CN101142775B - 无线电通信设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供即使在很可能受到干扰的环境中也能够对信道响应进行准确估算，对信息信号进行正确解调的技术方案。本发明包括纠错编码单元1，S/P转换单元2，映射单元3，IDFT(离散傅立叶逆变换)单元4(可以是IFFT：快速傅立叶逆变换)，P/S转换单元5，GI(保护间隔)***单元6，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a和11-b，开关单元12-a和12-b，D/A转换单元13-a和13-b，无线电单元14-a和14-b，和天线单元15-a和15-b。

Description

无线电通信设备
技术领域
本发明涉及无线电通信设备，特别是涉及即使在有来自相邻网孔的干扰波的强烈影响的环境下，能够准确地估算信道响应和正确地解调信息信号的无线电通信技术。
背景技术
近年来，随着通信量的增加，越来越多的用户需要无线电通信***中的快速数据传输。由OFDM(正交频分复用)表示的多载波传输作为实现快速和高容量数据传输的方式受到了关注。在IEEE 802.11a中用作5GHz频带的无线电***或数字地面广播的OFDM通过以最小的频率间隔安排数十到数千载波来提供同时的通信，所述最小的频率间隔在理论上不引起干扰。通常，在OFDM中，这些载波被称为用PSK、OFDM等为了通信而被数字调制的子载波。已知的是OFDM与纠错相组合，以便获得针对频率选择衰落的强容限。
专利文献1揭示了采用上述OFDM的通信***中使用的接收设备的一种配置实例。图13示出了专利文献1中所示接收机的设备配置实例。如图13所示，专利文献1中提出的接收机被配置成包括天线单元1000，GI(保护间隔)消除单元1001，FFT单元1002，解调单元1003-1至-N，P/S(并到串)转换单元1004，选择单元1005，开关1006-1至-N，IFFT单元1007，延迟轮廓估算单元1008，和FFT单元1009。
首先，在GI消除单元1001中对从图13所述的接收机的天线单元1000中已经接收的接收信号消除保护间隔，然后在FFT单元1002中将该信号从时域信号转换成频域信号。把如上所述在FFT单元1002中获得的每个子载波的信息信号传输到解调单元1003-1至-N进行解调。通常，在广播***，无线LAN***和其它***中，处理信息信号，估算信道响应的已知导频信号被包含在码元或数据包中。在选择单元1005中选择该导频信号，并经由开关1006-1至-N传输到IFFT单元1007。
传输到IFFT单元1007的导频信号被从频域信号转换成时域信号，并在延迟轮廓估算单元1008中估算信道响应的延迟轮廓。然后，在FFT单元1009中，把如上所述从已知导频信号估算的信道响应的延迟轮廓从时域信号转换成频域信号。该过程能够寻找频域中的信道响应。
通过上述过程获得的频域中的信道响应被传输到已经向其传输信息信号的解调单元1003-1至-N，用于在信道响应补偿中使用，从而能够通过补偿多径衰落的影响进行解调，并因此能够正确地对信息信号进行解调。
[专利文献1]日本专利公开(Kokai)No.2003-32217(2003)
上述现有技术能够针对信息信号估算信道响应，并补偿变化的影响。然而，在附近有使用相同频带的另一个OFDM***的环境下，或在终端处在所有网孔使用相同频带的OFDM蜂窝***中的网孔边缘周围的环境中，该技术存在着来自相邻网孔的干扰波的影响明显恶化信道响应的估算过程的精度的问题；结果是，不能正确地解调信息信号。
该技术的另一个问题在于，如果为了估算信道响应而在OFDM码元中使用基站专用码来识别蜂窝***中的基站，需要检测该基站专用码来估算信道响应。这样造成的问题在于频域中的常用相关方法在强频率选择衰减的环境下不能正确地工作。
类似地，在发送设备使用多个发射天线实施发射分集技术的情况下，估算信道响应的代码使用相同代码。就是说，没有公开针对估算信道响应和识别天线二者来使用相同OFDM码元的技术。
本发明的一个目的是即使在上述环境下也能够准确地估算信道响应并正确地解调信息信号。
发明内容
在根据本发明的无线电通信技术中，发送设备同时发射针对发射天线用不同代码调制的、用于估算信道响应的OFDM码元，而接收机将所接收的、用于估算信道响应的OFDM码元转换成频域数据，选择由发射设备所使用的代码，用于进行复数共轭，将获得的频域数据与该共轭相乘以计算该信道响应的频率响应。然后，将该信号转换成时域信号以计算信道响应的延迟轮廓。另外，将所计算的延迟轮廓与适合的时间窗口相乘，并再次转换成频域数据，从而允许以降低的干扰影响高精度地估算频域中的信道响应，并且能够识别天线。
把对每个天线的信道响应的估算方式和天线的识别方式应用于蜂窝***中的基站，从而能够识别基站，并且高度准确地估算从每个基站发射的信号频率响应。
在接收多个信号的环境中，针对用于估算信道响应的、已经导致干扰信号的OFDM生成复制，并从接收信号中减去该复制。这样能够改善在估算期望信号的频域中的信道响应的准确性。
根据本发明的无线电通信技术在发射设备包括多个天线的情况下把上述天线识别技术应用于在发射分集中选择发射天线。就是说，发射用于针对天线使用不同代码估算信道响应的码元，并且进行分集接收以切换发射天线。如果使用预定代码寻找延迟轮廓的结果超过了功率阈值，则确定使用该代码的天线被用作发射天线。类似地，接收侧估算MIMO***中发射天线的数量。
如上所述，根据本发明，接收估算信道响应的OFDM码元，该OFDM码元已经针对发射天线利用不同的代码调制，把接收的OFDM码元转换成频域信号，与发射设备中使用的代码的复共轭信号相乘，并转换成时域信号，以计算延迟轮廓。然后，将所获得的延迟轮廓与适当的时间窗口相乘，并再次转换成频域信号，从而能够计算信道响应的高度准确的频率响应。另外，接收设备选择相乘的代码，从而能够同时识别发射天线。
另外，将高度准确地计算天线的频率响应的方式和识别发射天线的方式应用于蜂窝***，从而能够识别基站和估算信道响应。
此外，对已经导致干扰波的、用于估算信道响应的OFDM码元生成复制，从接收信号中减去该复制，从而改善信道响应的估算惯例。
在发射分集***中，能够选择或切换发射天线。
在MIMO***中，能够估算发射侧使用的发射天线的数量，使得不必在通信协议上通知发射天线的数量，从而改善整个***中的吞吐量。
附图说明
图1是显示本发明实施例中使用的数据包的配置实例的示意图；
图2是显示根据本发明第一实施例的基站的发射设备的配置实例的示意图；
图3是显示根据本发明第一实施例的终端的接收设备的配置实例的示意图；
图4是显示来自IDFT单元的输出波形的实例的示意图；
图5是显示根据本发明第一实施例的通信方法的流程图；
图6是显示在将无线电通信技术应用到在通信中使用多个发射/接收天线的MIMO的实例中、使用根据本发明第二实施例的无线电通信技术的基站的发射设备配置实例的示意图；
图7是显示对应于图6的接收设备的配置实例的功能方框图；
图8是显示根据本实施例的信道响应估算过程的流程图；
图9是显示根据本发明第三实施例在无线电通信技术中设备间的位置关系的示意图；
图10是显示根据本发明第三实施例的接收设备配置实例的功能方框图；
图11是显示图10所示接收设备进行的信号处理过程的流程图；
图12是显示OFDM码元与取样点之间的位置关系的示意图；和
图13是显示专利文献1中描述的接收机的设备配置实例的示意图。
符号说明
1：纠错编码单元
2：S/P转换单元
3：映射单元
4：IDFT单元
5：P/S转换单元
6：GI(保护间隔)***单元
11-a，11-b：前同步码(A，B0，B1)存储选择单元
12-a，12-b：开关单元
13-a，13-b：D/A转换单元
14-a，14-b：无线电单元
15-a，15-b：天线单元
具体实施方式
首先，定义在此使用的OFDM(正交频分复用)信号的参数如下：N表示用于OFDM的子载波数量，Tsym表示OFDM码元的长度，Tgi表示保护间隔的长度。图1是显示本发明第一实施例中使用的数据包的配置实例的示意图。如图1所示，根据本发明实施例的数据包格式包括前同步码(preamble)A，前同步码BX和数据。前同步码A用于OFDM码元同步或频率同步。前同步码BX主要用于估算信道响应。前同步码BX的时间波形表示为下面的等式(1)：
T ( x , t ) = Σ k = 0 k = N - 1 a k , x cos 2 π f k t + jb k , x sin 2 πf k t . . . ( 1 )
等式(1)意味着考虑频率轴，与fk对应的子载波的实轴分量被表示为ak，虚轴分量被表示为bk：Ck＝ak+jbk(j是虚数单位，即j×j＝-1)。作为天线专用值，决定ak、x、bk和x。
本发明的特征在于各个发射天线发射不同的前同步码，而接收设备从每个天线估算延迟轮廓，以及估算信道响应或识别发射天线。如果产生前同步码的代码长度的代码是Ckx和Cky，则由下面的等式(2)表示Ckx和Cky之间的相关：
Cor = Σ k = 0 N - 1 C k x × C k y * - - - ( 2 )
在上面的等式中，符号“*”是指复共轭。优选的是选择代码，使得在针对天线选择不同代码的过程中Cor给出较小的值。
下面描述根据本发明实施例的无线电通信技术。
首先，参考附图描述根据本发明第一实施例的无线电通信技术。根据该实施例的无线电通信技术的特征在于定义了用于估算信道响应的码元(symbol)，从多个天线同时发射这些码元作为针对天线的不同序列(前同步码)，从而分离和计算从天线发射的信号的延迟轮廓。
根据该第一实施例的无线电通信设备是发射设备使用多个天线进行发射的实例，特别是，根据本发明的技术被应用于发射分集。
上述图1也是显示作为根据本实施例的无线电通信技术目标的数据包格式的实例。如图1所示，该实施例中的数据包包含前同步码A，前同步码BX和数据。在此，前同步码A用于OFDM码元同步或频率同步，而前同步码BX用于天线识别或信道响应估算。两个前同步码A和BX都是预定信号，其中BX中的X指示该前同步码是天线专用前同步码，这些前同步码被标记为B0，B1，…，是指取决于天线的不同数据。
根据本发明第一实施例的无线电通信技术涉及下行链路发射，为发射(基站)侧提供多个天线，并且在进行发射天线选择分集中涉及天线选择技术。然而，本发明不限于该实例，并且可以应用于上行链路或其它通信。该实施例从发射设备的多个发射天线同时发射利用专用代码调制的、用于信道响应估算的OFDM码元。示出了这样一个实例，其中接收侧检测从各个天线发射的信道响应估算码元，估算发射侧使用的多个天线中的那个天线已经发射的信号质量最好(最高接收功率)，并估算信道响应的频率响应。
下面参考附图描述根据本发明第一实施例的无线电通信技术。图2是显示根据本发明该实施例的基站发射设备的配置实例的示意图。虽然该实例不限制天线的数量，图2示出了设置有两个发射天线的设备的实例。如图2所示，根据该实施例的基站的发射设备包括对应于两个天线的配置。就是说，发射设备包括纠错编码单元1，S/P转换单元2，映射单元3，DFT(离散傅立叶变换)单元4，该DFT单元4可以是IFFT(快速傅立叶逆变换)单元，P/S转换单元5，GI(保护间隔)***单元6，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a和11-b，开关单元12-a和12-b，D/A转换单元13-a和13-b，无线电单元14-a和14-b，和天线单元15-a和15-b。天线选择消息符合从作为通信目的地的终端通知的结果。
在上面基站的发射设备中，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11向经过OFDM信号处理的波形中存储的载波分配代码A，代码B0，和代码B1。如果根据天线选择信息来选择天线15-a，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a则输出前同步码A，B0，而前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-b则输出前同步码A，B1。如果根据天线选择信息来选择天线15-b，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a则输出前同步码A，B1，而前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-b则输出前同步码A，B0。就是说，与所选择的天线相连的前同步码(A，B0，B1)存储选择单元输出前同步码A，B0。
下面描述根据天线选择信息选择天线15-a的情况。首先，在发射数据中发射前同步码；就是说，开关单元12-a和12-b首先选择和发射前同步码。此时，前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a输出前同步码A，B0，而前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-b输出前同步码A，B1。
发射了前同步码之后，开关单元12-a进行切换，以便选择其信息数据已经经过从纠错编码单元1到GI(保护间隔)***单元6的OFDM发射处理的数据。另一方面，在前同步码发射之后，开关单元12-b不再发射数据。
重复相同的发射操作，直到根据天线信息请求天线切换。在请求天线切换时(选择天线15-b)，相互替换前同步码(A，B0，B1)存储选择单元11-a和11-b的前同步码码型(pattern)以及开关单元12-a和12-b的控制方法。
接下来，描述根据该实施例的终端的接收设备。如图3所示，根据该实施例的终端的接收设备被配置成包括天线单元41，无线电接收单元42，A/D转换单元43，同步单元44，GI去除单元45，S/P转换单元46，DFT(或FFT)单元47，代码相乘单元48，IDFT(或IFFT)单元49，时间窗口(过滤)单元50，DFT(或FFT)单元51，信道响应估算单元52，数据解调单元53，缓存单元54，代码选择单元55，和功率测量单元56。
如上所述，从基站发射设备中的不同天线同时发射前同步码A，B0以及A，B1。在终端接收设备中，前同步码经历不同的信道响应，并且被单个天线41同时接收。经历不同信道响应的信号经过无线电接收单元42和A/D转换单元43，被输入到同步单元44。同步单元44使用前同步码A建立码元同步；稍后，在适当的时间执行处理。
接下来，在GI去除单元45中去除在发射侧附连的保护间隔，在S/P转换单元46中将信号转换成并行信号，并输入到DFT单元47。然后，DFT单元47把接收的时域信号转换成频域信号。前同步码B0和B1被同时接收，使得添加有前同步码的频域信号被输入缓存单元54。所输入的数据被标记为RxB。
此后，代码选择单元55选择代码B0的复共轭信号(从发射数据的天线发射的前同步码)，代码相乘单元48将该信号与RxB相乘。IDFT单元49对该信号进行IDFT运算。能够将该信号处理为来自发射前同步码B0的天线的延迟轮廓(后面参考图4描述)。然后，把来自接收侧的IDFT单元49的输出与时间窗口相乘，时间窗口单元50去除不需要的分量，以除去噪声和干扰分量，准确地得到期望的延迟轮廓，以选择有效信息，DFT单元51进行DFT，使得能够获得频率响应。利用寻找的频率响应，能够进行后续的数据解调。数据解调单元53进行纠错以获得发射的数据。
在上述处理过程之后，或与上述处理过程并行，代码选择单元55选择代码B1，代码相乘单元48将该代码与RxB相乘。在IDFT单元49中对该结果进行IDFT，使得其能够从已经发射前同步码B1的天线寻找延迟轮廓。
图4示出了IDFT单元49输出的波形的实例。图4(a)是显示使用B0作为代码时的示意图，图4(b)是显示使用B1作为代码时的示意图。在图4所示的实例中，来自两个天线的延迟轮廓从t0伸展到t3。当代码选择单元55使用代码B0时，前同步码B1的影响在整个时间波形上伸展。可以将该影响作为噪声处理。相反，当代码选择单元55使用代码B1时，前同步码B0的影响在整个时间波形上伸展。可以将该影响作为噪声处理。就是说，当发射前同步码系列与在相乘单元中使用的系列相同时，功率集中在保护间隔时段期间，并获得延迟轮廓。当发射前同步码系列与在相乘单元中使用的系列不同时，功率分散在整个取样时间上，产生噪声信号。
在图4所示的实例中，只有t0至t3处得到时间过滤(filter)，使得能够估算信道响应，同时使其它前同步码的影响保持最小。
功率测量单元56从延迟轮廓估算功率，并寻找哪个天线具有更高功率的传播路径。然后，将该结果作为天线改变信息从发射机(未示出)通知给基站。如果请求改变以使用传播路径具有更高功率的天线，基站如上所述改变天线进行通信。
图5是说明上述方法的流程图。如图5所示，在接收开始时，首先，在步骤S101，使用前同步码A进行OFDM码元同步。在步骤S102，使用DFT把前同步码区域B(参见图2；在该实施例中，添加B0和B1)转换成频率数据。步骤S103至S106是使用IDFT，从由天线使用的前同步码估算各个延迟轮廓的步骤。首先，在步骤S103，将RxB与B0的复共轭相乘，并使用IDFT估算延迟轮廓，在步骤S105将RxB与B1的复共轭相乘，并在步骤S106使用IDFT估算延迟轮廓。步骤S107是根据在步骤S106估算的延迟轮廓，估算来自发射天线的功率的步骤。步骤S108是用于决定反馈回发射侧的功率信息的步骤：用于指定在该实施例中下一次通信中使用的天线的步骤。在步骤S111，时间过滤从用作发射天线的天线的延迟轮廓提取有效数据，在步骤S112，使用DFT估算信道响应。然后，在步骤S113解调数据，结束该过程。
如上所述，针对发射数据所需的前同步码B0同时发射用于选择天线的前同步码B1，并完成上面的设备配置和过程，使得对发射分集***的配置不再进一步需要估算天线的时间。另外，根据该方法，定义用于发射数据的天线的代码定义为B0，使得即使预先没有天线选择信息，发射侧也能够任意选择天线。
此外，假设在此描述的用于发射分集的天线控制***是蜂窝***中每个基站的天线，能够识别基站。然而，由于每个基站的发射天线发射用于估算信道响应的OFDM码元，而该码元是利用专用于该天线的代码调制的，不能像根据第一实施例的发射设备那样，相互替换天线的代码。
如果终端处在从多个基站接收电波的位置(例如，在网孔边缘或在扇区边缘)，它接收到用于估算信道响应的OFDM码元，而这些OFDM码元是利用不同代码调制的，并且被同时发射。当来自当前连接的基站的信号变弱或信号质量下降时，终端通过执行第一实施例中描述的过程，能够识别下一个要连接的基站。然而，远距离基站不能完全同步来接收用于估算信道响应的OFDM信号。然而，由于为OFDM信号设定了保护部分，不需要完全同步，而只需要基站同步到某个长度，以防止出现问题。
虽然已经描述了与第一实施例有关的两个发射天线的实例，在蜂窝***中从其同时进行接收的基站的数量可能不限于两个。此外，基站使用的代码是未知的。这种情况下，采用从当前连接的基站向周围基站通知诸如周围基站的代码之类的信息的方法。终端根据该信息来选择代码，并选择要连接的下一个基站。
接下来，参考附图描述根据本发明第二实施例的无线电通信技术。根据该实施例的无线电通信技术是将该无线电通信技术应用于在通信中使用多个发射/接收天线的MIMO(多输入多输出；下文称之为MIMO)的实例。
图6是显示根据该实施例在2×2(2：发射天线的数量，2：接收天线的数量)MIMO***中基站的发射设备的配置实例的示意图。与图2标有相同符号的部件具有相同的功能，因此在此不再描述。
图6与图2所示配置的区别在于有两条用于处理信息数据的线路，并且用方框21替换方框11。天线之间的信道响应的信息对所有天线来说总是需要的，因此天线总是发射相同的前同步码。在该实施例中，天线15-a确定地发射前同步码(A，B0)存储单元21-a中存储的前同步码B0，而天线15-b确定地发射前同步码(A，B1)存储单元21-b中存储的前同步码B1。
图7是显示根据该实施例的接收设备的配置实例的功能方框图。然而，图7只示出了估算信道响应的功能；为了实现MIMO，需要另一个相同的电路配置，虽然未示出该配置。与图3中相同的功能块被标注相同的标号，，并且由于它们与根据图3的配置几乎没有不同的处理，在此不再对其进行描述。该处理中的区别仅在于总是针对所有代码(B0，B1)寻找信道响应，并加入了使用天线数量估算单元60。
在MIMO***中，发射/接收站必须知道使用的天线数量。根据该实施例的无线电通信技术包括图7所示的使用天线数量估算单元60。如果功率测量单元56基于每个延迟轮廓的功率测量结果确定测量的功率不大于的预定阈值，使用天线数量估算单元60则能够确定使用该前同步码的天线未被用于发射数据，并且能够解调MIMO数据。
如上所述，接收设备能够估算使用OFDM码元的发射天线的数量，以估算MIMO***中的信道响应。这样，与需要预先通知所使用的天线数量的通信***相比，能够实现高效率的通信***。
图8示出了根据该实施例的信道响应估算过程的流程图。如图8所示，根据该实施例的流程图也只示出了估算信道响应所需的过程，也即天线的接收***所需的相同过程。该流程图示出了发射天线的数量为M的情况，其中前同步码B0，B1，…，BM-1是与各个发射天线对应的前同步码。如果针对每次发射减少天线的数量，按照带有较大后缀的天线的顺序，即，BM-1，BM-2的顺序来减少使用的天线。
在接收开始时(k＝0)，在步骤S201进行OFDM同步，然后在步骤S202使用DFT对前同步码B的区域进行频率转换(RxB)。这些步骤中的处理分别与S101和S102中的相同。在步骤S203，将RxB与代码Bk(是0≤k＜M的整数)的复共轭相乘，然后在步骤S204使用IDFT估算延迟轮廓。在步骤S205，从延迟轮廓估算功率P，然后在步骤S206确定功率是否在阈值之上。如果该功率不在阈值之上(否)，则结束该过程。如果该功率在阈值之上，在步骤S207对使用代码Bk寻找的延迟轮廓进行时间过滤，然后在步骤S208估算信道响应。在步骤S209确定k是否等于M-1。如果相等(是)，则结束该过程。如果不相等(否)，则在步骤S210将k递增1，该过程返回步骤S203，从步骤S203重复该过程，直到过程结束。
通过上述过程，能够估算使用中的天线不大于发射天线的总数。另外，单个OFDM码元足够估算所有天线中的信道响应。
该实施例的描述中没有描述在发射侧的天线选择。然而，如果在发射侧选择天线时按照在发射侧的优先权来选择高度可靠的天线，上面的流程图中所示的在接收侧天线数量选择方法的工作更有效。
虽然已经描述了上面的实施例作为对前同步码赋予使用优先权的方法作为实例，检查所有前同步码的方法也是可以的。
如果向前同步码赋予使用优先权，发射和接收设备必须预先保持相同的优先权；和或者不能实现该实施例。因此，接收设备针对所有可能的前同步码从延迟轮廓中寻找功率，并根据已经发射了只有其功率超过了阈值的前同步码的数据的确定进行处理，使得设备能够以类似的方式确定天线的数量。
接下来，参考附图描述根据本发明第三实施例的无线电通信技术。根据第三实施例的无线电通信技术是将本发明应用于构成网孔的基站的实例。图9是显示该实施例中的设备间的位置关系的示意图。在图9所示的配置实例中，每个基站形成一个网孔，使用天线进行发射和接收。根据专用于每个基站的代码产生前同步码B。下面描述从基站到移动台的下行信道中的操作实例。如图9所示，在根据该实施例的无线电通信技术中，三个网孔中各提供有基站BS-1，BS-2和BS-3中的一个，基站BS-1，BS-2和BS-3分别使用前同步码B0，B1和B2。安装有基站BS-1的网孔被标注为网孔1，设置有基站BS-2的网孔被标注为网孔2，设置有基站BS-3的网孔被标注为网孔3。基站BS-1，BS-2和BS-3在时间上彼此同步，并使用相同的频带进行通信。
图10是显示根据该实施例的接收设备的配置实例的功能方框图。配置图10所示的接收设备以改善来自基站的信道响应的估算精度。虽然上面的第一和第二实施例能够实现该配置，在选择基站天线时，该配置更有效。就是说，在第一和第二实施例中，发射和接收设备之间的距离几乎是相同的，导致接收功率没有如此的差异；然而，在选择构成网孔的基站的天线时，基站与移动台之间的距离彼此不同，导致接收功率完全不同。这种情况下，根据该实施例的配置是有效的。在图10中，与图3中标注了相同标号的方框是与图3所示相同的功能块，在此不再进一步描述。在图10中，参考标号61表示用于对每个频率的两个信号进行减法运算的减法单元，参考标号62表示信道响应存储单元，参考标号63表示代码选择单元(2)，参考标号64表示代码相乘单元(2)。单元63和64分别与代码选择单元55和代码相乘单元48具有相同的功能。
如图9所示，当移动台处在场所B9(在网络1中)时，它接近发射和接收期望波的期望基站BS-1，使得它能够准确地估算信道响应。然而，由于移动台远离干扰基站BS-2和BS-3，来自发射和接收干预波的干扰基站BS-2和BS-3的信道响应估算导致低精度。
在场所B，由于移动台与基站BS-1通信，移动台知道来自基站BS-1的信道响应。同样，在估算来自基站BS-2的信道响应时，通过从接收的信号减去基站BS-1的前同步码B0的分量，能够改善来自基站BS-2的信道响应的估算精度。通过把信道响应存储单元62中存储的基站BS-1的信道响应信息与由代码选择单元(2)64选择的基站BS-1的前同步码B0的代码相乘，能够获得从基站BS-1发射的前同步码B0的接收信号，减法单元61对具有前同步码B0的接收信号进行运算，使得能够估算来自基站BS-2的信道响应，而不受基站BS-1的前同步码B的影响。另外，重复类似的操作，以估算来自基站BS-3的信道响应，并且能够估算来自基站BS-3的信道响应，而不受基站BS-1和BS-2的影响。
虽然在上述实施例中是按照从基站BS-1，BS-2和BS-3的顺序估算信道响应，而不能以任何顺序估算信道响应，但优选导致更高性能的该估算顺序。导致更高性能的顺序是通信中可靠性的顺序，通过该顺序，寻找期望基站的信道响应，然后在正常状态(连接到基站时)寻找被认为具有高度可靠的信道响应的基站的信道响应。在初始连接时，寻找所有可连接基站的信道响应，然后在通信中按从高到低可靠性类似地寻找信道响应。
在此使用的指示通信可靠性的特定参数可以仅是接收强度，或者可以是SINR(信号与干扰和噪声功率比)。
已经基于移动台预先已知干扰波代码的假设描述了上面的实例。然而，在许多实际的无线电通信***中，存在着多个代码，并且干扰波的代码是未知的。下面给出在这种情况下进行的处理过程的流程图。在该过程中，假设移动台连接到期望的基站。在使用特定代码估算延迟轮廓时流程图中的符号Pinf是功率比，并且由等式(3)定义：
P inf = 1 t guard Σ k = 0 t guard - 1 Pt k 1 N - t guard Σ k = t guard N - 1 Pt k . . . ( 3 )
其中Ptk是指找到的延迟轮廓在时间tk的功率。
在该流程图中，Pinf的阈值被定义为10×log Pinf＞3dB，这只是一个实例，该阈值不限于3dB。符号tguard指示与保护间隔的长度相等的取样点。
在图11中，步骤S1至S6是用于估算来自期望基站的信道响应的步骤；步骤S11至S16用于选择作为实际干扰基站的基站和估算电波强度等级的步骤；步骤S21至S26是用于估算来自干扰基站的信道响应的步骤；步骤S31是在存储器等设备中保留来自干扰基站的信道响应的步骤。
首先，描述步骤S1至S6。步骤S1是产生作为对接收的信号进行DFT的结果的波形Fpre(k)的步骤，其中k是满足0≤k＜N的整数，并且是子载波编号。
步骤S2是把在步骤S1寻找的信号与作为Corg(k)的复共轭的Corg*(k)相乘的步骤，其中Corg(k)作为期望基站的特定代码。结果是，将获得的信号标注为Fdp(k)。Fdp(k)是来自包含许多干扰分量的期望基站的信道响应。
在步骤S3，对Fdp(k)进行IDFT以寻找Frdp(k)(图11中的符号“＜＝”是指IDFT)。参数t指示针对k的时间取样，并且是满足0≤k＜N的整数。Timp(t)是来自期望基站的冲击响应。
在步骤S4，将Timp(t)与作为时间窗口的Twd(t)相乘以计算Trimp(t)。
在步骤S5，对Trimp(t)进行DFT以寻找Frdp(k)(图11中的符号“＜＜＝”是指DFT)。Frdp(k)是通过准确地计算来自期望基站的信道响应而获得的值。然后，在步骤S6，把估算的信道响应保留在存储器等设备中，以便将来在解调过程中使用(未示出)。
接下来，描述步骤S11值S16的过程。在步骤S6之后的步骤S11，从第一次寻找的前同步码的波形减去来自期望基站的信道响应(见图中的等式)。在该计算中，通过把Frdp(k)与专用于期望基站的代码相乘来寻找减去的信号分量。在该步骤中寻找的信号是仅从干扰信号产生的信号，并且被定义为Finf(k)。
步骤S12是将其与代码的共轭相乘以便寻找可能作为干扰基站的所有代码的信道响应的步骤。在此，专用于基站的代码被表示为C(k，x)，代码的复共轭是C*(k，x)。指示符x指示基站。例如，如果有10个代码，将x从0至9编号，来自在该步骤寻找的每个干扰基站的信道响应被标注为Finfdp(k，x)。
步骤S13是对每个x的Finfdp(k，x)进行IDFT的步骤。结果是，计算Tinfdp(t，x)。Tinfdp(t，x)是来自每个干扰基站的延迟轮廓。在步骤S15，针对每个x计算在等式(3)定义的功率比Pinf(x)。在步骤S16，寻找满足Pinf(x)＞3dB的x’s，按照Pinf(x)的幅度的降序对x’s排序，该序列被标注为“y”。满足上面条件等式的x’s的数量是“w”。例如，如果x被如前所述按照从0至9编号，则存在三个满足条件等式的x’s，幅度的等级是x＝3，x＝1，x＝2，y则大于3，1，2，w＝3。
最后，描述步骤S21至S27。步骤S16后的步骤S27是确定是否已经针对每个可能的代码估算了干扰波的信道响应的步骤。步骤S12是每次新循环时将w递减1的步骤。步骤S22是在干扰波中寻找具有可能最大的功率的干扰波的信道响应，保留为干扰波分量，该步骤中的处理与步骤S2和S12中相同。结果是，能够估算此时具有最大功率的干扰波的信道响应。
步骤S23是执行与步骤S3和S13相同的处理，或IDFT处理的步骤。步骤S24是执行与步骤S4相同的处理，或用于施加时间窗口的步骤。在步骤S25，执行与步骤S5相同的步骤，识别具有代码C(k，y)的干扰基站的信道响应。在步骤S31中存储该路径。步骤S26是去除干扰波分量和再次执行该循环的步骤，与步骤S11的处理相同。
通过执行循环，直到w变为0，能够估算来自所有干扰基站的信道响应。结果是，具有能够在越区切换时预先解调干扰基站的数据，使越区切换处理平滑的优点。
接下来，参考附图描述根据本发明第四实施例的无线电通信设备。图12是显示OFDM码元和取样点之间的位置关系的示意图。
该实施例以接收设备中的时间过滤方法为特征。在此所示的方法不仅用于根据上面第一至第三实施例的无线电通信技术，而且可以应用于普通的***来使用通信专用码从前同步码计算延迟轮廓，以便估算信道响应。
在该实施例中，每个基站形成图9所示的网孔，其中天线进行发射和接收。由专用于每个基站的代码产生前同步码B。描述从基站到移动台的下行信道作为实例。
准确地估算信道响应对上述***中使用的移动台的接收设备是很重要的。为此目的，图3和其它附图中所示的接收功能的时间过滤功能增加了重要性。过去已经使用了将过滤设定为保护间隔长度的技术。这些技术假设广播***，但在接收设备在网孔中移动的***中并不总是最佳的。
时间过滤存在这样的问题，如果过滤的时间较短，该分量降低了由噪声引起的恶化，并且过滤性能得到改善，但在去除信号分量时，估算精度降低。该实施例涉及自适应地进行时间过滤的方法。
利用第一方法，考虑在网孔配置的无线电通信***中存在具有各种能力的基站；基站向移动台通知网孔区的信息，例如，发射功率；移动台据此对时间过滤进行设定。根据该方法，在与构成具有最大网孔区域的无线电通信***的基站的通信中，移动台将时间过滤设定成保护间隔长度，缩短针对较小网孔区域的时间过滤的时间。
利用第二方法，根据接收设备的确定来改变时间过滤长度。尽可能地不从期望基站损失信号是很重要的。为此，提供一种将时间窗口扩大到预定的功率比等级的方法。在IDFT之后的第k个取样的功率是Ptk，第一到第m个功率之和与总功率之比是Pr，然后获得该等式：
Pr = Σ k = 0 m - 1 Pt k Σ k = 0 N - 1 Pt k . . . ( 4 )
提出了扩大窗口宽度直到Pr达到预定功率比的方法。这种情况下，大约90％的Pr是有效的，但任何值都不是最佳的。提出了一种以减少来自其它网孔的影响并改善信道响应估算精度的方式来设定该值的方法。例如，如果窗口被扩大到满足Pr＝90％的宽度m，信道响应的估算将更精确。然而，这样的窗口会引起m超过保护间隔长度的情况，例如许多噪声的情况，因此将m的最大值设定为能够防止精度恶化的保护间隔长度。
还可以以保护间隔之外的平均功率近似噪声功率，从信号分量减去该结果，然后寻找功率比。这种情况下，等式(4)被改变如下：
Pr ′ = Σ k = 0 m - 1 ( Pt k - P ave ) Σ k = 0 N - 1 ( Pt k - P ave ) . . . ( 5 )
和
P ave = 1 a 2 - a 1 Σ k = a 1 a 2 Pt k . . . ( 6 )
其中tguard＜a1＜a2，tguard是与保护间隔长度具有相同长度的取样点。以与上面的实例改善该特征的类似方式处理Pr’，由此不需要设定最大值。
工业实用性
本发明能够应用于无线电通信***。

Claims (14)

1.一种用于接收信号的正交频分复用无线电接收设备，所述信号用于估算信道响应，所述信号是由不同代码调制的，并且被同时发射，所述正交频分复用无线电接收设备包括：
第一傅立叶变换单元，用于对接收的正交频分复用信号进行傅立叶变换；
代码选择单元，用于选择在发射侧使用的任何代码；
代码相乘单元，用于将利用用于估算信道响应的正交频分复用码元的傅立叶变换得到的信号与所述选择的代码相乘；
傅立叶逆变换单元，用于对相乘结果进行傅立叶逆变换；
时间窗口单元，用于从由傅立叶逆变换获得的延迟轮廓信号只提取所需的信号；
第二傅立叶变换单元，用于对所述时间窗口单元的输出进行傅立叶变换；和
信道响应估算单元，用于从所述第二傅立叶变换单元的傅立叶变换的结果估算信道响应。
2.根据权利要求1所述的正交频分复用无线电接收设备，进一步包括：
接收功率测量单元，用于从由傅立叶逆变换获得的延迟轮廓信号，估算来自使用在所述代码选择单元中选择的代码的天线的接收功率。
3.根据权利要求1或2所述的正交频分复用无线电接收设备，其中所述时间窗口单元只提取与由发射设备指定的时间的长度对应的取样。
4.根据权利要求1或2所述的正交频分复用无线电接收设备，其中所述时间窗口单元只提取与终端预先登记的时间的长度对应的取样。
5.根据权利要求1或2所述的正交频分复用无线电接收设备，其中所述时间窗口单元提取所需取样的时间，是在确定时间内积分的延迟轮廓的幅度的值与整个部分内积分的延迟轮廓的幅度的值的比达到预定值的时间或者在确定时间内积分的延迟轮廓的功率的值与整个部分内积分的延迟轮廓的功率的值的比达到预定值的时间。
6.根据权利要求5所述的正交频分复用无线电接收设备，其特征在于提取所述取样的时间的最大值是由用于正交频分复用码元的保护间隔时间按照数据单元表示的时间。
7.一种使用多个发射/接收天线的多输入多输出***，所述多输入多输出***的特征在于：
对于每个发射天线，使用专用的代码系列作为用于估算信道响应的码元；和
由根据权利要求2至6中的任何一项所述的无线电接收设备的多个天线接收，并在所述接收天线中估算所述发射天线的信道响应。
8.根据权利要求7所述的多输入多输出***，其特征在于所述无线电接收设备包括连接到所述接收功率测量单元的发射天线数量估算单元，
所述发射天线数量估算单元使用利用预定的代码系列寻找延迟轮廓的结果，估算是否有任何天线使用该预定的代码系列。
9.根据权利要求8所述的多输入多输出***，其特征在于所述发射天线数量估算单元的估算包括：
如果从找到的延迟轮廓的首部到与保护间隔对应的时间的功率与从保护间隔对应的时间到码元最末的功率之比不小于特定值，则确定使用了测试的代码系列的估算。
10.根据权利要求8所述的多输入多输出***，其特征在于所述发射天线数量估算单元向专用于发射侧中每个天线的代码系列给予优先权；和
接收侧按优先权顺序使用一致的系列确定是否有发射天线，并决定在被确定没有发射天线的系列代码之前的天线的数量作为当前发射天线的数量。
11.一种用于接收信号的无线电接收设备的通信方法，所述信号用于估算由不同代码产生的、从不同天线同时发射的正交频分复用***的信道响应，所述通信方法包括步骤：
使用多个代码产生多个延迟轮廓，按时间过程分离所获得的延迟轮廓，和寻找发射天线的信道响应，
所述的通信方法，进一步包括步骤：用于除了来自使用特定代码系列的无线电发射站的信号外，识别接收的信号中使用的其它代码系列；使用由识别装置识别的其它代码系列生成接收信号的复制；和利用从接收信号中减去所述复制的信号为结果，寻找来自使用特定代码系列的无线电发射站的信道响应。
12.根据权利要求11所述的通信方法，进一步包括步骤：生成除使用特定代码系列的期望接收波之外的接收干扰波的复制，并从接收信号减去该复制，作为选择用于生成该复制的目标接收干扰波的标准，是所述目标接收干扰波的可靠性信息的确定性高。
13.根据权利要求11所述的通信方法，进一步包括步骤：
对作为复制生成目标的所有接收的干扰波进行处理，所述处理包括：在从接收波减去除来自利用特定代码系列的无线电发射站的期望接收波之外的其它多个接收的干扰波的复制的过程中，首先在所述其它多个接收干扰波中只选择具有最确定的可靠性信息的接收干扰波，以生成该复制，和从接收的波中减去该复制；然后在剩余的接收干扰波中选择具有最确定的可靠性信息的接收干扰波，以生成复制，并进一步从已经被减去复制的接收波减去该复制。
14.根据权利要求12或13所述的通信方法，其特征在于所述可靠性信息是功率的大小、信号与干扰和噪声功率比SINR、或信号与噪声功率比SNR。
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