射格式数据(基带TX信号)252。

根据本发明的具体实施例，在图4中，下行链路/上行链路接口408能够从相连的主机处理组件(例如，通过主机接口220的主机组件202)接收出站数据250。此外，下行链路/上行链路接口408能够通过主机接口220提供入站数据270给相连的主机处理组件202。TX处理组件410和TX接口412如在图2中那样与射频前端和下行链路/上行链路接口408相连。TX处理组件410和TX接口412能够从下行链路/上行链路接口404接收出站数据，处理出站数据进而如图2中所示的那样产生基带TX信号252并且输出基带TX信号252给射频前端。RX处理组件包括RX接口414、耙指接收器合并器420，并且在一些实施例中处理器402能够从射频前端接收RX基带信号268。

根据本发明，射频接收器中的均衡处理操作可用基带处理模块222的一个或多个部件来实现。在第一个构造中，均衡操作用处理器402的均衡操作415a实现。均衡操作415a可能用软件、硬件、或者软硬件相结合来实现。当均衡操作415a用软件指令来实现时，处理器402通过存储器接口404检索指令并且执行这些指令来实现均衡操作415a。

在另外的构成中，专用的均衡部件415b设置在RX接口414和模块416、418和420之间并且执行本发明的均衡操作。在此构造中，均衡操作415b可能通过硬件、软件或软硬件相结合来实现。根据本发明的另外的均衡操作构造中，均衡操作415c在耙指接收器合并器模块420中通过均衡操作415c来实现。均衡操作415c可通过硬件、软件或软硬件相结合来实现，以执行本发明的均衡操作。

如图4中进一步所示，数据接收格式的数据268包括多个信号路径。每个信号路径可从相应的图3中所示的射频前端接收到。因此，每个数字接收格式数据的不同形式268可以是单个的接收信号的不同多路径版本，或者是像MIMO***中的不同射频信号的不同的多径形式。

图5是根据本发明第一实施例的基带处理模块中的均衡组件的示意图。基带处理模块222的这些组件执行本发明的均衡操作。当然，基带处理模块222中除了图5所示的这些组件外，还可包括其它的组件。图5的功能部件可用专用的硬件、通用硬件、软件或它们的组合来实现。

图5中的基带处理模块222的这些组件包括第一分集路径组件、第二分集路径组件以及公用的组件。如图3中所描述的，射频收发器(发射器/接收器)可包括有多个接收信号路径。这多个接收信号路径可包括有对一个发射信号的不同多路径形式进行操作的组件，或包括有对包含不同数据的信号进行操作的组件。根据图5的实施例中，功能组件对一个射频发送时域信号的不同多路径形式进行操作。

第一分集路径组件包括群集路径处理器(CPP)/信道估计模块504、傅立叶变换(FFT)模块506、乘法器512、傅立叶逆变换(IFFT)模块514、选择排序(tap ordering)模块516、时域均衡器518。第二分集路径组件包括群集路径处理器/信道估计模块524、傅立叶变换(FFT)模块526、乘法器530、傅立叶逆变换模块532、选择排序模块534、时域均衡器536。图5中射频接收器的共用处理模块包括最小均方差(MMSE)权重计算模块510、噪声方差估计模块502和合并器538。

在其操作过程中，第一分集路径对第一时域信号502进行处理。第一时域信号502包括第一时域训练符号和第一时域数据符号。一般地，射频***中的发送符号的帧通常包括具有训练符号的前导部分和携带数据符号的有效载荷部分。训练符号被信道估计操作用来产生均衡器系数，其在随后被用于数据符号的均衡。CPP/信道估计模块504能够处理第一时域信号502的第一时域训练符号，进而产生第一时域信道估计值508。FFT部件506能够将第一时域信道估计值转换到频域来产生第一频域信道估计值508。

相似地，第二分集路径接收包括第二时域训练符号和第二时域数据符号的第二时域信号522。CPP/信道估计模块524处理第二时域信号502的第二时域训练符号，进而产生第二时域信道估计值。FFT模块526将第二时域信道估计值转换到频域来产生第二频域信道估计值528。

MMSE/权重计算模块510从噪声方差估计模块502接收噪声方差估计参数，进而基于第一频域信道估计值508和第二频域信道估计值528产生第一频域均衡器系数511和第二频域均衡器系数513。

再看第一分集路径，乘法器512将FFT模块506的输出和第一频域均衡器系数511相乘。然而，在另外的实施例中，乘法器512只是传递第一频域均衡器系数511。之后，IFFT模块将经乘法器512处理后的第一频域均衡器系数511转换到时域来产生第一时域均衡器系数。然后，选择排序模块516对第一时域均衡器系数进行排序，产生经过选择排序的时域均衡器系数给时域均衡器518。时域均衡器518使用从选择排序模块516得到的第一时域均衡器系数来对第一时域数据符号进行均衡。

再看第二分集路径，乘法器530将第二频域均衡器系数513和从FFT模块526得到的输出相乘。在另外的实施例中，乘法器530只是传递第二频域均衡器系数513。之后，IFFT模块532将其输入从频域转换到时域来产生第二时域均衡器系数。选择排序模块534对该第二时域均衡器系数进行排序，产生给时域均衡器的输出。时域均衡器536使用第二时域均衡器系数来均衡第二时域数据符号。最后，合并器538将从第一时域均衡器518得到的经过均衡的第一时域数据符号和从第二时域均衡器536得到的经过均衡的第二时域数据符号进行合并，产生复合时域数据符号540。

按照图5中基带处理模块222的另一特征，CPP/信道估计模块504对第一时域信号502的第一时域训练信号进行群集路径处理。群集路径处理(CPP)是处理相对在时间上接近的多路径信号成份的操作。有关如何进行群集路径处理的完整描述在美国专利申请11/173,854(申请日为2005年6月30日)“METHOD AND SYSTEM FOR MANAGING，CONTROLLING，ANDCOMBINING SIGNALS IN A FREQUENCY SELECTIVE MULTIPATHFADING CHANNEL”已经给出，该申请作为参考在此全文引入本申请。

在群集路径处理操作完成以后，CPP/信道估计模块504基于经过群集路径处理的第一时域训练符号来产生第一时域信道估计值。此外，在第二分集路径中，CPP/信道估计模块522对第二时域信号522的第二时域训练符号进行群集路径处理。然后，CPP/信道估计模块524基于经过群集路径处理后的第二时域训练符号来产生第二时域信道估计值。

在其操作过程中，MMSE权重计算模块510对第一频域信道估计值508和第二频域信道估计值528执行MMSE算法，产生第一频域均衡器系数511和第二频域均衡器系数513。以下将介绍这些操作的一个实现。根据本发明，还可以使用不同于以下描述的其它的操作来产生均衡器系数。

在这里所述的特定实施中，在时域，为图5的双分集路径结构服务的每个天线的矩阵信号模型用下式表示：

y_i＝H_ix+n_i    i＝1，2         (1)

信道矩阵H_i可以用满足下式的循环矩阵来模拟：

H₁＝F^-1Λ₁F；H₂＝F^-1Λ₂F      (2)

其中F是正交离散傅立叶变换矩阵。

在式(1)的两边同乘矩阵F，获得的频域信道模型如下式所示：

Y_i＝Fy_i＝ΛⁱX+N_i              (3)

其中X＝Fx；N_i＝Fn_i，i＝1，2

该信道模型在频域内的第k个副载波上可表示为：

Y[k]＝Λ_kX[k]+N[k]            (4)

其中：

$Y\left[k\right]=\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left[k\right]\\ Y_2\left[k\right]\end{array}\right],$ ${\mathrm{\Λ}}_k=\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{\Λ}}^1}_k\\ {{\mathrm{\Λ}}^2}_k\end{array}\right]$ 且 $N\left[k\right]=\left[\begin{array}{c}{N}_1\left[k\right]\\ N_2\left[k\right]\end{array}\right]---\left(5\right)$

是2×1的矢量。

故在第k个副载波上的MMSE最优权重为：

C[k]＝E(Y[k]^*Y[k]^T)^-1E(Y[k]^*X)＝(Λ_k ^*Λ_k ^T+C_nn)^-1Λ_k                  (6)

所以，估计的发射信号是：

化简式(7)后，针对图5的双分集路径配置的MMSE-FDE权重是：

$C_k^i=\frac{{\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_s}{{\mathrm{\σ}}_n^i}\right)}^2\·{{{\mathrm{\Λ}}^i}_k}^{*}}{1+\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_s}{{\mathrm{\σ}}_n^i}\right)}^2{\left|{{\mathrm{\Λ}}^1}_k\right|}^2};i=\mathrm{1,2}k=\mathrm{1,2}...N---\left(8\right)$

均衡后的时域信号为：

图6是根据本发明第二实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图。基带处理模块222的组件从图2所示的射频前端接收时域信号602。时域信号602包括时域训练符号和时域数据符号。图6的组件包括信道估计模块604、FFT模块606、权重计算模块610、IFFT模块614、选择排序模块616、时域均衡器618。信道估计模块604处理时域信号602的时域训练符号来产生时域信道估计值603。FFT模块606将时域信道估计值603转换到频域来产生频域信道估计值608。权重计算模块610基于频域信道估计值608和从噪声方差估计模块602得到的噪声均方估计值来产生频域均衡器系数。乘法器612接收频域均衡器系数611并且从FFT模块606接收输入。乘法器612产生输出给IFFT模块614，IFFT模块614将可能已被乘法器612修正的频域均衡器系数611转换成时域均衡器系数。选择排序模块616对时域均衡器系数进行选择排序进而产生经选择排序的时域均衡器系数给时域均衡器616。时域均衡器616用时域均衡器系数对时域信号602的时域数据符号进行均衡来产生经均衡的时域符号640。

信道估计模块604可如图5中描述的那样执行群集路径处理操作。当执行群集路径处理操作来产生时域训练符号时，CPP/信道估计模块604可根据经群集路径处理的时域训练符号来产生时域信道估计值。MMSE权重计算模块610可对频域信道估计值执行MMSE算法来产生频域均衡器系数。

图7是根据本发明一个实施例的均衡操作的流程图。操作流程700以对至少两个分集路径的操作开始(步骤702)。如图3中已描述的那样，射频模块可包括多个射频前端302～308，每个射频前端为对应的一个分集路径服务。所以，图7中，操作步骤704～708是针对每个分集路径进行的。尤其是，针对每个分集路径，基带处理模块接收相应的包括时域训练符号和时域数据符号的时域信号。

针对第一分集路径，操作包括接收包括第一时域训练符号和第一时域数据符号的第一时域信号。接下来的操作包括处理第一时域训练符号来产生第一时域信道估计值(步骤706)。进一步地，操作包括将该时域信道估计值转换到频域来产生第一频域信道估计值(步骤708)。

针对第二分集路径，操作包括接收包括第二时域训练符号和第二时域数据符号的第二时域信号(步骤704)。接下来的操作包括处理第二时域训练符号来产生第二时域信道估计值(步骤706)。进一步地，操作包括将第二时域信道估计值转换到频域来产生第二频域信道估计值(步骤708)。

当操作步骤702-708已经针对每个分集路径完成后，操作处理至步骤710，针对每个分集路径产生频域均衡器系数。对于图5所示的有两个分集路径的特殊例子来说，步骤710的操作包括基于第一频域信道估计值和第二频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数。然后，步骤712中，将频域均衡器系数转换到时域均衡器系数。对于具有第一分集路径和第二分集路径的例子来说，步骤712的操作包括将第一频域均衡器系数转换到时域来产生第一时域均衡器系数，并将第二频域均衡器系数转换到时域来产生第二时域均衡器系数。

然后的操作包括，针对每个分集路径，进行各自的时域数据符号的时域均衡(步骤714)。对于具有第一和第二分集路径的例子来说，步骤714的操作包括用第一时域均衡器系数对第一时域数据符号进行均衡以及用第二时域均衡器系数对第二时域数据符号进行均衡。最后，步骤716中，操作包括将从多个分集路径得到的均衡了的时域数据符号进行合并。对于具有第一和第二分集路径的特例来说，步骤716的操作包括将经过均衡的第一时域数据符号和经过均衡的第二时域数据符号合并来产生复合时域数据符号。

步骤702-716的操作在每次基于接收到的包括训练符号的物理层帧产生新的均衡器系数时重复执行。在多数射频接收器内，图7所示的操作流程700都针对每个接收到的物理层帧重复执行。但是，其它实施例中，定期基于检测到信道条件的改变或当时间约束满足时执行信道估计。

步骤706的操作包括已经在前面描述过的群集路径处理。执行了群集处理后，时域信道估计值包括经群集路径处理的时域训练符号。从时域到频域的变换采用快速傅立叶变换，而从频域到时域的变换采用快速逆傅立叶变换。步骤710的操作包括基于接收到的信道估计值使用MMSE算法来生成频域均衡器系数。图7的操作可能支持各种类型的***，包括蜂窝无线通信***、无线城域网***(如WiMAX)标准、WLAN通信操作、WPAN通信操作。

图8是根据本发明一个实施例的均衡操作的流程图。操作流程800包括第一接收到的时域信号，该第一接收的时域信号包括时域训练符号和时域数据符号(步骤802)。接下来，处理该时域训练符号来产生时域信道估计值(步骤804)。然后继续将该时域信道估计值转换到频域来产生时域信道估计值(步骤806)。

该操作流程进一步包括基于步骤806中产生的频域信道估计值来产生时域均衡器系数(步骤808)。然后，将该频域均衡器系数转换到时域来产生时域均衡器系数(步骤810)。步骤812中，使用步骤810产生的时域均衡器系数对时域数据符号进行均衡处理，然后操作结束。当然，图8的操作流程800可针对每个接收到的包含有训练符号和数据符号的物理层帧重复执行。之前结合图1-7描述的各种特定实施例都可使用图8的操作流程800，以下不再描述。

图9是根据本发明一个实施例在其上执行均衡操作的复合信道模型的示意图。根据图9所示的信道模型，期望信号902和主干扰信号906被射频信号进行操作。图9的模型中，射频接收器接收到的RX信号914，是经期望信道904处理的期望信号、经干扰信号信道908处理的干扰信号906和噪声910的总和(图中以加法器912表示)。根据本发明，产生的均衡器系数显著地/完全消除RX信号914中因干扰信号906引入的成分。

在一种主要的干扰情况下，频域内RX信号914的k-副载波处的信号模型表示为：

Y[k]＝H_d[k]S+H_I[k]I+N    (11)

使用根据本发明构建的均衡器消除部分/全部干扰信号的结构和方法将在图10-图13中进一步描述。

图10是根据本发明的第三实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图。基带处理模块222的这些组件根据本发明执行均衡操作。当然，基带处理模块222可包括除图10中所示组件之外的其它部件。图10的功能块可用专用的硬件、通用的硬件、软件或者它们的组合来实现。

图10的基带处理模块222的组件包括第一分集路径组件、第二分集路径组件、共享的组件。如图3所描述的那样，射频收发器(发送器/接收器)可包括有多个接收信号路径。这多个接收信号路径包括有各种组件，对单个发射信号的不同多路径版本进行处理或者对包括有不同数据的信号进行处理。根据图10所示的实施例中，这些功能组件对单个射频发射时域信号的不同多路径版本进行操作处理。

第一分集路径组件包括期望信号群集路径处理器/信道估计模块1004、干扰信号群集路径处理器/信道估计模块1042、FFT模块1006、FFT模块1044、乘法器1012、IFFT模块1014、选择排序模块1016、时域均衡器1018。第二分集路径组件包括期望信号群集路径处理/信道估计模块1024、干扰信号群集路径处理/信道估计模块1048、FFT模块1026、FFT模块1050、乘法器1030、IFFT模块1032、选择排序模块1034、时域均衡器1036。

图10的RF接收器的共用处理模块包括联合延迟锁相环(DLL)1056、联合扰频及码跟踪干扰模块1054、最小均方误差(MMSE)权重计算模块1010，噪声方差估计模块1002、合并器1038。关于联合延迟锁相环1056下面会有进一步描述。一般，联合延迟锁相环1056用CPP操作来控制并且设定CPP/信道估计模块1004、1042、1024的采样位置。联合扰频及码跟踪干扰模块1054给干扰信号CPP/信道估计模块1042和1048提供扰频及码跟踪信息。

在操作中，第一分集路径对第一时域信号1002进行操作。第一时域信号1002包括期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号。本领域的技术人员都知道，射频***内的发送符号组成的帧中包括具有训练符号的前导部分和携带数据符号的有效载荷部分。该训练符号由信道估计操作用来产生均衡器系数，然后用于数据符号的均衡操作。期望信号CPP/信道估计模块1004能够处理第一时域信号1002的期望信号时域训练符号来产生第一期望信号时域信道估计值。

干扰信号CPP/信道估计模块1042能够处理第一时域信号1002的干扰信号时域训练符号来产生第一干扰信号时域信道估计值。在产生各自的信道估计值时，CPP/信道估计模块1004和1042可分别从期望信号能量估计模块1056和干扰信号能量估计模块1054接收到期望信号和干扰信号的能量估计值。CPP/信道估计模块1004和/或1042能够执行群集路径处理。FFT模块1006将第一期望信号时域信道估计值转换到频域来产生第一期望信号频域信道估计值1008。FFT模块1044将第一干扰信号时域信道估计转换到频域来产生第一干扰信号频域信道估计值1046。

相似地，第二分集路径对第二时域信号1022进行操作。第二时域信号1022包括期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号。期望信号CPP/信道估计模块1024能够处理第二时域信号1022的期望信号时域训练符号来产生第二期望信号时域信道估计值。干扰信号CPP/信道估计模块1048能够处理第二时域信号1022的干扰信号时域训练符号来产生第二干扰信号时域信道估计值。在产生各自的信道估计值时，CPP/信道估计模块1024和1048可分别从期望信号能量估计模块1056和干扰信号能量估计模块1054接收到期望信号和干扰信号的能量估计值。CPP/信道估计模块1024和/或1048能够执行群集路径处理。FFT模块1026将第二期望信号时域信道估计值转换到频域来产生第二期望信号频域信道估计值1028。FFT模块1050将第二干扰信号时域信道估计转换到频域来产生第二干扰信号频域信道估计值1052。

MMSE/权重计算模块1010从噪声方差估计模块1002接收噪声方差估计参数，并基于第一期望信号时域信道估计值1008、第一干扰信号频域信道估计值1046、第二期望信号频域信道估计值1028、第二干扰信号频域信道估计值1052来产生第一频域均衡器系数1011和第二频域均衡器系数1013。

再说一下第一分集路径，乘法器1012用第一频域均衡器系数1011乘以FFT模块1006的输出。然而，在其他的实施例中，乘法器1018仅仅传送第一频域均衡器系数1011。然后，IFFT模块1014将经过乘法器1012操作过的第一频域均衡器系数1011转换到时域，产生第一频域均衡器系数。接下来，选择排序模块1016将第一频域均衡器系数排序，生成经过选择排序后的时域均衡器系数给时域均衡器1018。时域均衡器1018利用从选择排序模块1016得到的第一时域均衡器系数对第一时域数据符号进行均衡处理。

再说一下第二分集路径，乘法器1030将从FFT模块1026得到的输出与第二频域均衡器系数1013相乘。在其他的实施例中，乘法器模块1030仅仅传送第二频域均衡器系数1013。IFFT模块1032将其输入从频域转换到时域，产生第二时域均衡器系数。选择排序模块1034对第二时域均衡器系数进行选择排序，产生输出给时域均衡器。时域均衡器1036用该第二时域均衡均衡器系数对第二时域数据符号进行均衡处理。最后，合并器1038将从第一时域均衡器1018得到的经过均衡的第一时域数据符号和从时域均衡器1036得到的第二均衡后的时域数据符号进行合并，产生复合时域数据符号1040。

图11是根据本发明的第三实施例的均衡操作的流程图。操作1100以针对至少两个分集路径的操作开始(步骤1102)。如在图3中已描述的那样，射频模块可包括有多个射频前端302～308，其中的每一射频前端都分别为一个分集路径服务。这样，再看图11，操作1104～1114是针对每个分集路径执行的。具体而言，对于每个分集路径来说，基带处理模块接收相应的时域信号，其包括期望信号时域训练符号、期望信号时域数据符号、干扰信号时域训练符号和干扰信号时域数据符号。

针对第一分集路径，执行的操作包括接收第一时域信号。第一分集路径接着估计出现在第一时域信号内的期望信号和至少一个干扰信号的能量(步骤1106。)接下来的操作包括处理第一干扰信号(主要干扰)时域训练符号来产生第一干扰信号时域信道估计值(步骤1108)。进一步，操作包括将第一干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生第一干扰信号频域信道估计值(步骤1110)。然后的操作包括处理第一期望信号时域训练符号来产生第一期望信号时域信道估计值(步骤1112)。接着，操作包括将第一期望信号时域信道估计值转换到频域来产生第一期望信号频域信道估计值(步骤1114)。

针对第二分集路径，执行的操作包括接收第二时域信号。第二分集路径接着估计出现在第二时域信号内的期望信号和至少一个干扰信号的能量(步骤1106。)接下来的操作包括处理第二干扰信号(主要干扰)时域训练符号来产生第二干扰信号时域信道估计值(步骤1108)。进一步，操作包括将第二干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生第二干扰信号频域信道估计值(步骤1110)。然后的操作包括处理第二期望信号时域训练符号来产生第二期望信号时域信道估计值(步骤1112)。接着，操作包括将第二期望信号时域信道估计值转换到频域来产生第二期望信号频域信道估计值(步骤1114)。

针对每个分集路径执行完操作步骤1104～1114后，进入步骤1116，该步骤中，针对每个分集路径产生频域均衡器系数。对于图10所示的包括两个分集路径的具体实施例中，步骤1116的操作包括基于第一频域信道估计值和第二频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数。接下来的操作包括将频域均衡器系数转换成时域均衡器系数(步骤1118)。对于第一和第二分集路径的特例来说，步骤1118的操作包括将第一频域均衡器系数转换到时域来产生第一时域均衡器系数，并将第二频域均衡器系数转换到时域来产生第二时域均衡器系数。

接下的操作包括，针对每个分集路径，对各自的时域数据符号进行时域均衡化(步骤1120)。对于第一和第二分集路径的特例来说，步骤1120的操作包括用第一时域均衡器系数来对第一时域数据符号进行均衡化和用第二时域均衡器系数来对第二时域数据符号进行均衡化。最后的操作包括将从多个分集路径得到的经过均衡化的时域数据符号进行合并(步骤1122)。对于第一和第二分集路径的特例来说，步骤1122的操作包括将经过均衡化的第一时域数据符号和经过均衡化的第二时域数据符号合并来产生复合时域数据符号。

在每次基于接收到的包括有训练符号的物理层帧产生新的均衡器系数之后，重复执行操作步骤1102～1122。在许多RF接收器中，图11的操作1100都会针对每个接收到的物理层帧进行重复执行。然而，在另外的实施例中，可根据检测到的信道状态改变或者时间约束条件满足的情况下周期性地进行信道估计。

步骤1108和1112的操作包括之前已经介绍过的群集路径处理。执行完群集路径处理后，时域信道估计值包括经群集路径处理后的时域训练符号。从时域到频域的转换用快速傅立叶变换，而从频域到时域的变换用快速傅立叶逆变换。步骤1116的操作可用MMSE算法来基于接收到的信道估计值产生频域均衡器系数。图11中的操作可支持包括蜂窝无线通信***、无线城域通信***标准(例如WiMAX)、WLAN通信操作、WPAN通信操作在内的各种类型的***。

图12是根据本发明的第四实施例的基带处理模块的均衡部分的示意图。基带处理模块222的各组件从图2中所示的射频前端接收时域信号1202。时域信号1202包括期望信号时域训练符号和数据符号与干扰信号时域训练符号和数据符号。图12所示的各组件包括期望信号信道估计模块1204、干扰信号信道估计模块1242、FFT模块1206、FFT模块1244、权重计算模块1210、IFFT模块1214、选择排序模块1216和时域均衡器1218。信道估计模块1204用于处理时域信号1202的期望信号时域训练符号来产生时域信道估计值1203。干扰信号信道估计模块1204用于处理时域信号1202的干扰信号时域训练符号来产生时域信道估计值。FFT模块1206将期望信号时域信道估计值1203转换到频域来产生期望信号频域信道估计值1208。FFT模块1244将干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生干扰信号频域信道估计值1246。权重计算模块1210根据期望信号频域信道估计值1208、干扰信号频域信道估计值1246和从噪声方差估计模块1202得到的噪声方差估计值来产生频域均衡器系数1212。乘法器1012接收频域均衡器系数1212和从FFT模块1206接收得到的输入。乘法器1012产生输出给IFFT模块1214，将频域均衡器系数1212(可能已被乘法器1012修正)转换到时域，产生时域均衡器系数。选择排序模块1216对时域均衡器系数进行选择排序，产生经过选择排序后的时域均衡器系数给时域均衡器1218。时域均衡器1218使用时域均衡器系数来对时域信号1202的时域数据符号进行均衡，产生经过均衡后的时域符号1240。

信道估计模块1204和/或1242可如图5中所述那样执行群集路径处理操作。当执行群集路径处理来产生时域训练符号时，CPP/信道估计模块1204和1242可基于经群集路径处理过的时域训练符号产生时域信道估计值。MMSE权重计算模块1210可对信道估计值执行MMSE算法来产生频域均衡器系数。

图13是根据本发明的第四实施例的均衡操作流程图。操作1300包括首先接收时域信号，该时域信号包括有期望信号时域训练符号和数据符号与干扰信号时域训练符号和数据符号(步骤1302)。接下来，估计出现在时域信号中的期望信号和至少一个干扰信号的能量(步骤1304)。接下来，处理时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值(步骤1306)。接下来，将干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生干扰信号频域信道估计值(步骤1308)。接下来，处理时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值(步骤1312)。接下来，将期望信号时域信道估计值转换到频域来产生期望信号频域信道估计值(步骤1314)。

然后，操作进一步包括基于在步骤1308和1314产生的频域信道估计值产生频域均衡器系数(步骤1316)。然后，将频域均衡器系数转换到时域来产生时域均衡器系数(步骤1318)。最后结束步骤中，使用在步骤1318产生的时域均衡器系数对时域数据符号进行均衡化(步骤1320)。当然，图13的操作流程1300可针对每个接收到的包括训练符号和数据符号的物理层帧而重复执行。

图11和图13所示的操作流程以及图10和图12相应结构可执行下列公式和方法来实现。特别地，模块1010和1210以及执行的步骤1116和1316可根据下列所述来实现。在每个子载波的MMSE最优权重计算为：

W[k]＝E(Y[k]^*Y[k]^T)^-1E(Y[k]^*S)＝(H_d[k]^*H_d[k]^T+H_I[k]^*H_I[k]^T+C_nn)^-1H_d[k]     (12)

然后，利用IFFT操作得到时域均衡器系数。干扰抑制能力用下式表示：

$W_1^{*}{Y}_1+W_2^{*}{Y}_2=\mathrm{\α}({\left|H_{I2}\right|}^2{\left|H_{d1}\right|}^{2}X+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^{2}X-2\mathrm{Re}\left(H_{d2}^{*}{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}\right)X+$

$\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}^{*}{H}_{I1}I+W_2^{*}{N}_2+$

$\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}^{*}{H}_{I2}I+W_1^{*}{N}_1)$

$=\mathrm{\α}({\left|H_{I2}\right|}^2{\left|H_{d1}\right|}^{2}X+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^{2}X-2\mathrm{Re}\left(H_{d2}^{*}{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}\right)X)+Z---\left(13\right)$

更具体来说，有：

$H_d\left[k\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_{d1}\left[k\right]\\ H_{d2}\left[k\right]\end{array}\right]$ $H_I\left[k\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_{I1}\left[k\right]\\ H_{I2}\left[k\right]\end{array}\right]$

忽略下标索引k，等式(12)可写成：

$W={\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{\mathrm{dl}}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S& H_{d1}{H}_{d2}^{*}+H_{I1}{H}_{I2}^{*}\\ H_{d2}{H}_{d1}^{*}+H_{I2}{H}_{I1}^{*}& {\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{H}_{d1}\\ H_{d2}\end{array}\right]---\left(15\right)$

通过定义：

$\det =({\left|H_{d1}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S)({\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\δ}}_{N2}^2/S)-(H_{d1}{H}_{d2}^{*}+H_{I1}{H}_{I2}^{*})(H_{d2}{H}_{d1}^{*}+H_{I2}{H}_{I1}^{*})$

$={\left|H_{d1}\right|}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^2-2\mathrm{Re}\left(H_{I2}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}\right)+({\left|H_{d1}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S+$

$({\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S^2$

该等式可简化为：

$W=\left[\begin{array}{c}{W}_1\\ W_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{{\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S}{\det }& \frac{-(H_{d1}{H}_{d2}^{*}+H_{I1}{H}_{I2}^{*})}{\det }\\ \frac{(H_{d2}{H}_{d1}^{*}+H_{I2}{H}_{I1}^{*})}{\det }& \frac{({\left|H_{\mathrm{dI}}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S)}{\det }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{H}_{d1}\\ H_{d2}\end{array}\right]$

为了简化2×2矩阵的直接求逆，简化了的权重计算方法如下所示：

定义 $\mathrm{\α}=\frac{1}{\det },$ 在每个子载波的FDE-IS权重是：

$W_1=\mathrm{\α}({\left|H_{I2}\right|}^2{H}_{\mathrm{dI}}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}-H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2})$

$=\mathrm{\α}({\left|H_{I2}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}-\frac{H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}}{{\left|H_{d1}\right|}^2})H_{d1}$

$=\mathrm{\α}{\mathrm{\β}}_1{H}_{d1}$

$W_2=\mathrm{\α}({\left|H_{I1}\right|}^2{H}_{d2}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}-H_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1})$

$=\mathrm{\α}({\left|H_{I1}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}-\frac{H_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}{H}_{d2}^{*}}{{\left|H_{d2}\right|}^2})H_{d2}$

$=\mathrm{\α}{\mathrm{\β}}_2{H}_{d2}$

其中：

${\mathrm{\β}}_1=({\left|H_{I2}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}-\frac{H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}}{{\left|H_{d1}\right|}^2})$

${\mathrm{\β}}_2=({\left|H_{I1}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}-\frac{H_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}{H}_{d2}^{*}}{{\left|H_{d2}\right|}^2})$

$1/\mathrm{\α}={\left|H_{d1}\right|}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^2-2\mathrm{Re}\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}\right)+({\left|H_{d1}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S+$

$({\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S^2$

$={\left|H_{d1}\right|}^2({\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S)+{\left|H_{I1}\right|}^2({\left|H_{d2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S)-2\mathrm{Re}\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}\right)+$

$({\left|H_{d2}\right|}^2+{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S){\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S$

在等式(12)中，假定主要干扰的传输功率等于期望信号的传输功率，且主要干扰的CPICH功率分配与期望信号的功率分配相同。这些估计值都会影响本发明***的操作。所以，本发明解决了因对主要干扰的传输功率和CPICH功率分配估计出现偏移而造成的影响的稳健性问题。通过分别定义偏移因子γ和ζ作为传输功率和CPICH功率分配的估计偏差，则等式(12)可以写成：

W[k]＝E(Y[k]^*Y[k]^T)^-1E(Y[k]^*S)

＝(H_d[k]^*H_d[k]^T+γζ²H_I[k]^*H_I[k]^T+C_nn)^-1H_d[k]                               (16)

一般，通过设定在任何时候P_I＝P_S＝4.0，则有γ≤1，此处，在WCDMA压缩模式或HSDPA非连续传送模式中，存在估计偏差；假定干扰的估计值E_C_CPICH/I等于-10dB，且估计偏差在+/-4dB的范围内，则0.4＜ζ²＜2.5。忽略下标索引k，等式(16)可写成：

${W=\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{d1}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S& H_{d1}{H}_{d2}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I1}{H}_{I2}^{*}\\ H_{d2}{H}_{d1}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}& {\left|H_{d2}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{H}_{d1}\\ H_{d2}\end{array}\right]$

通过定义：

$\stackrel{\‾}{\det }=({\left|H_{d1}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\δ}}_{N1}^2/S)({\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\δ}}_{N2}^2/S)$

$-(H_{d1}{H}_{d2}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I1}{H}_{I2}^{*})(H_{d2}{H}_{d1}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I2}{H}_{I1}^{*})$

$={\mathrm{\γ\ξ}}^2({\left|H_{d1}\right|}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^2-2\mathrm{Re}\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}\right))+({\left|H_{d1}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S+$

$({\left|H_{d2}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S^2$

则有：

$W=\left[\begin{array}{c}{W}_1\\ W_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{{\left|H_{d2}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S}{\det }& \frac{-(H_{d1}{H}_{d2}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I1}{H}_{I2}^{*})}{\det }\\ \frac{-(H_{d2}{H}_{d1}^{*}+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I2}{H}_{I1}^{*})}{\det }& \frac{({\left|H_{\mathrm{dI}}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S)}{\det }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{H}_{d1}\\ H_{d2}\end{array}\right]$

定义 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}=\frac{1}{\stackrel{\‾}{\det }},$ 在每个子载波的FDE-IS的权重可用下式表示：

$W_1=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2{H}_{d1}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2})$

$W_2=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2{H}_{d2}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1})$

Y₁＝H_d1S+H_I1I+N₁；Y₂＝H_d2S+H_I2I+N₂

$W_1^{*}{Y}_1=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}{({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2{H}_{d1}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2})}^{*}(H_{d1}X+H_{I1}I+N_1)$

$=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2{\left|H_{d1}\right|}^{2}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}X-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}\right)}^{*}{h}_{d1}X+$

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2{H}_{d1}^{*}{H}_{I1}I}}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}^{*}{H}_{I1}I-\underset{\‾}{{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}\right)}^{*}{H}_{I1}I}+$

$W_1^{*}{N}_1)$

$W_w^{*}{Y}_2=\mathrm{\α}{({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2{H}_{d2}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1})}^{*}(H_{d2}X+H_{I2}I+N_2)$

$=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}({\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^{2}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}X-{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left(H_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}\right)}^{*}{h}_{d2}X+$

$\underset{\‾}{\mathrm{\γ}{\mathrm{\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2{H}_{d2}^{*}{H}_{I2}I}+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}^{*}{H}_{I2}I-\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\γ}{\mathrm{\ξ}}^2{\left(H_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{\mathrm{dt}}\right)}^{*}{H}_{I2}I}}+$

$W_2^{*}{N}_2)$

$W_1^{*}{Y}_1+W_2^{*}{Y}_2=\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}({\mathrm{\γ\ξ}}^2({\left|H_{I2}\right|}^2{\left|H_{d1}\right|}^{2}X+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^{2}X-2\mathrm{Re}\left(H_{d2}^{*}{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}\right)X)+$

$\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N2}^2}{S}{H}_{d1}^{*}{H}_{I1}I+W_2^{*}{N}_2+$

$\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}X+\frac{{\mathrm{\σ}}_{N1}^2}{S}{H}_{d2}^{*}{H}_{I2}I+W_1^{*}{N}_1)$

其中：

$1/\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}}={\mathrm{\γ\ξ}}^2({\left|H_{d1}\right|}^2{\left|H_{I2}\right|}^2+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^2-2\mathrm{Re}\left(H_{I1}{H}_{I2}^{*}{H}_{d2}{H}_{d1}^{*}\right))$

$+({\left|H_{d1}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I1}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N2}^2/S+({\left|H_{d2}\right|}^2+{\mathrm{\γ\ξ}}^2{\left|H_{I2}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S+{\mathrm{\σ}}_{N2}^2{\mathrm{\σ}}_{N1}^2/S^2$

在高信噪比范围内，有：

$W_1^{*}{Y}_1+W_2^{*}{Y}_2\≅$

$\mathrm{\α}({\left|H_{I2}\right|}^2{\left|H_{d1}\right|}^{2}X+{\left|H_{I1}\right|}^2{\left|H_{d2}\right|}^{2}X-2\mathrm{Re}\left(H_{d2}^{*}{H}_{I2}{H}_{I1}^{*}{H}_{d1}\right)X)+\stackrel{\‾}{Z}---\left(17\right)$

本发明的CPP处理操作(例如模块1004、1042、1024和1048)的定时也是很重要的，例如，CPP操作与期望信号和干扰信号的对准就很重要。假设基带处理模块222的扫描模块418分别针对期望信号和干扰信号提供时间基准给CPP/信道估计模块1004、1024、1042、1048，大约为NTc和MTc。通过这些假设，时域下的信号模型可用下式表示：

y(t)＝h_d(t-τ_d)s(t)+h_i(t-τ_i)i(t)+n(t)

＝h_d(t-p1)s(t-NTc)+h_i(t-p2)i(t-MTc)+n(t)             (18)

假设：

t-p1＝T_sτ_d＝NTc+p1；τ_i＝MTc+p2

等式(18)可写成：

y(t)＝h_d(t-τ_d)s(t)+h_i(t-τ_i)i(t)+n(t)

＝h_d(Ts)s(Ts+p1-NTc)+h_i(Ts+p1-p2)i((Ts+p1-MTc)+n((Ts+p1)

通过这些假设，由于我们只补偿了期望信号及其在期望信号和干扰信号两者的采样位置对应的信道响应的总的能量，可通过对CPP操作使用最大能量延迟锁相环来得到与期望的最大能量输出相关的最佳时间。从而干扰信号的采样位置取决于期望信号DLL。通过使用来自期望DLL的按时采样信息，可以得到在同样采样位置处期望信号和干扰信号的信道响应。

进一步，通过调节扰码N码片(N chip)，可以得到在采样相位P1处的期望信号的信道估计值。相似地，在干扰信号CPP处理时，调节扰码M码片(Mchip)，可以得到在同样的采样相位P1处的干扰信号信道估计值。此外，考虑到DLL能够跟踪在扫描更新周期内能够移位7个码片(chip)的主路径，且期望的和干扰能够在不同方向移位，则必须加入额外的DLL来锁定干扰主路径。该额外的DLL仅仅提供干扰的SC码相。例如，干扰的SC移动一个码片，即m→m+1，因为采样点取决于期望的DLL。干扰的信道轮廓总共移动1个码片。假设使用IIR滤波器来测量功率，必须用前面的和相邻的指针(L+1)作为当前指针L的历史值。

本领域普通技术人员可知，本申请中所使用的短语“通信连接”包括有线的和无线的、直接的连接和通过其它组件、元件或模块的间接连接。本领域普通技术人员还可知，推定连接(即推定一个部件与另一个部件连接)包括两个部件之间与“通信连接”方式相同的无线的和有线的、直接的和间接的连接。

本发明通过借助方法步骤展示了本发明的特定功能及其关系。所述方法步骤的范围和顺序是为了便于描述任意定义的。只要能够执行特定的功能和顺序，也可应用其它界限和顺序。任何所述或选的界限或顺序因此落入本发明的范围和精神实质。

本发明还借助功能模块对某些重要的功能进行了描述。所述功能模块的界限和各种功能模块的关系是为了便于描述任意定义的。只要能够执行特定的功能，也可应用其它的界限或关系。所述其它的界限或关系也因此落入本发明的范围和精神实质。

本领域普通技术人员还可知，本申请中的功能模块和其它展示性模块和组件可实现为离散组件、专用集成电路、执行恰当软件的处理器和前述的任意组合。

此外，尽管以上是通过一些实施例对本发明进行的描述，本领域技术人员知悉，本发明不局限于这些实施例，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。本发明的保护范围仅由本申请的权利要求书来限定。

Claims (10)

1.一种射频接收器的运行方法，其特征在于，包括：

对于处理第一时域信号的第一个分集路径：

产生第一期望信号时域信道估计值，并将所述第一期望信号时域信道估计值转化到频域，产生第一期望信号频域信道估计值；

产生第一干扰信号时域信道估计值，并将所述第一干扰信号时域信道估计值转化到频域，产生第一干扰信号频域信道估计值；

对于处理第二时域信号的第二个分集路径：

产生第二期望信号时域信道估计值，并将所述第二期望信号时域信道估计值转化到频域，产生第二期望信号频域信道估计值；

产生第二干扰信号时域信道估计值，并将所述第二干扰信号时域信道估计值转化到频域，产生第二干扰信号频域信道估计值；以及

对于所述射频接收器的第二分集路径：

根据所述第一期望信号频域信道估计值、第一干扰信号频域信道估计值、第二期望信号频域信道估计值、第二干扰信号频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数；

将所述第一频域均衡器系数转换到时域，产生第一时域均衡器系数；

将所述第二频域均衡器系数转换到时域，产生第二时域均衡器系数；

使用所述第一时域均衡器系数来均衡所述第一时域信号的第一期望信号时域数据符号；

使用所述第二时域均衡器系数来均衡所述第二时域信号的第二期望信号时域数据符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述产生第一期望信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第一时域信号的第一期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第一期望信号时域训练符号产生所述第一期望信号时域信道估计值；

对所述第一期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一期望信号频域信道估计值；并且

所述产生第二期望信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第二时域信号的第二期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第二期望信号时域训练符号产生所述第二期望信号时域信道估计值；

对所述第二期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二期望信号频域信道估计值。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述产生第一干扰信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第一时域信号的第一干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第一干扰信号时域训练符号产生所述第一干扰信号时域信道估计值；

对所述第一干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一干扰信号频域信道估计值；并且

所述产生第二干扰信号频域信道估计值进一步包括：

对所述第二时域信号的第二干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的第二干扰信号时域训练符号产生所述第二干扰信号时域信道估计值；

对所述第二干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二干扰信号频域信道估计值。

4.一种射频接收器的运行方法，其特征在于，包括：

接收时域信号，所述时域信号包括期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号；

处理所述期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值；

处理所述干扰信号时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值；

将所述期望信号时域信道估计值转换到频域以产生期望信号频域信道估计值；

将所述干扰信号时域信道估计值转换到频域以产生干扰信号频域信道估计值；

基于所述期望信号时域信道估计值和干扰信号时域信道估计值产生频域均衡器系数；

将所述频域均衡器系数转换到时域以产生时域均衡器系数；

使用所述时域均衡器系数对所述期望信号时域数据符号进行均衡处理。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述处理期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值进一步包括：

对所述期望信号时域训练符号进行群集路径处理；

基于所述经过群集路径处理后的期望信号时域训练符号产生所述期望信号时域信道估计值。

6.一种射频接收器，其特征在于，包括：

射频前端；

与所述射频前端耦合的基带处理模块，所述基带处理模块进一步包括：

第一分集路径，所述第一分集路径用于产生第一期望信号时域信道估计值，并将所述第一期望信号时域信道估计值转化到频域以产生第一期望信号频域信道估计值；以及产生第一干扰信号时域信道估计值，并将所述第一干扰信号时域信道估计值转化到频域以产生第一干扰信号频域信道估计值；

第二分集路径，所述第二分集路径用于产生第二期望信号时域信道估计值，并将所述第二期望信号时域信道估计值转化到频域以产生第二期望信号频域信道估计值；以及产生第二干扰信号时域信道估计值，并将所述第二干扰信号时域信道估计值转化到频域以产生第二干扰信号频域信道估计值；

均衡器权重计算模块，用于根据所述第一期望信号频域信道估计值、第一干扰信号频域信道估计值、第二期望信号频域信道估计值、第二干扰信号频域信道估计值来产生第一频域均衡器系数和第二频域均衡器系数；

所述第一分集路径进一步将所述第一频域均衡器系数转换到时域以产生第一时域均衡器系数，并使用所述第一时域均衡器系数来均衡所述第一时域信号的第一期望信号时域数据符号；

所述第二分集路径进一步将所述第二频域均衡器系数转换到时域以产生第二时域均衡器系数，并使用所述第二时域均衡器系数来均衡所述第二时域信号的第二期望信号时域数据符号。

7.根据权利要求6所述的射频接收器，其特征在于，在产生所述第一期望信号时域信道估计值并将所述第一期望信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第一期望信号频域信道估计值时，所述第一分集路径进一步用于：对所述第一时域信号的第一期望信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第一期望信号时域训练符号产生所述第一期望信号时域信道估计值；以及对所述第一期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一期望信号频域信道估计值：并且

在产生所述第二期望信号时域信道估计值并将所述第二期望信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第二期望信号频域信道估计值时，所述第二分集路径进一步用于：对所述第二时域信号的第二期望信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第二期望信号时域训练符号产生所述第二期望信号时域信道估计值；以及对所述第二期望信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二期望信号频域信道估计值。

8.根据权利要求6所述的射频接收器，其特征在于，在产生所述第一干扰信号时域信道估计值并将所述第一干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第一干扰信号频域信道估计值时，所述第一分集路径进一步用于：对所述第一时域信号的第一干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第一干扰信号时域训练符号产生所述第一干扰信号时域信道估计值；以及对所述第一干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第一干扰信号频域信道估计值；并且

在产生所述第二干扰信号时域信道估计值和将所述第二干扰信号时域信道估计值转换到频域来产生所述第二干扰信号频域信道估计值时，所述第二分集路径进一步用于：对所述第二时域信号的第二干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；基于所述经过群集路径处理后的第二干扰信号时域训练符号产生所述第二干扰信号时域信道估计值；对所述第二干扰信号时域信道估计值进行快速傅立叶变换来产生所述第二干扰信号频域信道估计值。

9.一种射频接收器，其特征在于，包括：

射频前端；

与所述射频前端耦合的基带处理模块，所述基带处理模块接收包括有期望信号时域训练符号和数据符号以及干扰信号时域训练符号和数据符号的时域信号，并且所述基带处理模块进一步包括：

至少一个信道估计器，用于处理所述期望信号时域训练符号来产生期望信号时域信道估计值，并处理所述干扰信号时域训练符号来产生干扰信号时域信道估计值；

至少一个快速傅立叶变换器，用于将所述期望信号时域信道估计值转换到频域以产生期望信号频域信道估计值，并将所述干扰信号时域信道估计值转换到频域以产生干扰信号频域信道估计值；；

权重计算器，用于基于所述期望信号时域信道估计值和干扰信号时域信道估计值产生频域均衡器系数；

快速傅立叶逆变换器，用于将所述频域均衡器系数转换到时域以产生时域均衡器系数；

均衡器，用于使用所述时域均衡器系数对所述时域数据符号进行均衡处理。

10.根据权利要求9所述的射频接收器，其特征在于，在处理所述期望信号时域训练符号来产生所述期望信号时域信道估计值时，所述基带处理模块进一步用于对所述期望信号时域训练符号进行群集路径处理；以及基于所述经过群集路径处理后的期望信号时域训练符号产生所述期望信号时域信道估计值；并且

在处理所述干扰信号时域训练符号以产生所述干扰信号时域信道估计值时，所述基带处理模块进一步用于对所述干扰信号时域训练符号进行群集路径处理；以及基于所述经过群集路径处理后的干扰信号时域训练符号产生所述干扰信号时域信道估计值。

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