TWI381657B - 等化裝置、等化方法與使用其之接收器 - Google Patents

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Description

等化裝置、等化方法與使用其之接收器
本發明是有關於一種等化技術，且特別是有關於一種適用於多群集(cluster)通道的等化技術。
在無線通訊的環境中，由於電磁波受到接收器與傳送端之間障礙物的繞射與折射所造成的多路徑現象，使得通道就時域上觀察時，通道中具有多條延遲路徑，而以頻率的角度觀察時，通道可視為一頻率選擇通道(frequency-selective channel)。而在目前的各種通訊系統中，以展頻(spread-spectrum)系統最容易受到頻率選擇通道的干擾，而造成接收器效能下降。
以目前的分碼多工存取(Code Division Multiple Access，以下簡稱為CDMA)系統為例。為了解決頻率選擇通道的干擾，CDMA系統的接收器廣泛利用等化器(equalizer)技術來等化頻率選擇通道，換句話說，等化器用來將頻率選擇通道等化為頻率平坦通道(frequency-flat channel)，降低頻率選擇通道對接收訊號造成之影響。
圖1繪示為傳統的CDMA系統利用等化器之接收器的系統方塊圖。請參考圖1，接收訊號r[m]經由通道估測單元110估測出通道響應，也就是估測出通道中各延遲路徑的延遲時間τ與每個延遲時間對應的通道增益，並利用所估測出的通道增益計算出等化器中的多個權重w 0,w 1,w 2,...,w F-1，再將權重w 0,w 1,w 2,...,w F-1輸出給等化 器130。等化器130將接收訊號r[m]依序延遲一碼片時間(chip duration)T C ，再分別將原始的接收訊號r[m]與延遲的接收訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]乘上權重w 0,w 1,w 2,...,w F-1後，再將多個乘積結合後輸出。而相關器150以用戶端的展頻碼(spreading code)c[n]來解展頻經過等化器130處理的接收訊號r(t)，並利用決策單元170解調出一數位訊號。
上述的等化器130的視窗長度表示為F。而目前的等化器技術中，已有許多的文獻(例如註[1])討論到等化器的視窗長度F必須要大於或等於兩倍的通道長度時，等化器才能有效的消除通道對接收訊號的影響。因此，就接收器的硬體而言，若通道估測的視窗長度設計為L，其等化器的視窗長度F將會被設計為2L。
然而，當通道的延遲擴散(delay spread)較為嚴重的狀況下，實際傳輸通道的長度大大的增加，如圖2所示。圖2繪示為通道功率延遲剖面圖(channel power delay profile)。請參考圖2，橫座標為延遲時間τ，單位為奈秒(nanosecond，ns)，縱座標為功率，單位為dB。由圖2可觀察出，通道中的延遲路徑在時間的分佈上稀疏，並由延遲時間的分佈，延遲路徑可以被分為兩個群集(cluster)，兩個群集表示為Cluster 1與Cluster 2。造成此通道現象的原因，可能是由於在丘陵地帶(Hilly Terrain，HT)中，傳送端所發出的電磁波經過長距離的反射後，才被接收器所接收，因而產生Cluster 2的延遲路徑。或者是， 接收器剛好位於兩個基地台的傳輸範圍下，使接收器可以同時接收到兩個基地台所發出的訊號，因而產生Cluster 1與Cluster 2的延遲路徑。
在上述圖2的通道環境下，由於硬體限制的原因，接收器的等化器之視窗長度若維持為F=2L時，等化器的視窗長度將不夠考慮到通道中的每條延遲路徑，造成等化器將無法等化傳輸通道，進而使得接收器的效能下降。
目前美國專利早期公開號2006/0109892 A1已經提出中一種具有兩個等化器之接收器，如圖3所示。其中，接收器300的兩個等化器335與340分別考慮兩個群集的延遲路徑305A與305B，來對接收訊號進行等化器的運算。之後，再將兩個等化器335與340等化後的訊號結合，並輸出至CMIS電路352。CMIS電路在352進行訊號還原之後，將所還原之訊號回授至加法器325與330。
上述美國專利早期公開案在計算權重時，等化器335的權重僅考慮第一個群集的延遲路徑之通道響應305A，等化器340的權重僅考慮第二個群集的延遲路徑之通道響應305B，換句話說，等化器335與340的權重並沒有在最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)之準則下計算而得。實際上，當訊號在通道中傳輸時，等化器335所接收到的訊號也受到了第二個群集的延遲路徑305B之干擾，但是，等化器335卻只能夠降低第一個群集的延遲路徑305A之干擾。同樣地，等化器340所接收到的訊號也受到了第一個群集的延遲路徑305A之干擾，但是，等 化器340卻只能夠降低第二個群集的延遲路徑305B之干擾。因此，上述專利雖然使用了兩個等化器335與340，但是仍無法同時降低兩個群集的延遲路徑305A與305B之干擾。由於等化器335與340無法完全降低通道中的干擾，CMIS電路所還原後的訊號也還存在有通道中的干擾，但是，此包含有干擾的還原訊號卻被回授至加法器325與330，因而造成接收器的錯誤傳遞(error propagation)的問題。另外，若接收器所接收的訊號能量較小時，此回授機制可能會造成接收器的訊號干擾雜訊比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio，SINR)過小，進而使得接收器的效能下降。
註[1]：M. Melvasalo, P. Jänis and V. Koivunen.,“Low complexity space-time MMSE equalization in WCDMA systems,” proc. of 2005 IEEE 16th International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Berlin, Germany, pp. 306-310, 2005.
本發明提供一種等化裝置與方法，使得接收器能夠完整地處理來自於不同群集的干擾，進而大大降低接收訊號中的干擾。
本發明提供一種接收器，利用兩個等化器來消除來自於不同群集中之延遲路徑的干擾，以增加等化器之效能。
本發明提出一種等化裝置，接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，傳輸通道具有多個延遲路徑，並 且，多個延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集。等化裝置包括通道估測單元、權重計算單元、第一等化器與第二等化器。其中，通道估測單元估測第一群集對應的延遲路徑之增益以及第二群集對應的延遲路徑之增益。權重計算單元將第一群集與第二群集對應的延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重。而第一等化器依據多個第一權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號。第二等化器依據多個第二權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號。
本發明提出一種等化方法，包括：接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，其中，傳輸通道具有多個延遲路徑，多個延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集；估測第一群集對應的多個延遲路徑之增益以及第二群集對應的多個延遲路徑之增益；以第一群集與第二群集對應的延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；依據多個第一權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號；以及，依據多個第二權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號。
本發明提出一種接收器，接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，傳輸通道具有多個延遲路徑，多個延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，接收器包括通道估測單元、權重計算單元、第一等化器、第二等化器 與結合單元。其中，通道估測單元估測第一群集對應的延遲路徑之增益以及第二群集對應的延遲路徑之增益。權重計算單元將第一群集與第二群集對應的延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重。而第一等化器依據多個第一權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號。第二等化器依據多個第二權重，對接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號。結合單元結合第一等化訊號與第二等化訊號，並輸出一結合訊號。而解調變單元將結合訊號解調變後，輸出一數位訊號。
在本發明之一實施例中，上述之通道估測單元具有一通道估測視窗，表示為W，通道估測單元所估測出的第一群集對應的延遲路徑之增益表示為h[0],h[1],...,h[W-1]，通道估測單元所估測出的第二群集對應的延遲路徑之增益表示為h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]，第一群集與第二群集之間的延遲時間差值表示為K，第一權重分別表示為w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，第二權重分別表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，時間索引m對應該接收訊號表示為r[m]，而權重計算單元依據，計算出第一權重與該些第二權重，其中，上標T表示矩陣轉置運算，上標-1表示反矩陣運算， w 1 = w 1,0 w 1,1…w 1,F-1 ， w 2 = w 2,0 w 2,1…w 2,F-1 ，為一接收向量 y [m]的自相關函數矩陣，接收向量 y [m]=( r T [m] r T [m-K]) T ， r [m]=(r[m] r[m-1]…r[m-F+1]) T ， r [m-K]=(r[m-K] r[m-K-1]…r[m-K-F+1]) T ， ，表示與第D行的元素所堆疊之向量，D為小於或等於F+W-1之任意正整數。
在本發明之一實施例中，上述之權重計算單元利用 以及 ，計算第一權重 與第二權重，其中， h 2,D 表示中之第D行上的元素所組成之向量， h 1,D 表示中之第D行上的元素所組成之向量。IDFT表示反離散傅立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉 換。與皆為對角線矩陣，其 中，且 。diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素由向量 x 之元素所組成，(．)1表示取出矩陣內第一行上之元素，表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣，與為近似於與的循環矩陣， 表示該傳輸通道中之高斯雜訊的變異數，表示維度為F×F的單位矩陣。
在本發明之一實施例中，上述之第一等化器包括多個第一延遲單元、多個第一乘法單元以及第一加法器。其中，多個第一延遲單元依序將接收訊號r[m]延遲單位時間後，分別輸出多個第一延遲訊號，多個第一延遲訊號表示為r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]。多個第一乘法單元將接收訊號r[m]與第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]分別乘以對應的第一權重之共軛w 1,0 ＊,w 1,1 ＊,w 1,2 ＊,...,w 1,F-1 ＊後，得到多個第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]。而第一加法器將第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]相加後，得到第一等化訊號。
在本發明之一實施例中，上述之等化裝置更包括一群集延遲單元將接收訊號r[m]延遲K個單位時間後，得到一群集延遲訊號r[m-K]。而第二等化器包括多個第二延遲單元、多個第二乘法單元以及第二加法器。其中，多個第二延遲單元依序將群集延遲訊號r[m-K]延遲單位時間後，分別輸出多個第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]。多個第二乘法單元將群集延遲訊號r[m-K]與第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]分別乘以第二權重之共軛w 2,0 ＊,w 2,1 ＊,w 2,2 ＊,...,w 2,F-1 ＊後，得到多個第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1], w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]。而第二加法器將第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]相加後，得到1第二等化訊號。
在本發明之一實施例中，上述之等化裝置，更包括一多路徑搜尋器，用以搜尋出傳輸通道中的延遲路徑，並依據延遲路徑的延遲時間，判斷傳輸通道中之群集個數。另外，多路徑搜尋器用以搜尋第一群集與第二群集之間的延遲時間的差值，表示為K。
在本發明之一實施例中，上述之等化裝置更包括一開關，其一端接收來自於通道的接收訊號，其另一端耦接至群集延遲單元，用以當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中之群集個數為1時，使開關為斷開狀態。當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中之群集個數大於1時，使開關為接通狀態。
在本發明之一實施例中，上述之等化裝置更包括一切換單元，具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端。其中，切換單元的第一輸入端接收群集延遲訊號r[m-K]，其第二輸入端接收接收訊號r[m]，其輸出端耦接至第二等化器。當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中之群集個數為1時，則切換單元之第二輸入端耦接至輸出端，當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中之群集個數大於1時，則切換單元之第一輸入端耦接至輸出端。
本發明因採用兩個等化器分別等化不同群集的延遲路徑下之接收訊號，同時，兩個等化器的權重在最小均方誤 差的準則下，分別利用整個通道之增益進行計算而得，使得兩個等化器能夠大大降低整個通道中之不同群集的延遲路徑所造成的干擾。
為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。
為了降低延遲擴散過大的通道對接收訊號所造成的干擾，本發明實施例提出了一種等化裝置與方法。在此為了方便說明本實施例，假設傳輸通道的功率延遲剖面圖如圖4所示。請參考圖4，其縱座標為功率，橫座標為延遲時間，並且，橫座標以離散時間表示。由圖4可看出，多條延遲路徑在延遲時間的分佈上可以分為第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2。其中，第一群集Cluster 1的通道長度假設為L 1，第二群集Cluster 2的通道長度假設為L 2，而第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間相差K個單位時間。
以下以離散時間來表示接收訊號與通道響應，並且，由圖4可知，第m個單位時間的接收訊號可表示為 其中，h[．]表示為通道增益，d[．]為傳送端所發出之訊號，v[．]為高斯雜訊(Gaussian noise)。
為了方便說明本實施例，以下假設本實施例提出之等化裝置應用於一接收器，如圖5所示。圖5繪示為應用本發明實施例之等化裝置的接收器之系統方塊圖。請參考圖 5，接收器500包括本發明實施例所提出之等化裝置505、解調變單元560與決策單元570。其中，等化裝置505接收經由傳送端發出且經由傳輸通道的接收訊號r[m]，並且等化接收訊號r[m]，以消除傳輸通道對接收訊號r[m]之干擾。接著，等化裝置505將輸出等化後的一結合訊號q[m]至解調變單元560。解調變單元560將結合訊號q[m]解調變為一數位訊號。
本發明實施例所提出等化裝置505包括第一等化器510、第二等化器520、群組延遲單元521、通道估測單元530、權重計算單元540與結合單元550。其中，通道估測單元530估測通道中的多條延遲路徑之通道增益。在此若考慮硬體上的限制時，通道估測單元530可以具有固定的通道估測視窗(channel estimation window)W 1與W 2來分別估測第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑。因此，上述第(1)式中的接收訊號可表示為
權重計算單元540以第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑之通道增益進行最小均方誤差(MMSE)演算法後，得到多個第一權重與多個第二權重。在此假設第一權重與多個第二權重的個數皆為F，因此，多個第一權重可表示為w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，而多個第二權重可表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1。為了本實施敘述的流暢度，本實施例在較為後面的內容中，才會詳細地說明權重計算單元440如何以最小均方誤差演算法計算出第 一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1與第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1。
第一等化器510將依據第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，對接收訊號r[m]進行等化運算後，得到一第一等化訊號。而群集延遲單元521將接收訊號r[m]延遲K個單位時間T後，得到一群集延遲訊號r[m-K]並輸出至第二等化器520。第二等化器520將依據第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，對接收訊號r[m]進行等化運算後，得到一第二等化訊號。結合單元550結合第一等化訊號與第二等化訊號，並輸出結合訊號q[m]。
為了方便說明本實施例，以下假設第一等化器510與第二等化器520的內部架構為一有限脈衝響應(Finite Impulse Response，FIR)濾波器，如圖5所示。其中，第一等化510包括多個第一延遲單元512_1~512_(F-1)、多個第一乘法單元514_0~514_(F-1)與第一加法器516。多個第一延遲單元512_1~512_(F-1)依序將接收訊號r[m]延遲一單位時間T後，分別輸出多個第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]。多個第一乘法單元514_0~514_(F-1)將接收訊號r[m]與第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]分別乘以第一權重之共軛w 1,0 ＊,w 1,1 ＊,w 1,2 ＊,...,w 1,F-1 ＊後，得到多個第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]。第一加法器516將第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1], w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]相加後，得到並輸出第一等化訊號至結合單元550。
第二等化器520包括多個第二延遲單元522_1~522_(F-1)、多個第二乘法單元524_0~524_(F-1)與第二加法器526。其中，多個第二延遲單元522_1~522_(F-1)依序將群集延遲訊號r[m-K]延遲單位時間後，分別輸出多個第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]。多個第二乘法單元524_0~524_(F-1)將群集延遲訊號r[m-K]與第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]分別乘以第二權重之共軛w 2,0 ＊,w 2,1 ＊,w 2,2 ＊,...,w 2,F-1 ＊後，得到多個第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]。第二加法器將第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]相加後，得到並輸出第二等化訊號至結合單元550。
為了方面說明本實施例，以下將接收訊號r[m]以向量表示為 r [m]，其中 r [m]=(r[m] r[m-1]…r[m-F+1]) T ，第一權重以向量表示為 w 1 =[w 1,0 w 1,1…w 1,F-1] T ，第二權重以向量表示為 w 2 =[w 2,0 w 2,1…w 2,F-1] T 。其中，上標T用以表示矩陣的轉置運算。在此為了方便表示本發明的各數學符號，以下當數學符號為向量時，將以一條底線表示，例如上述之 r [m]，而當數學符號為矩陣時，將以兩條底線表示。
由圖5中之第一等化器510之操作可知， r [m]例如為第一乘法單元514_0~514_(F-1)分別所接收之訊號，因此，第一加法器516所輸出之第一等化訊號例如為 w 1 H ． r [m]，其中，上標H表示共軛轉置運算(Hermitian operator)。另外，由圖5中之第二等化器520之操作可知， r [m-K]例如為第二乘法單元524_0~524_(F-1)分別所接收之訊號，因此，第二加法器516所輸出之第二等化訊號例如為 w 2 H ． r [m-K]。而等化裝置505所輸出的結合訊號
以下將說明本實施例的權重計算單元440如何得到第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1與第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1。為了方便說明本實施例，以下假設通道估測單元530的通道估測視窗W 1與W 2之長度相同(也就是說W 1=W 2=W)。由上述第(2)式可知，上述乘法單元514、524所分別接收之訊號 r [m]與 r [m-K]皆受到傳輸通道中的第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑之干擾，因此， r [m]與 r [m-K]可表示為
其中 d [m]=(d[m] d[m-1]…d[m-W-F+1]) T 。
v [m]=(v[m] v[m-1]…v[m-F+1]) T 。
表示為第一群集Cluster 1之延遲路徑的通道增益所推疊出之矩陣，其值為
表示為第二群集Cluster 2之延遲路徑的通道增益所推疊出之矩陣，其值為
為了方便說明本實施例，以下將第(3)式中的 r [m]與第(4)式中的 r [m-K]堆疊為一接收向量 y [m]，表示為 其中，例如為第一群集Cluster與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑之通道增益所推疊出之矩陣，其值為 。換句話說，為整個傳輸通道的通道增益組成之矩陣。
由上述第(7)式可看出，傳送端所傳送的訊號 d [m]與接收器的接收向量 y [m]之間的關係。而本實施例所提出之等化裝置505用以消除傳輸通道對接收訊號的干擾，因此，在滿足最小均方誤差(Minimum Mean-Square Error，MMSE)準則之下，權重計算單元540所計算出的第一權重 w 1 與第二權重 w 2 必須要使得結合訊號q[m]趨近於傳送端所傳送的訊號，也就是說，在MMSE準則之下，權重 w 1 與 w 2 應滿足： 上述第(8)式中之E[．]表示期望值(expected value)運算，arg min表示取出函數之最小值，(K+D)為決策延遲(decision delay)。D可為小於或等於F+W-1之任意正整數。
上述第(8)式中，利用維納-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出權重 w 1 與 w 2 為 其中，定義為上述接收向量 y [m]的自相關函數矩陣 (autocorrelation matrix)，也就是。而上 述表示與中之第D行(column)元素所堆疊之 向量， h 1,D 與 h 2,D 分別為一指向向量(steering vector)， h 2,D 表示中之第D行上的元素所組成之向量， h 1,D 表示中之第D行上的元素所組成之向量。
由上述第(9)式可知，權重計算單元540只要計算出，再計算出的反矩陣與向量相乘後，就可以計算出 w 1 與 w 2 ，也就得到第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1與第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1。在此，若接收器欲得到較好的效能，上述D值應設計為(F+W)/2，也就是說， 將由與矩陣的中間行上的元素所組成。因此，由上述第(5)與(6)式中之與可知， 。
由於第一等化器510所處理的接收訊號r[m]與第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]同樣受到傳輸通道中第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的干擾。因此，由上述第(9)式的推導過程可知，本實施例在計算第一等化器510對應的第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1時，同時考慮第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應之延遲路徑，並在MMSE之準則下，得到第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1。同樣地，本實施例也同時考慮第一群集Cluster 1與 第二群集Cluster 2對應之延遲路徑，並在MMSE之準則下，得到第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1。
然而，經由上述第(9)式可知，權重 w 1 與 w 2 的計算過程需要將維度2F×2F之矩陣與維度2F×1之矩陣相乘 ，並且，又必須花費大量的計算量才能得到計算的反矩陣，造成權重計算單元540實際計算 w 1 與 w 2 的複雜度相當龐大。因此，以下本實施例將推導與說明另一種計算權重 w 1 與 w 2 的方法，以降低計算 w 1 與 w 2 的複雜度。
由於傳送端所發出的訊號 d [m]為獨立(independent)，並且在滿足最小均方誤差的條件下，上述接收向量 y [m]的自相關函數矩陣可表示： 其中，表示上述高斯雜訊的變異數(variance)，表示維度為2F×2F的單位矩陣(identity matrix)。由於矩陣，因此，上述第(10)是可改寫成： 其中，與分別為的子矩陣 (sub-matrix)，其值為
利用區塊反矩陣(block matrix inversion)運算之公式，上述第(11)式中之的反矩陣可表示為： 其中，
由於本實施例中之與例如為扥波力茲矩陣 (Toeplitz matrix)，可以推得上述與之結 構為帶狀結構(banded structure)，且為扥波力茲矩陣。由註[2]之文獻可將上述的子矩陣與近似為： 其中，用以表示與，i,j為正整數，且1 i,j 2。
上述第(13)式中之為一對角矩陣(diagonal matrix)，其值為。其中，diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素由向量 x 之元素所組成。(．)1表示以矩陣內第一行上之元素所組成之向量，表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣。其中，表示對向量 a 進行離散傅立葉轉換，表示對向量 a 進行反離散傅立葉轉換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)。
另外，上述例如為近似於的循環矩陣(circulant matrix)。舉例來說，具有帶狀結構且為扥波力茲矩陣的例如表示為： ，的近似循環矩陣例如為：
上述離散傅立葉轉換矩陣具有之特性，並且，由上述第(13)可推導出： 將上述第(13)與(14)式代入第(12)式可得， 其中，，並且為一對角矩陣。
將上述的第(15)式代入上述第(9)式可得 將第(16)式展開後可得
上述DFT{．}表示離散傅立葉運算，IDFT{．}表示反離散傅立葉運算。在本實施例中，為了降低離散傅立葉運算DFT{．}與反離散傅立葉運算IDFT{．}的計算量，離散傅立葉運算DFT{．}與反離散傅立葉運算IDFT{．}也可以快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，FFT)與反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)實施。利用(11)式及，上述第(17)與(18)式可簡化並重寫為
其中，與皆為對角矩陣。
由上述(19)與(20)式可知，透過傅立葉轉換，計算權重 w 1 與 w 2 時，不再需要計算的反矩陣以及將與 相乘，只需計算對角線矩陣與之值以及計算傅立葉轉換與反傅立葉轉換。
為了使本領域具通常知識可以透過本實施例實施本發明，以下依據上述第一權重與第二權重的數學推導，提出本實施例的權重計算單元540內部之系統方塊圖。圖6繪示為本發明實施例之權重計算單元540的系統方塊圖。請參考圖6，權重計算單元540包括指向向量(Steering vector) 生成單元610、相關矩陣生成單元620、循環矩陣生成單元630、傅立葉計算單元640、增益係數計算單元650、乘法計算單元660以及反傅立葉計算單元670。
在權重計算單元540中之指向向量生成單元610與相關矩陣生成單元620接收到通道估測單元530所估測出第一群集Cluster 1的延遲路徑之通道增益h[0],h[1],...,h[W-1]與第二群集Cluster 2的延遲路徑之通道增益h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]。指向向量生成單元610利用第一群集Cluster 1的延遲路徑之增益h[0],h[1],...,h[W-1]組成一第一指向向量，也就是上述 h 1,D ，並利用第二群集Cluster 2的延遲路徑之增益h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]組成一第二指向向量，也就是上述 h 2,D 。
相關矩陣生成單元620利用第一群集Cluster 1的延遲路徑之增益h[0],h[1],...,h[W-1]以及第二群集Cluster 2的延遲路徑之增益h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]，計算出一第一相關矩陣與一第二相關矩陣，並由上述第(11) 式可知，
循環矩陣生成單元630耦接相關矩陣生成單元620，計算第一相關矩陣的近似循環矩陣，以及計算第二 相關矩陣的近似循環矩陣。近似循環矩陣為與 的計算方式例如為上述。另外，循環矩陣生成單元630 分別以循環矩陣與中之第一行上元素作為第一近似 向量與第二近似向量，並輸出與至傅立 葉計算單元640。由於在本實施例中循環矩陣生成單元630 例如是輸出近似循環矩陣與中之第一行上元素作為 近似向量與，因此，循環矩陣生成單元630只需 計算出近似循環矩陣與中之第一行上元素，可以不 需計算出似循環矩陣與中所有的元素。
傅立葉計算單元640接收第一指向向量 h 1,D 、第二指向向量 h 2,D 、第一近似向量與第二近似向量，並分別對第一指向向量 h 1,D 、第二指向向量 h 2,D 、第一近似向量 與第二近似向量表示為進行傅立葉轉換，得到 DFT{ h 1,D }、DFT{ h 2,D }、與。並且，傅立 葉計算單元640輸出轉換後之指向向量DFT{ h 1,D }與DFT{ h 2,D }至乘法計算單元660。
同時，傅立葉計算單元640利用轉換後之第一近似向量組成一第一對角矩陣，輸出至增益係數計算單元650，並且，傅立葉計算單元640利用轉換後之第 二近似向量組成一第二對角矩陣，輸出至增 益係數計算單元650。其中，第一對角矩陣之值例如表 示為，而第二對角矩陣之值例如表 示為
增益係數計算單元650計算第一係數矩陣與一第 二係數矩陣，並輸出至乘法計算單元660。其中第一係 數矩陣之值例如為上述之，第二係數矩陣 之值例如為上述之，而
乘法計算單元660計算第一係數矩陣與DFT{ h 2,D } 之乘積、第二係數矩陣與DFT{ h 1,D }之乘積 以及第一係數矩陣與DFT{ h 1,D }之乘積 ，並且，計算第二係數矩陣之共軛轉置 與DFT{ h 2,D }之乘積，並將所計算出之乘積輸出 至反傅立葉計算單元670。
最後，反傅立葉計算單元670對上述乘積 與之總合進行反傅立葉轉換，以得到第一權重 w 1 ，並對上述乘積與之總合進行 反傅立葉轉換，以得到該些第二權重。而第一權重 w 1 之 值例如為上述第(19)式，第二權重例如為上述第(20)式。
由上述權重計算單元540以及上述計算第一權重 w 1 與第二權重的數學式可知，本實施例所計算出的第一權重 w 1 不僅是考慮第一群集Cluster 1的延遲路徑，也同時考慮第二群集Cluster 2的延遲路徑，同樣地，第二權重計算時也是同時考慮第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑所得。進一步來說，由於上述的第一權重 w 1 與第二權重同時考慮第二群集Cluster 2的延遲路徑，因而使得第一等化器510與第二等化器520也能夠同時降低接收訊號 r [m]中來自不同群集的干擾。
另外，在上述圖5之實施例中，雖然第一等化器510與第二等化器520例如是以FIR的架構作為舉例，但本領域具有通常知識者應當知道，第一等化器510與第二等化器520還可以是IIR或其他種類之濾波器架構。另外，權 重計算單元540與通道估測單元530雖然配置為兩個分開的元件，但本領域具有通常知識者應當知道權重計算單元540與通道估測單元530也可配置於同一元件之內。
由上述圖5中之等化裝置505的操作可以歸納出一等化方法，如圖7所示。圖7繪示為本發明實施例之等化方法流程圖。請參考圖5與圖7，首先，等化裝置505接收經由傳送端發出且經由傳輸通道的接收訊號r[m](步驟S710)。然後，通道估測單元530估測出傳輸通道中之第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的多個延遲路徑之增益(步驟S720)。
接著，權重計算單元540利用第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的多個延遲路徑之增益，計算第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1與第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1(步驟S730)。在本實施例中，計算第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1與第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1的方法可以是利用上述之第(9)式，也可以是利用上述降低複雜度後之第(19)與(20)式。
接下來，第一等化器510依據第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，對接收訊號r[m]進行等化運算後，得到一第一等化訊號(步驟S640)。第二等化器520將依據第二權重w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，對接收訊號r[m]進行等化運算後，得到一第二等化訊號(步驟S750)。本實施例中，由於第二等化器520被規劃用以通道中第二群集Cluster 2之干擾，並且，由於第二群集Cluster 2與第一群集Cluster 1之 間的延遲時間之差值為K個單位時間，因此，在步驟S750中，群集延遲單元521先將接收訊號r[m]延遲K個單位時間後，輸出一群集延遲訊號r[m-K]至第二等化器520，第二等化器520再進行等化運算。最後，結合單元550結合第一等化訊號與第二等化訊號，並輸出結合訊號q[m](步驟S760)。
以下發明人以軟體的模擬上述圖5之接收器之效能，並假設圖5之接收器應用於CDMA系統，而解調變單元560為一耙式接收器(Rake receiver)，而上述單位時間T為一碼片時間T C ，並假設傳輸通道以丘陵地帶作為通道模型。圖8繪示為在固定傳輸功率與干擾能量比值(I or /I oc )固定下，不同碼片能量與傳輸功率比值E C /I or 下的錯誤率趨勢圖。請參考圖8，其橫座標為碼片能量與傳輸功率比值E C /I or ，且單位為dB，縱座標為位元錯誤率(Bit Error Rate)與區塊錯誤率(Block Error Rate)。圖8中的包含4種不同之曲線S1~S4。其中，S1為未使用等化裝置之接收器，也就是單純之耙式接收器。S2為具有單一等化器之接收器(如圖1所示)，其等化器之長度F=64。S3為具有單一等化器之接收器(如圖1所示)，其等化器之長度F=256。S4為圖5實施例之接收器，其中第一等化器與第二等化器之長度F=32。由上述圖8可觀察出本發明實施例之接收器與F=64之單一等化器之接收器具有相同的硬體複雜度，但是，本發明實施例之接收器的效能明顯地優於F=64之單一等化器之接收器。另外，就算單一等化器之長度增 加至F=256時，其接收器效能仍然明顯低於本發明實施例。
在實際的無線通道中，由於接收器(例如手機或PDA等等)將會移動或是周遭環境中的物體移動，因而造成接收器所面臨的傳輸通道不斷地改變。換句話說，傳輸通道中之群集個數也會隨通道環境改變，或者是第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間差值改變，因此，本實施例可應用目前的路徑搜尋技術，來找出群集之間延遲時間的差值。舉例來說，目前的多路徑搜尋器(Multi-Path Searcher，MPS)在每間隔一段時間掃描傳輸通道，以得到通道功率延遲剖面圖(channel power delay profile)。而本實施例可利用多路徑搜尋器來找出第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間差值，來調整上述實施例中之群集延遲單元521中之K值，以應付不同的傳輸通道。舉例來說，當路徑搜尋器搜尋出第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間相差10個單位時間時，接收器例如將群集延遲單元521中之K設為10。
另外，為了搭配不同的傳輸通道，圖5之實施例也可設計如圖9與圖10。請先參考圖9，接收器900內的元件操作類似於圖5之接收器500，故類似部分不再詳加贅述。而圖8之接收器900加入一多路徑搜尋器570與一開關580，其耦接關係如圖9所示。當多路徑搜尋器570偵測出傳輸通道的群集個數，當傳輸通道的群集個數為1時，換句話說，此時的傳輸通道只有第一群集Cluster 1時，將使 開關580為斷開狀態，使第二等化器520關閉，使等化裝置505如同傳統的等化器。當傳輸通道的群集個數大於1時，將使開關580為接通狀態，以開啟第二等化器520，換句話說，此時接收器900的操作如同上述圖5實施例。
請繼續參考圖10，接收器1000內的元件操作類似於圖5之接收器500，故類似部分不再詳加贅述。而圖10之接收器1000加入一多路徑搜尋器570與一切換單元590，其耦接關係如圖10所示。其中，切換單元590的第一輸入端耦接至群集延遲單元521，而其第二輸入端耦接至另一天線，其輸出端耦接於第二等化器520。當多路徑搜尋器570偵測出傳輸通道的群集個數，當傳輸通道的群集個數為1時，切換單元590之輸入端將耦接至另一天線，將另一天線所接收之訊號輸出至第二等化器520。而此時第二等化器520所接收的訊號，並未經過群組延遲單元521，而是來自另一天線所接收之訊號，因此，此時的第二等化器520還可以引進空間分集(spatial diversity)的之技術，以提更接收器之效能。另外，當傳輸通道的群集個數大於1時，切換單元590之輸入端將耦接至群集延遲單元521，使接收器1000之操作相同於圖5之實施例。
另外，上述圖10雖引用了另一天線，但本領域具通常知識者應當知道，上述接收器1000也可以如圖5一樣，只使用一個天線，也就是說，當傳輸通道的群集個數為1，切換單元590的第二輸入端與第一等化器510皆同樣接收 到來自於同一個天線的接收訊號r[m]。而第一等化器510與第二等化器520對同一個接收訊號r[m]進行等化。
以上述圖9之實施例可歸納出一等化方法，如圖11所示。請參考圖11，首先，接收器接收900經由傳送端發出且經由傳輸通道的接收訊號r[m](步驟S1110)。接著，多路徑搜尋器570搜尋傳輸通道的多個路徑，以判斷傳輸通道的群集個數是否大於1(步驟S1115)。若多路徑搜尋器570所搜尋出的群集個數大於1時，則進行步驟S1120~S1160，而步驟S1120~S11060相同於圖7中的步驟S720~S760，故不詳加贅述。
反之，當多路徑搜尋器570所搜尋出的群集個數等於1時，則估測傳輸通道中之第一群集對應的延遲路徑之增益(步驟S1170)。接著，以第一群集對應的延遲路徑之增益進行最小均方誤差演算，以得到多個第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1(步驟S1180)。依據第一權重w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，對接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號(步驟S1185)。最後，以第一等化訊號作為結合訊號q[m]，並輸出結合訊號q[m](S1190)。
綜上所述，本實施因採用兩個等化器分別等化不同群集的延遲路徑下之接收訊號，同時，兩個等化器的權重在最小均方誤差的準則下，皆以整個通道之增益進行計算而得，使得兩個等化器能夠大大降低整個通道中之不同群集的干擾，而不需要加大等化器的長度。並且，本實施例又引用了傅立葉轉換，來降低第一等化器與第二等化器的複 雜度，使得本發明在提高接收器效能時，也可以降低了計算的複雜度。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
註[2]：Zhang, J. Bhatt, T. and Mandyam, G., “Efficient Linear Equalization for High Data Rate Downlink CDMA Signaling,” proc. of 37th IEEE Asilomar Conference on signals, Systems, and computers, Monterey, CA, pp.141-145, vol. 1, Nov. 2003.
110、530‧‧‧通道估測單元
130、335、340‧‧‧等化器
150‧‧‧相關器
170‧‧‧決策單元
Cluster 1、Cluster 2、305A、305B‧‧‧延遲路徑之群集
300、500、900、1000‧‧‧接收器
352‧‧‧CMIS電路
325、330‧‧‧加法器
505‧‧‧等化裝置
510‧‧‧第一等化器
520‧‧‧第二等化器
521‧‧‧群集延遲單元
512_1~512_(F-1)‧‧‧第一延遲單元
514_0~514_(F-1)‧‧‧第一乘法器
522_1~522_(F-1)‧‧‧第一延遲單元
524_0~524_(F-1)‧‧‧第一乘法器
516‧‧‧第一加法器
526‧‧‧第二加法器
540‧‧‧權重計算單元
550‧‧‧結合單元
560‧‧‧解調變單元
570‧‧‧多路徑搜尋器
580‧‧‧開關
590‧‧‧切換單元
610‧‧‧指向向量生成單元
620‧‧‧相關矩陣生成單元
630‧‧‧循環矩陣生成單元
640‧‧‧傅立葉計算單元
650‧‧‧增益係數計算單元
660‧‧‧乘法計算單元
670‧‧‧反傅立葉計算單元
S710~S760‧‧‧本發明實施例之等化方法的各步驟
S1~S4‧‧‧模擬曲線
S1110~S1190‧‧‧本發明另一實施例之等化方法的各步 驟
圖1繪示為傳統的CDMA系統利用等化器之接收器的系統方塊圖。
圖2繪示為通道功率延遲剖面圖。
圖3繪示為美國2006/0109892號專利中之接收器的系統方塊圖。
圖4繪示為本發明實施例的傳輸通道之功率延遲剖面圖。
圖5繪示為應用本發明實施例之等化裝置的接收器之系統方塊圖。
圖6繪示為本發明實施例之權重計算單元540的系統方塊圖。
圖7繪示為本發明實施例之等化方法流程圖。
圖8繪示為在固定傳輸功率與干擾能量比值(I or /I oc )固定下，不同碼片能量與傳輸功率比值E C /I or 下的錯誤率趨勢圖。
圖9繪示為應用本發明另一實施例之等化裝置的接收器之系統方塊圖。
圖10繪示為應用本發明另一實施例之等化裝置的接收器之系統方塊圖。
圖11繪示為本發明另一實施例之等化方法流程圖。
500‧‧‧接收器
505‧‧‧等化裝置
510‧‧‧第一等化器
520‧‧‧第二等化器
521‧‧‧群集延遲單元
512_1~512_(F-1)‧‧‧第一延遲單元
514_0~514_(F-1)‧‧‧第一乘法器
522_1~522_(F-1)‧‧‧第一延遲單元
524_0~524_(F-1)‧‧‧第一乘法器
516‧‧‧第一加法器
526‧‧‧第二加法器
550‧‧‧結合單元
530‧‧‧通道估測單元
540‧‧‧權重計算單元
560‧‧‧解調變單元

Claims (24)

  1. 一種等化裝置，接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，該傳輸通道具有多個延遲路徑，該些延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，該等化裝置包括：一通道估測單元，用以估測該第一群集對應的該些延遲路徑之增益以及該第二群集對應的該些延遲路徑之增益；一權重計算單元，以該第一群集與該第二群集對應的該些延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；一第一等化器，用以依據該些第一權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號；以及一第二等化器，用以依據該些第二權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之等化裝置，更包括：一結合單元，用以結合該第一等化訊號與該第二等化訊號，並輸出一結合訊號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之等化裝置，其中該通道估測單元具有一通道估測視窗，表示為W，該通道估測單元所估測出的該第一群集對應的該些延遲路徑之增益表示為h[0],h[1],...,h[W-1]，該通道估測單元所估測出的該第二群集對應的該些延遲路徑之增益表示為h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]，該第一群集與該第一群集之間的延遲時間差值表示為K，該些第一權重分別表示為w 1,0, w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，該些第二權重分別表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，時間索引m對應的該接收訊號表示為r[m]， 而該權重計算單元利用，計算出該 些第一權重與該些第二權重，其中，上標T表示矩陣轉置運算，上標-1表示反矩陣運算， w 1 =[w 1,0 w 1,1…w 1,F-1] T ， w 2 =[w 2,0 w 2,1…w 2,F-1] T ，為一接收向量 y [m]的自相關函數矩陣，該接收向量 y [m]=( r T [m] r T [m-K]) T ， r [m]=(r[m] r[m-1]…r[m-F+1]) T ， r [m-K]=(r[m-K] r[m-K-1]…r[m-K-F+1]) T ， ，表示與第D行的元素所堆疊之向量，D為小 於或等於F+W-1之任意正整數。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之等化裝置，其中該權重計算單元利用以及 ，計算該些第一權重與該些第二權重，其中，IDFT表示反離散傅 立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉換，與 表示為一對角矩陣，其值為，i,j為正整 數，且1 i,j 2，diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素由向量 x 之元素所組成，(．)1表示以矩陣內第一行上之元素組成之向量，表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣，為近似於的循環矩陣， 表示該傳輸通道中之高斯雜訊的變 異數，表示維度為F×F的單位矩陣。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之等化裝置，其中該權重計算單元利用 以及 ，計算該些第一 權重與該些第二權重，其中，IDFT表示反離散傅立葉轉 換，DFT表示離散傅立葉轉換，與 皆為對角線矩陣，其中 ，且， ，diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素 由向量 x 之元素所組成，(．)1表示以矩陣內第一行上元素組成之向量，表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣，與為近似於與的循環 矩陣，表示 該傳輸通道中之高斯雜訊的變異數，表示維度為F×F的單位矩陣。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之等化裝置，其中該權重計算單元包括：一指向向量生成單元，利用該通道估測單元所估測出之該些延遲路徑之增益h[0],h[1],...,h[W-1]組成一第一指向向量，並利用該通道估測單元所估測出之該些延遲路徑之增益h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]組成一第二指向向量，其中該第一指向向量為矩陣中之第D行上之元素所組成的向量，表示為 h 1,D ，該第二指向向量為矩陣中之第D行上之元素所組成的向量，表示為 h 2,D ；一相關矩陣生成單元，用以計算一第一相關矩陣與一第二相關矩陣，其中該第一相關矩陣表示為，該第二相 關矩陣表示為，其值為 表示該傳輸通道中之高斯雜訊的變異數， 表示維度為F×F的單位矩陣；一循環矩陣生成單元，用以計算一第一近似向量與一第二近似向量，其中該第一近似向量為該第一相關矩陣的近似循環矩陣中之第一行上元素組成之向量，該第一相 關矩陣的近似循環矩陣表示為，該第一近似向量表 示為，該第二近似向量為該第二相關矩陣的近似循 環矩陣中之第一行上元素組成之向量，該第二相關矩陣 的近似循環矩陣表示為，該第二近似向量表示為 (．)1表示以矩陣內第一行上元素作為向量；一傅立葉計算單元，用以分別對該第一指向向量 h 1,D 、 該第二指向向量 h 2,D 、該第一近似向量與該第二近似 向量進行傳立葉轉換，以得到DFT{ h 1,D }、DFT{ h 2,D }、 與，並利用組成一第一對角 矩陣，利用組成一第二對角矩陣，其中，該第一 對角矩陣表示為，其值為，該第二 對角矩陣表示為，其值為，DFT表示離散傅立葉轉換；一增益係數計算單元，用以計算一第一係數矩陣與一 第二係數矩陣，其中該第一係數矩陣表示為，其值為 ，該第二係數矩陣表示為，其值為 一乘法計算單元，用以計算該第一係數矩陣與 DFT{ h 2,D }之乘積、該第二係數矩陣與 DFT{ h 1,D }之乘積與該第一係數矩陣與 DFT{ h 1,D }之乘積，並計算該第二係數矩陣之 共軛轉置與DFT{ h 2,D }之乘積；以及 一反傅立葉計算單元，用以對上述乘積與 之總合進行反傅立葉轉換，以得到該些第一權 重 w 1 ，並對上述乘積與之總合進 行反傅立葉轉換，以得到該些第一權重。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之等化裝置，其中，時間索引m對應的該接收訊號表示為r[m]，該等化裝置更包括：一群集延遲單元，用以將該接收訊號r[m]延遲K個一單位時間後，得到一群集延遲訊號r[m-K]。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之等化裝置，其中該些第一權重的個數為F，該些第一權重分別表示為w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，該第一等化器包括：多個第一延遲單元，用以依序將該接收訊號r[m]延遲該單位時間後，分別輸出多個第一延遲訊號，該些第一延遲訊號表示為r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]；多個第一乘法單元，用以將該接收訊號r[m]與該些第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]分別乘以該些第一權重之共軛w 1,0 ＊,w 1,1 ＊,w 1,2 ＊,...,w 1,F-1 ＊後，得到多個第一乘法訊號，表示為w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]；以及一第一加法器，用以將該些第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]相加後，得到該第一等化訊號。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之等化裝置，其中該些第二權重的個數為F，該些第二權重分別表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，該第二等化器包括：多個第二延遲單元，用以依序將該群集延遲訊號r[m-K]延遲該單位時間後，分別輸出多個第二延遲訊號， 該些第二延遲訊號表示為r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]；多個第二乘法單元，用以將該群集延遲訊號r[m-K]與該些第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]分別乘以該些第二權重之共軛w 2,0 ＊,w 2,1 ＊,w 2,2 ＊,...,w 2,F-1 ＊後，得到多個第二乘法訊號，表示為w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]；以及一第二加法器，用以將該些第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]相加後，得到該第二等化訊號。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之等化裝置，更包括：一多路徑搜尋器，用以搜尋出該傳輸通道中的該些延遲路徑，並依據該些延遲路徑的延遲時間，判斷該傳輸通道中之群集個數。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之等化裝置，其中該多路徑搜尋器更包括用以搜尋該第一群集與該第二群集之間的延遲時間的差值，表示為K。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之等化裝置，更包括：一開關，其一端接收該接收訊號，其另一端耦接至該群集延遲單元，用以當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中之群集個數為1時，使該開關為斷開狀態，當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中之群集個數大於1時，使該開關為接通狀態。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之等化裝置，更包括：一切換單元，具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端，其該第一輸入端接收該群集延遲訊號r[m-K]，其該第二輸入端接收該接收訊號r[m]，其輸出端耦接至該第二等化器，用以當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中之群集個數為1時，則該切換單元之該第二輸入端耦接至該輸出端，當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中之群集個數大於1時，則該切換單元之該第一輸入端耦接至該輸出端。
  14. 一種等化方法，包括下列步驟：接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，其中，該傳輸通道具有多個延遲路徑，該些延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集；估測該第一群集對應的該些延遲路徑之增益以及該第二群集對應的該些延遲路徑之增益；以該第一群集與該第二群集對應的該些延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；依據該些第一權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號；以及依據該些第二權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之等化方法，更包括： 結合該第一等化訊號與該第二等化訊號，並輸出一結合訊號。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之等化方法，其中該第一群集對應的該些延遲路徑之增益表示為h[0],h[1],...,h[W-1]，該第二群集對應的該些延遲路徑之增益表示為h[K],h[K+1],...,h[K+W-1]，該第一群集與該第一群集之間的延遲時間差值表示為K，該些第一權重分別表示為w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，該些第二權重分別表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，時間索引m對應的該接收訊號表示為r[m]，其中進行該最小均方誤差演算以得到該些第一權重與該些第二權重的步驟包括：利用之數學式，計算出該些第一權重與該些第二權重，其中，上標T表示矩陣轉置運算，上標-1表示反矩陣運算， w 1 =[w 1,0 w 1,1…w 1,F-1] T ， w 2 =[w 2,0 w 2,1…w 2,F-1] T ，為一接收向量 y [m]的自相關 函數矩陣，該接收向量 y [m]=( r T [m] r T [m-K]) T ， r [m]=(r[m] r[m-1]…r[m-F+1]) T ， r [m-ｋ]=(r[m-K] r[m-K-1]…r[m-K-F+1]) T ， ，表示與第D行的元素所堆疊之向量，D為小於或等於F+W-1之任意正整數。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之等化方法，其中進行該最小均方誤差演算以得到該些第一權重與該些第二權重的步驟包括： 利用以 及之數學式，計算該些第一權重與該些第二權重，其中，IDFT表示 反離散傅立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉換， 與表示為一對角矩陣，其值為，i,j 為正整數，且1 i,j 2，diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素由向量 x 之元素所組成，(．)1表示以矩陣內第一行上元素組成之向量，F表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣，為近似於的循環矩陣， 表示該傳輸通道中之高斯雜訊的變異數，表示維度為F×F的單位矩陣。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之等化方法，其中進行該最小均方誤差演算以得到該些第一權重與該些第二權重的步驟包括： 利用以及 之數學式，計算該些第一權重與該些第二權重，其中，IDFT表示反離散傅立葉 轉換，DFT表示離散傅立葉轉換，與 皆為對角線矩陣，其中 ，且 ，diag{ x }表示一對角矩陣，其對角線元素由向量 x 之元素所組成，(．)1表示取出矩陣內第一行上之元素，表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform， DFT)矩陣，與為近似於與的循環矩陣， 表示該傳輸通道中之高斯雜訊的變異數，表示維度為F×F的單位矩陣。
  19. 如申請專利範圍第14項所述之等化方法，其中時間索引m對應的該接收訊號表示為r[m]，該等化方法更包括：搜尋該第一群集與該第二群集之間的延遲時間的差值，表示為K；以及將該接收訊號r[m]延遲K個一單位時間後，得到一群集延遲訊號r[m-K]。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之等化方法，其中該些第一權重的個數為F，該些第一權重分別表示為w 1,0,w 1,1,w 1,2,...,w 1,F-1，其中依據該些第一權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到該第一等化訊號的步驟包括：依序將該接收訊號r[m]延遲該單位時間後，分別輸出多個第一延遲訊號，該些第一延遲訊號表示為r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]；將該接收訊號r[m]與該些第一延遲訊號r[m-1],r[m-2],...,r[m-F+1]分別乘以該些第一權重之共軛w 1,0 ＊,w 1,1 ＊,w 1,2 ＊,...,w 1,F-1 ＊後，得到多個第一乘法訊號，表示為w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]；以及將該些第一乘法訊號w 1,0 ＊．r[m],w 1,1 ＊．r[m-1],w 1,2 ＊．r[m-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-F+1]相加後，得到該第一等化訊號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之等化方法，其中該些第二權重的個數為F，該些第二權重分別表示為w 2,0,w 2,1,w 2,2,...,w 2,F-1，其中依據該些第二權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到該第二等化訊號的步驟包括：依序將該群集延遲訊號r[m-K]延遲該單位時間後，分別輸出多個第二延遲訊號，該些第二延遲訊號表示為r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]；將該群集延遲訊號r[m-K]與該些第二延遲訊號r[m-K-1],r[m-K-2],...,r[m-K-F+1]分別乘以該些第 二權重之共軛w 2,0 ＊,w 2,1 ＊,w 2,2 ＊,...,w 2,F-1 ＊後，得到多個第二乘法訊號，表示為w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]；以及將該些第二乘法訊號w 2,0 ＊．r[m-K],w 2,1 ＊．r[m-K-1],w 2,2 ＊．r[m-K-2],...,w 1,F-1 ＊．r[m-K-F+1]相加後，得到該第二等化訊號。
  22. 如申請專利範圍第19項所述之等化方法，其中在接收該接收訊號之後，更包括：搜尋出該傳輸通道中的該些延遲路徑，並依據該些延遲路徑的延遲時間，判斷該傳輸通道中之群集個數是否大於1。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之等化方法，其中當判斷出該傳輸通道中之群集個數等於1時，包括：估測該傳輸通道中之該第一群集對應的該些延遲路徑之增益；以該第一群集對應的該些延遲路徑之增益進行該最小均方誤差演算，以得到多個第一權重；依據該些第一權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號；以及以該第一等化訊號作為該結合訊號，並輸出該結合訊號。
  24. 一種接收器，接收來自一傳送端經由一傳輸通道的一接收訊號，該傳輸通道具有多個延遲路徑，該些延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，該接收器包括： 一通道估測單元，用以估測該第一群集對應的該些延遲路徑之增益以及該第二群集對應的該些延遲路徑之增益；一權重計算單元，以該第一群集與該第二群集對應的該些延遲路徑之增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；一第一等化器，用以依據該些第一權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第一等化訊號；一第二等化器，用以依據該些第二權重，對該接收訊號進行等化運算後，得到一第二等化訊號；一結合單元，用以結合該第一等化訊號與該第二等化訊號，並輸出一結合訊號；以及一解調變單元，用以將該結合訊號解調變後，輸出一數位訊號。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8374273B1 (en) 2007-03-30 2013-02-12 Marvell International Ltd. Method and apparatus for transmit beamforming
US8638875B1 (en) 2008-04-15 2014-01-28 Marvell International Ltd. Transmit beamforming systems and methods
US9300371B1 (en) 2008-03-07 2016-03-29 Marvell International Ltd. Beamforming systems and methods
US20100011044A1 (en) * 2008-07-11 2010-01-14 James Vannucci Device and method for determining and applying signal weights
KR20110021149A (ko) * 2009-08-25 2011-03-04 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 수신 방법 및 장치
KR20130075888A (ko) * 2011-12-28 2013-07-08 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 등화기 수신기 및 동작 방법
US8699645B2 (en) * 2012-01-10 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for a robust fractionally spaced equalizer
JP6070417B2 (ja) * 2013-05-29 2017-02-01 富士通株式会社 無線通信装置、重み係数演算方法、および重み係数演算プログラム
US8804808B1 (en) * 2014-01-14 2014-08-12 The Aerospace Corporation Dynamic equalization systems and methods for use with a receiver for a multipath channel
US9628122B1 (en) 2016-07-25 2017-04-18 The Aerospace Corporation Circuits and methods for reducing interference that spectrally overlaps a desired signal based on dynamic gain control and/or equalization
US10056675B1 (en) 2017-08-10 2018-08-21 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing directional interference based on adaptive excision and beam repositioning
US10972319B2 (en) * 2018-09-12 2021-04-06 Texas Instruments Incorporated Clockless decision feedback equalization (DFE) for multi-level signals
US11212015B2 (en) 2020-05-19 2021-12-28 The Aerospace Corporation Interference suppression using machine learning

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI249309B (en) * 2004-08-09 2006-02-11 Benq Corp Soft adaptive Viterbi equalizing method and related apparatus thereof
TW200737792A (en) * 2006-01-18 2007-10-01 Interdigital Tech Corp Method and apparatus for supporting transmit diversity in a receiver

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3038790B2 (ja) * 1990-04-27 2000-05-08 日本電気株式会社 等化器
US7193983B2 (en) * 2002-01-17 2007-03-20 Agency For Science, Technology And Research Path diversity equalization CDMA downlink receiver
KR100471592B1 (ko) * 2002-07-09 2005-03-10 한국전자통신연구원 전치 등화 장치, 이를 이용한 ｖｓｂ 전송 시스템 및 그전송 방법
US7586982B2 (en) * 2003-05-06 2009-09-08 Nokia Corporation Kalman filter based method and apparatus for linear equalization of CDMA downlink channels
TWI357729B (en) * 2003-07-14 2012-02-01 Interdigital Tech Corp High performance wireless receiver with cluster mu
US7684526B2 (en) * 2006-09-21 2010-03-23 Broadcom Corporation Frequency domain equalizer for dual antenna radio
US7889822B2 (en) * 2006-09-21 2011-02-15 Broadcom Corporation Frequency domain equalizer with one dominant interference cancellation for dual antenna radio

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI249309B (en) * 2004-08-09 2006-02-11 Benq Corp Soft adaptive Viterbi equalizing method and related apparatus thereof
TW200737792A (en) * 2006-01-18 2007-10-01 Interdigital Tech Corp Method and apparatus for supporting transmit diversity in a receiver

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