CN101093983A - 比较电路和红外线接收机 - Google Patents

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Abstract

本发明的比较电路包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的切换，通过充放电电流对电容交替地进行充放电；比较器电路，通过分别比较电容的电容电压(Csig)、第一阈值电压(Vth1)和比第一阈值电压大的第二阈值电压(Vth2)，生成对应于比较结果的脉冲信号，并且将该脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的电平的信号输出到输出信号生成电路；逻辑处理电路，根据上述被生成的脉冲信号，生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到充放电电路，从而调整充放电电流的电流值。按照上述结构，可以在比较电路中，一边具有误动作防止能力，一边提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力。

Description

比较电路和红外线接收机
技术领域
本发明涉及比较电路，特别涉及例如在内置于IC的红外线接收机或包含载波的信号的解调器等中的具有迟滞比较器电路的比较电路。
背景技术
近年来，采用红外线通信手段的设备被广泛使用。作为上述设备，例如举出家电产品的遥控器等红外线通信接收机。一般来说，在红外线通信接收机中，为了防止电路上的误动作，在输出电路中具有迟滞比较器电路。迟滞比较器电路具有防止振荡(chattering)等电路的误动作的作用。
而且，作为上述红外线通信手段，例如有IrDA(Infrared Data Association)接收用设备(红外线接收用设备)，以及红外线遥控器接收设备。在表1中表示上述各设备的通信率、脉冲宽度和脉冲周期的规格。
〔表1〕
通信率 脉冲宽度  T
IrDA接收用设备 4Mbps(FIR) (1/4)*T  500nsec
1.152Mbps(MIR) (1/4)*T  868nsec
2.4kbps～115.2kbps(SIR) (3/16)*T  8.68usec～104usec
红外线遥控器接收用设备 1kbps以下 由于发送码而有所不同 由于发送码而有所不同
另外，一般来说，在红外线接收用设备中，存在脉冲宽度由于接收距离而变动的问题，有时由于接收距离而不满足脉冲宽度规格，产生通信差错。由此，希望开发能够维持基于具有迟滞比较器电路的现有误动作防止能力，同时输出脉冲宽度稳定的红外线接收机。
而且，近年来，在无线键盘等多媒体设备中，安装利用了以高速传输或者低功耗驱动为目的的短周期·短脉冲宽度的发送码的红外线遥控***的设备正在增加。因此，更希望开发能够接收上述短周期·短脉冲宽度的发送码的红外线接收机。
这里，例如在日本公开专利公报“实开平1-132127号公报(1989年9月7日公开)”和日本公开专利公报“特开2003-152509号公报(平成15年5月23日公开)”中，公开了对于上述希望的迟滞比较器电路。因此，作为以往例，参照附图23～25，说明在上述各文献中记载的利用了迟滞比较器电路方式的比较电路2000。
图23是表示以往的利用了迟滞比较器电路方式的比较电路2000的一个结构例的电路图。图24是表示比较电路2000中的迟滞比较器电路2200的详细的结构例的电路图。图25是比较电路2000的动作波形。
如图23所示，比较电路2000由以下部件构成：对电容2109(电容值Cx)进行充放电的充放电电路2100、迟滞比较器电路2200、输出电路2300、用于对充放电电路2100输入信号的输入单元2001、以及用于输出从输出电路2300输出的信号的输出单元2002。
而且，在图中，MN表示N沟道MOSFET，MP表示P沟道MOSFET，在对栅极/源极间施加MOSFET的阈值电压(Vth)以上的电压时，漏极/源极间导通，流过电流。以下，将栅极/源极间电压略记为Vgs。而且，将漏极/源极间导通的情况设为导通(ON)，另一方面将漏极/源极间不导通的情况设为截止(OFF)。
首先，参照图23和25，兼顾结构的说明，对充放电电路2100的基本动作进行说明。
在充放电电路2100中，如果对输入单元2001输入脉冲信号即输入电压(Vin)，则在Vin＝Low的情况下，对MN2105施加比阈值电压更小的Vgs，MN2105＝OFF。其结果，从电流源2108输出的恒流Iy被MN2106和MN2107所构成的电流镜返回，恒流Iy被从电容2109引出。即，电容2109被放电。
这时，由于相反MP2101＝ON，所以从电流源2104输出的恒流Ix在Vcc～MP2101～GND的路径流动，所以在MP2102和MP2103中不流过电流。因此，在Vin＝Low的情况下，电容2109为被放电的状态。
基于相同的原理，在Vin＝Hi的情况下，MP2101＝OFF，MN2105＝ON。由此，在MP2101＝OFF的情况下，恒流Ix被MP2102和MP2103所构成的电流镜返回，在电容2109中流过恒流Ix。即，电容2109被充电。于是，由于相反MN2105＝ON，所以恒流Iy在Vcc～MN2105～GND的路径中流过，所以在MN2106和MN2107中不流过电流。因此，在Vin＝Hi的情况下，电容2109成为被充电的状态。
而且，表示电容2109的电压值的电容电压(Csig_x)按照Vin＝Hi和Vin＝Low的情况，即充电和放电的情况，其电压值变动。
如图25所示，在A点Vin＝Hi时，电容2109开始被充电，所以Csig_x上升。于是，从A→C点Csig_x以一定的时间常数上升，并且在已上升至Vcc的C点充电成为饱和状态，成为一定的Csig_x。而且，在D点Vin＝Low时，电容2109开始被放电，所以Csig_x下降。于是，从D→F点Csig_x以一定的时间常数下降，并且在已下降至GND(0V)的F点放电完，成为一定的Csig_x。
接着，参照图23～25，兼顾结构的说明，对迟滞比较器电路2200、以及连接到迟滞比较器电路2200的输出侧的输出电路2300的基本动作进行说明。
如图23所示，迟滞比较器电路2200具有：比较电路2201、以及产生具有迟滞特性的迟滞阈值电压(Vth_his)的基准电源2202，比较充放电电路2100的Csig_x和Vth_his。
具体来说，如图24所示，迟滞比较器电路2200作为输入电压(+in)输入Csig_x，根据比较了Csig_x和Vth_his的结果，输出输出电流(Iout)。这时，根据比较结果，Vth_his的值变动。对此，在以下进行说明。
(i)+in＜Vth_his的情况
从电流源2220输出的恒流Iw流过MN2211，在MP2213以及MP2214所构成的电流镜被返回，流过电阻2217(电阻值Ry)和电阻2216(电阻值Rx)。由此，Vth_his成为以下的式(1)。
Vth_his＝Vth_H＝Rx×Iv+(Rx+Ry)×Iw  …式(1)
(而且，Vth_H的H表示高电平(High))
此时，MN2212中不流过电流，所以Iout＝0。
(ii)+in＞Vth_his的情况
从电流源2220输出的恒流Iw流过MN2212，所以在R2218(电阻值Rz)产生Rz×Iw的电压降。由此，由于MP2215的栅极/源极间被施加阈值电压以上的电压，所以MP2215导通，输出Iout。这时，由于在MN2211中不流过电流，所以Vth_his成为以下的式(2)。
Vth_his＝Vth_L＝Rx×Iv  …式(2)
(而且，Vth_L的L表示低电平(Low))
因此，通过上述(i)和(ii)的情况，迟滞电压幅度成为下式(3)。
Vhis＝Vth_H-Vth_L＝(Rx+Ry)×Iw  …(式3)
而且，在输出电路2300中，上述(i)的情况Iout＝0，所以由于MN2301和MN2302为截止，输出电压(Vout)成为Hi(＝Vcc)。而且，在上述(ii)的情况下流过Iout，MN2301和MN2302导通，所以输出电压Vout为Low(＝GND)。
这里，参照图25，说明Vin＝Hi，以及Vin＝Low的情况中的Vout的变动。
如图25所示，Csig_x在A点时Csig_x＜Vth_his，所以由于Vth_his成为Vth_H，所以Vout＝Hi。而且，如果Csig_x被充电至B点，别由于Csig_x＞Vth_H，所以Vth_his降低至Vth_L，成为Vout＝Low。而且，如果Csig_x被放电至E点，则由于Csig_x＜Vth_his，所以Vth_his上升至Vth_H，成为Vout＝Hi。
而且，在图25中，将脉冲宽度设为pw，将Vin上升到Hi至Vout下降到Low的反应的延迟时间设为t1，将Vin下降到Low至Vout上升到Hi的反应的延迟时间设为t2，将Vin下降到Low至Csig_x放电完至Low的时间设为t3。电容2109以图23所示的恒流Ix被充电，以及以恒流Iy被放电，所以上述t1～t3成为下式(4)～(6)。
t1＝Cx×(Vth_H-0)/Ix＝Cx×Vth_H/Ix  …式(4)
t2＝Cx×(Vcc-Vth_L)/Iy  …式(5)
t3＝Cx×(Vcc-0)/Iy＝Cx×Vcc/Iy    …式(6)
接着，参照图26，对比较电路2000中的振荡等的误动作对策进行说明。图26是比较电路2000的误动作时的动作波形。
如图26所示，在由于噪声等而在Vin的脉冲中产生了裂缝(图中的γ)的情况下，Csig_x以t/V＝Cx/Iy的时间常数放电。由此，Csig_x不急剧地变为Vth_his以下。而且，由于使Vth_his具有式(3)的Vhis，所以Vout难以进行误动作。
但是，在上述比较电路2000中，为了防止振荡等的误动作，Csig_x以t/V＝Cx/Iy的时间常数放电，所以Csig_x从Hi至Low电平的放电完时间(t3)长。由此，在Vin的脉冲的Low期间(Toff)比t3短的情况下，具有Vout的第一个脉冲的周期(T)变短的问题。对此，参照图27进行说明。
图27(a)是Toff＞t3的情况下的比较电路2000的动作波形，图27(b)是Toff＜t3的情况下的比较电路2000的动作波形。T表示脉冲周期，Ton表示脉冲为Hi的期间，Toff表示脉冲为Low的期间(暂停期间)。而且，周期T(Ton+Toff)的脉冲的Vin，是从时刻t＝0连续输入的电压。
在Toff＞t3的情况下，如图27(a)所示，由于在输入第二个脉冲之前Csig_x放电完至Low，所以Vout的周期正常。
在Toff＜t3的情况下，如图27(b)所示，由于在Csig_x仍未放电完的情况下就输入第二个脉冲的Vin，所以第二个Csig_x的充电时间缩短了从图中的a至b的时间部分。即，在Vout中，第二个脉冲降低至Low为止的时间与图27(a)所示的Toff＞t3的情况那样没有Csig_x的充电的情况相比，缩短从a至b的时间部分，作为结果，产生Vout的第一个脉冲的周期与Vin的脉冲周期相比变短的问题。
这里，为了避免Csig_x的波形的重叠，较短地设定Csig_x的放电时间，即，相对于图27(b)所示的Vin的脉冲，如果设定为t3x＜Toff＜t3(t3x是缩短了放电时间时的t3)，则可以消除上述问题，但是在缩短放电时间时，如图26所示的振荡等的误动作防止能力降低。这样，存在以下问题点，即输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力和误动作防止能力处于折衷的关系的问题点。
发明内容
本发明的目的是提供比较电路和红外线接收机，具有误动作防止能力，同时可以提高具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同周期的脉冲的能力。
为了达到上述目的，本发明的比较电路包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及输出信号生成电路，根据从上述第一比较器电路输出的第一脉冲信号，生成输出脉冲信号后将其输出，上述第一比较器电路，通过分别比较上述电容电压、第一阈值电压、以及比上述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成上述第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，并且，在上述电容充电时，如果上述电容电压被充电从而变得比上述第二阈值电压大，则将上述第一脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到上述输出信号生成电路，而且，在上述电容放电时，如果上述电容电压被放电从而变得比上述第一阈值电压小，则将上述第一脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到上述输出信号生成电路，并且上述比较电路还包括：电流值调整单元，通过根据上述被生成的第一脉冲信号生成用于调整上述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到上述充放电电路，调整上述充放电电流的电流值。
按照上述结构，第一比较器电路通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于电容电压比第一阈值电压小的情况、电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况、以及电容电压比第二阈值电压大的情况中的其中一种情况。
然后，在电容充电时，如果电容电压增加从而变得比第二阈值电压大，则通过将第一脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，在电容放电时，如果电容电压减少从而变得比第一阈值电压小，则通过将第一脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
由此，通过交替地切换电容的充电和放电，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，通过第一比较器电路输出的第一脉冲信号，决定输出脉冲信号的脉冲周期。
并且，电流值调整单元，通过根据在第一比较器电路中生成的第一脉冲信号，生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到充放电电路，调整充放电电流的电流值，所以电容的充电时间和放电时间被调整。
接着，由于在电容的充电时间和放电时间已被调整的状态下，第一比较器电路与前述一样进行各电压的比较动作，将第一脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以在输出信号生成电路中，根据对应于电容的充电时间和放电时间已被调整的状态的第一脉冲信号，生成并输出切换了高电平和低电平的输出脉冲信号。
因此，如果缩短放电时间，则较快地切换输出脉冲信号的高电平和低电平，所以即使在输入脉冲信号中连续地输入下一个脉冲之前的暂停时间缩短了上述被缩短的时间，输出的脉冲的周期也不受影响。所以，不产生输入脉冲和输出脉冲的周期偏差，即使在连续输入的下一个脉冲中，也可以输出具有与输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
因此，可以提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力。
而且，在充放电电路中，从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电流的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不比第一阈值电压小。
因此，即使在输入脉冲中产生裂缝的情况下，电容电压由于不比第一阈值电压小，所以第一比较器电路不将用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的第一脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以输出脉冲不受脉冲裂缝的影响地正常输出。因此，即使在输入脉冲的误动作时，也可以防止输出脉冲的误动作。
如上所述，在本发明的比较电路中，可以一边维持误动作防止能力，一边提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力。
而且，本发明的比较电路，包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路和第二比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及输出信号生成电路，根据从上述第二比较器电路输出的第二脉冲信号，生成输出脉冲信号后将其输出，上述第一比较器电路，通过分别比较上述电容电压、第一阈值电压、以及比上述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，上述第二比较器电路，通过比较上述电容电压、比上述第一阈值电压大并且比上述第二阈值电压小的具有迟滞特性的第三阈值电压，生成上述第二脉冲信号，该第二脉冲信号对应于上述电容电压比上述第三阈值电压小的情况、以及上述电容电压比上述第三阈值电压大的情况中的其中一种情况，并且，在上述电容充电时，如果上述电容电压被充电从而变得比上述第三阈值电压大，则将上述第二脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到上述输出信号生成电路，而且，在上述电容放电时，如果上述电容电压被放电从而变得比上述第三阈值电压小，则将上述第二脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到上述输出信号生成电路，并且上述比较电路还包括：电流值调整单元，通过根据上述被生成的第一脉冲信号生成用于调整上述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到上述充放电电路，调整上述充放电电流的电流值。
按照上述结构，第一比较器电路，通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于电容电压比第一阈值电压小的情况、电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况、以及电容电压比第二阈值电压大的情况中的其中一种情况。
而且，第二比较器电路，通过比较电容电压、比第一阈值电压大并且比第二阈值电压小的具有迟滞特性的第三阈值电压，生成第二脉冲信号，该第二脉冲信号对应于电容电压比第三阈值电压小的情况、以及电容电压比第三阈值电压大的情况中的其中一种情况。
于是，在电容充电时，如果电容电压增加从而变得比第三阈值电压大，则将第二脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，从而切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，在电容放电时，如果电容电压减少从而变得比第三阈值电压小，则将第二脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，从而切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
因此，通过电容的充电和放电相互地切换，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，通过第二比较器电路输出的第二脉冲信号，输出脉冲信号的脉冲周期被决定。
而且，电流值调整单元通过根据由第一比较器电路生成的第一脉冲信号，生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到充放电电路，从而调整充放电电流的电流值，所以电容的充电时间和放电时间被调整。
接着，在通过从第一比较器电路输出的第一脉冲信号调整了电容的充电时间和放电时间的状态下，第二比较器电路与前述一样进行各电压的比较动作，将第二脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以在输出信号生成电路中，根据对应于电容的充电时间和放电时间被调整后的状态的第二脉冲信号，生成并输出切换了高电平和低电平的输出脉冲信号。
由此，如果缩短放电时间，则较快地切换输出脉冲信号的高电平和低电平，所以即使在输入脉冲信号中连续地输入下一个脉冲之前的暂停期间变短了已被缩短的时间，输出的脉冲的周期也不受影响。因此，不产生输入脉冲和输出脉冲的周期偏差，即使在连续输入的下一个脉冲中，也可以输出具有与输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
因此，可以提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期一样的周期的脉冲的能力。
而且，通过具有第三阈值电压，在充电时电容电压变得比第三阈值电压大时，第二比较器电路将第二脉冲信号输出到输出信号生成电路，例如，与在电容电压变得比第二阈值电压大时将切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路时相比，电容电压变得比第三阈值电压大的时间较快，所以输出脉冲信号的高电平和低电平的切换可变得更快。
由此，即使在短脉冲宽度的脉冲被输入的情况下，第二比较器电路通过与其对应，正常地输出第二脉冲信号，从而切换输出脉冲信号的高电平和低电平，所以对于短脉冲宽度的输入脉冲的响应能力提高。即，对于短周期的输入脉冲的响应能力也提高。
而且，在充放电电路中，在从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电路的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不会变得小于第三阈值电压。
由此，即使在输入脉冲中产生裂缝的情况下，由于电容电压不会变得小于第三阈值电压，所以第二比较器电路不将用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的第二脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以输出脉冲可以不受脉冲裂缝的影响地被正常输出。因此，即使在输入脉冲的误动作时，也可以防止输出脉冲的误动作。
通过如上所述，在本发明的比较电路中，可以一边维持误动作防止能力，一边使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，而且，可以使对于短周期·短脉冲宽度的输入脉冲的响应能力提高。
而且，本发明的比较电路包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路和多个第三比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及多个输出信号生成电路，根据从上述多个第三比较器电路输出的各个第三脉冲信号，生成各个输出脉冲信号后将其输出，其特征在于，上述第一比较器电路，通过分别比较上述电容电压、第一阈值电压、以及比上述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，上述多个第三比较器电路，是分别地设定了比上述第一阈值电压大、并且比上述第二阈值电压小的阈值电压的比较器电路，通过比较上述电容电压、和上述阈值电压，分别生成上述第三脉冲信号，该第三脉冲信号对应于上述电容电压比上述阈值电压小的情况、以及上述电容电压比上述阈值电压大的情况的其中一种情况，并且，在上述电容充电时，如果上述电容电压被充电从而变得比上述阈值电压大，则将上述第三脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到上述输出信号生成电路，而且，在上述电容放电时，如果上述电容电压被放电从而变得比上述阈值电压小，则将上述第三脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到上述输出信号生成电路，并且上述比较电路还包括：电流值调整单元，通过根据上述被生成的第一脉冲信号生成用于调整上述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到上述充放电电路，调整上述充放电电流的电流值。
按照上述的结构，第一比较器电路通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于电容电压比第一阈值电压小的情况、电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况、以及电容电压比第二阈值电压大的情况中的其中一种情况。
第三比较器电路通过比较电容电压、和阈值电压，生成第三脉冲信号，该阈值电压是比第一阈值电压大、比第二阈值电压小且被单独设定的阈值电压，该第三脉冲信号对应于电容电压比阈值电压小的情况、以及电容电压比阈值电压大的情况的其中一种情况。
并且，在电容充电时，如果电容电压增加从而变得比阈值电压大，则将第三脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，从而切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，在电容放电时，如果电容电压减少从而变得比阈值电压小，则将第三脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，从而切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
由此，通过交替切换电容的充电和放电，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，通过第三比较器电路输出的第三脉冲信号，决定输出脉冲信号的脉冲周期。
而且，电流值调整单元通过根据第一比较器电路被生成的第一脉冲信号生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到充放电电路，调整充放电电流的电流值，所以电容的充电时间和放电时间被调整。
接着，在通过从第一比较器电路输出的第一脉冲信号调整了电容的充电时间和放电时间的状态下，第三比较器电路与前述一样进行各电压的比较动作，将第三脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以在输出信号生成电路中，根据对应于电容的充电时间和放电时间被调整后的状态的第三脉冲信号，生成并输出切换了高电平和低电平的输出脉冲信号。
由此，如果缩短放电时间，则较快地切换输出脉冲的高电平和低电平，所以即使在输入脉冲信号中连续地输入下一个脉冲之前的暂停期间变短了已被缩短的时间，输出的脉冲的周期也不受影响。因此，不产生输入脉冲和输出脉冲的周期偏差，即使在连续输入的下一个脉冲中，也可以输出具有与输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
因此，可以提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期一样的周期的脉冲的能力。
而且，通过具有多个第三比较器电路，对应于与多个第三比较器电路中设定的各个阈值电压的比较结果，将多个不同脉冲宽度的输出脉冲分别地输出到输出信号生成电路。由此，可以根据多个不同的阈值电压，使输出脉冲宽度变动，得到多个不同的脉冲宽度的输出脉冲。
而且，在充放电电路中，在从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电流的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不会变得小于阈值电压。
由此，即使在输入脉冲中产生裂缝的情况下，由于电容电压不会变得小于阈值电压，所以第三比较器电路不将用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的第三脉冲信号输出到输出信号生成电路，所以输出脉冲可以不受脉冲裂缝的影响地被正常输出。因此，即使在输入脉冲的误动作时，也可以防止输出脉冲的误动作。
通过如上，在本发明的比较电路中，可以一边维持误动作防止能力，一边使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，而且，可以得到希望的脉冲宽度以及希望的延迟时间的输出脉冲。
而且，本发明的红外线接收机具有上述比较电路。
按照上述结构，由于具有上述比较电路，所以可以具有误动作防止能力，同时使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高。而且，通过具有上述比较电路，可以提高对于短周期·短脉冲宽度的输入脉冲的响应能力。
本发明的其它目的、特征以及优点可以通过如下所示的记载充分明白。而且，本发明的优点可以通过参照附图的以下说明变得明白。
附图说明
图1是表示本发明的比较电路的一个实施方式的电路方框图。
图2是表示上述比较电路的结构的一例的电路图。
图3是表示上述比较电路的动作波形的定时图。
图4是上述比较电路中的SR锁存电路以及输出电路的真值表。
图5(a)是表示上述比较电路的脉冲连续输入时的Toff＞t3的情况下的动作波形的定时图。
图5(b)是表示上述比较电路的脉冲连续输入时的t2＜Toff＜t3的情况下的动作波形的定时图。
图6是表示上述比较电路中的误动作时的动作波形的定时图。
图7是上述比较电路中的误动作时的SR锁存电路以及输出电路的真值表。
图8是表示上述比较电路的另一个结构的一例的电路图。
图9(a)是表示初始设定电路的结构的一例的电路图。
图9(b)是表示电源接通时的初始设定电路的动作波形的定时图。
图10是表示阈值电压生成电路的结构的一例的电路图。
图11是表示本发明中的比较电路的另一个实施方式的电路方框图。
图12(a)是在上述比较电路的输出电路中，设定了电流镜电流比的电路图。
图12(b)是连接了五个相同尺寸的MOS器件的电路图。
图13是表示上述比较电路的动作波形的定时图。
图14(a)是表示上述比较电路的脉冲连续输入时的Toff＞t3时的动作波形的定时图。
图14(b)是表示上述比较电路的脉冲连续输入时的t2＜Toff＜t3时的动作波形的定时图。
图15是表示上述比较电路中的误动作时的动作波形的定时图。
图16是表示上述比较电路中的短脉冲宽度输入时的动作波形的定时图。
图17是表示上述比较电路的另一个结构的一例的电路图。
图18是表示阈值电压生成电路的结构的一例的电路图。
图19是表示用于表示上述比较电路的迟滞电压宽度的动作波形的定时图。
图20是表示本发明的比较电路的再一个实施方式的电路方框图。
图21是表示上述比较电路的动作波形的定时图。
图22是表示本发明中的红外线遥控器接收用设备的一个实施方式的方框图。
图23是表示利用了以往的迟滞比较器电路方式的比较电路的一个实施方式的电路图。
图24是表示以往的迟滞比较器电路的结构的一例的电路图。
图25是表示以往的比较电路的动作波形的定时图。
图26是表示以往的比较电路中的误动作时的动作波形的定时图。
图27(a)是表示以往的比较电路的脉冲连续输入时的Toff＞t3时的动作波形的定时图。
图27(b)是表示以往的比较电路的脉冲连续输入时的Toff＜t3时的动作波形的定时图。
具体实施方式
如果根据图1～图10对本发明的一个实施方式进行说明，则如下所述。图1是表示比较电路10的一个结构例的电路方框图。
而且，在图中，MN表示N沟道MOSFET，MP表示P沟道MOSFET，并且在栅极/源极间施加MOSFET的阈值电压(Vth)以上的电压时，漏极/源极极间导通，并流过电流。而且，将漏极/源极间导通的情况设为导通(ON)，另一方面，将漏极/源极间不导通的情况设为截止(OFF)。
如图1所示，本实施方式的比较电路10具有以下部件：充放电电路100；作为第一比较器电路的比较器电路200；作为电流值调整单元的逻辑处理电路300；由SR锁存电路400和输出电路500构成的输出信号生成电路550；输入输入脉冲信号一即输入电压(Vin)的输入单元11；被设置在比较器电路200和SR锁存电路400之间的非门12；以及被设置在SR锁存电路400和输出电路500之间的非门13。
首先，参照图1，兼顾结构地对充放电电路100的基本动作进行说明。
充放电电路100具有：作为切换单元的开关单元101和开关单元102；作为第一电流源的电流源103；作为第二电流源的电流源104；以及电容105。根据开关单元101和开关单元102的切换，对电容105进行充放电。
开关单元101是在Vin＝Hi的情况下导通，另一方面，在Vin＝Low的情况下截止那样进行设定的开关。它的一个电极与电流源103连接，另一个电极与电容105和开关单元102连接。
开关单元102是在Vin＝Hi的情况下截止，另一方面，在Vin＝Low的情况下导通那样进行设定的开关。它的一个电极与电流源104连接，另一个电极与电容105和开关单元101连接。
电流源103是产生恒流I1的电流源，在电流产生方向侧与开关单元101连接，另一个单方向侧与电源连接。电流源104是产生恒流I2的电流源，在电流产生方向侧被接地，另一个单方向侧与开关单元102连接。
电容105是电容值C1的电容，一个电极与开关单元101和开关单元102连接，另一个电极接地。电容105在充放电时，其电容电压(Csig)变动。对这时的基本的电容的充放电动作进行说明。
在对输入单元11输入Vin＝Hi的情况下，开关单元101导通，开关单元102截止。因此，从电流源103输出的恒流I1通过开关单元101流入电容105。由此，电容105被充电。
另一方面，在对输入单元11输入Vin＝Low的情况下，开关单元101截止，开关单元102导通。因此，由于电流源104流过恒流I2，所以经由开关单元102从电容105抽取电流。由此，电容105被放电。
而且，电流源103和电流源104与逻辑处理电路300连接。电流源103和电流源104通过逻辑处理电路300的输出信号调整输出的电流值。即，如后所述，根据比较器电路的比较结果，恒流I1和I2的电流值被调整。
比较器电路200具有：比较器电路单元201和202；产生第一阈值电压(Vth1)的基准电源203；以及产生第二阈值电压(Vth2)的基准电源204，充放电电路100的Csig在比较器电路单元201中和Vth1比较，在比较器电路单元202中和Vth2比较。在比较之后，比较器电路单元201和202在Csig比阈值电压高时生成高电平的信号，在比阈值电压低时生成低电平的信号，并且分别将其输出到逻辑处理电路300以及输出信号生成电路550的SR锁存电路400。即，生成高电平或者低电平的脉冲信号(第一脉冲信号)，并且分别输出到逻辑处理电路300以及输出信号生成电路550的SR锁存电路400。
而且，Vth1和Vth2被设定为满足以下的式(7)。
Max_Csig＞Vth2＞Vth1＞min_Csig  …式(7)
(max_Csig：电容105的最大充电电压，min_Csig：电容105的最小充电电压)
逻辑处理电路300是根据被输入的来自比较器电路200的输出信号，对充放电电路100的电流源103和104输出用于调整该电流源的恒流I1和I2的信号的电路。即，逻辑处理电路300将根据Csig与Vth1以及Vth2的比较结果生成的脉冲信号作为输入，在进行了逻辑处理后，输出用于调整恒流I1和I2的信号。由此，恒流I1和I2对应于根据比较器电路200的比较结果而生成的脉冲信号被进行调整。
SR锁存电路400包括与非门401和与非门402，是保持被输入的来自比较器电路200的输出信号(脉冲信号)的数据的电路。而且，SR锁存电路400的逻辑如表2那样。在本电路中，如下使用SR锁存电路400，即在S＝R＝1下保持数据，并且在对S或者R输入脉冲(active Low)时，Q、-Q翻转(反相)。在数据保持处理结束后，输出信号被输出到输出电路500。
〔表2〕
    S(set)     R(reset)     Q     -Q
    0011     0101     101Q     110-Q ←不被允许←保持
输出电路500具有MN501、电阻502、输出单元503。MN501的栅极经由非门13连接到SR锁存电路400，漏极经由输出单元503和电阻502与电源连接，源极被接地。
而且，输出电路500根据被输入的来自SR锁存电路400的输出信号，从输出单元503输出输出脉冲信号-即输出电压(Vout)。具体来说，在被输入的信号为高电平时，由于MN501导通，所以Vout为低电平(＝GND)。另一方面，在被输入的信号为低电平时，由于MN501截止，Vout为高电平(Hi)(＝Vcc)。
接着，参照图2说明充放电电路100和逻辑处理电路300的具体的结构例。图2是表示比较电路10的详细的结构例的电路图。
首先，兼顾结构的说明，对充放电电路100的动作进行说明。而且，在以下的充放电电路100的说明中，设为不输出来自逻辑处理电路300的信号的情况，即MP115和MN122为截止的状态。而且，输出来自逻辑处理电路300的信号的状态在后叙述。
充放电电路100具有：MP111～117、MN118～124、产生电流Ia的电流源125、产生电流Ib的电流源126、产生电流Ic的电流源127、产生电流Id的电流源128、以及电容105。这里，由MP111～117构成的部分表示开关单元101，由MN118～124构成的部分表示开关单元102，电流源125和127表示电流源103，电流源126和128表示电流源104。
在对输入单元11输入Vin＝Hi的情况下，MP111和MP114截止，MN118和MN121导通。由此，MN118和MN121导通，所以从电流源126输出的电流Ib在Vcc～MN118～GND的路径中流过，而且，从电流源128输出的电流Id在Vcc～MN121～GND的路径中流过。由此，MN119、MN120和MN122～124中不流过电流。
另一方面，由于MP111和MP114截止，所以电流源125在MP112和MP113中流过电流Ia，电流Ia在Vcc～MP112～GND的路径中流过。而且，由于MP112和MP113构成电流镜，所以在MP113中流过电流Ia，对电容105流入电流Ia。由此，电容105被充电。
而且，电流源127在MP116和MP117中流过电流Ic，并且电流Ic在Vcc～MP116～GND的路径中流过。而且，由于MP116和MP117构成电流镜，所以在MP117中流过电流Ic，对电容105流入电流Ic。由此，电容105被充电。因此，电容105通过将电流Ia和电流Ic相加后的电流被充电。
而且，在对输入单元11输入Vin＝Low的情况下，MP111和MP114导通，MN118和MN121截止。由此，MP111和MP114导通，所以从电流源125输出的电流Ia在Vcc～MP111～GND的路径中流动，而且，从电流源127输出的电流Ic在Vcc～MP114～GND的路径中流动。由此，在MP112、MP113和MP115～117中不流过电流。
另一方面，由于MN118和MN121截止，所以电流源126在MN119和MN120中流过电流Ib，并且电流Ib在Vcc～MN119～GND的路径中流动。而且，由于MN119和MN120构成电流镜，所以由于对MN120流过电流Ib，所以从电容105抽取电流Ib。由此，电容105被放电。
而且，电流源128在MN123和MN124中流过电流Id，并且电流Id在Vcc～MN123～GND的路径中流动。而且，由于MN123和MN124构成电流镜，所以由于对MN124流过电流Id，所以从电容105抽取电流Id。由此，电容105被放电。因此，电容105通过将电流Ib和电流Id相加后的电流被放电。
逻辑处理电路300具有与非门301和非门302。与非门301是输入来自比较器电路200的两个输出信号，并且进行逻辑运算处理的门电路。运算后的输出信号(X)被输出到充放电电路100，具体来说是MP115的栅极、以及非门302。非门302是对被输入的来自与非门301的输出信号进行逻辑运算处理的门电路。运算后的输出信号被输出到充放电电路100，具体来说输出到MN122的栅极。
而且，在与非门301的输出信号X＝Hi的情况下，MP115截止，另一方面，在X＝Low的情况下，MP115导通。在MP115导通的情况下，由于电流Ic在Vcc～MN115～GND的路径中流动，所以在MP116和MP117中不流过电流。由此，不进行基于流过MP117的电流即电流Ic的电容105的充电。
而且，在与非门301的输出信号X＝Hi的情况下，由于非门302的输出信号为低电平，所以MN122截止。另一方面，与非门301的输出信号为X＝Low的情况下，由于非门302的输出信号为高电平，所以MP112导通。在MP112导通的情况下，由于电流Id在Vcc～MN112～GND的路径中流动，所以在MN123和MN124中不流过电流。由此，不进行基于流过MN124的电流即电流Id的电容105的放电。
因此，在与非门301的输出信号为X＝Low的情况下，不进行基于电流Ic的充电以及基于电流Id的放电。
接着，参照图3说明本实施方式的比较电路10的电路动作。
图3是比较电路10的动作波形。而且，在以下的动作波形中，Vin表示输入电压，Vth1表示第一阈值电压，Vth2表示第二阈值电压，Csig表示电容105的电容电压，R表示SR锁存电路400的复位输入信号，S表示SR锁存电路400的置位输入信号，X表示与非门301的输出信号，Q表示SR锁存电路400的正逻辑值，以及Vout表示输出电压。而且，t1表示输出脉冲对于输入脉冲的上升的反应的延迟时间，t2表示输出脉冲对于输入脉冲的下降的反应的延迟时间，pw表示脉冲宽度。
如上所述，在本实施方式的比较电路10中，在Vin＝Hi时，进行电容105的充电，在Vin＝Low时，进行电容105的放电。
如图3所示，从Vin＝Low开始，上升到Vin＝Hi时，Csig急剧地上升到Vth1(A→B点)，然后，按照时间常数上升至Vth2(B→C点)。在Csig达到Vth2时，急剧地上升至电容105的max_Csig(C→D点)。然后，Csig继续保持max_Csig(D→E点)。
接着，从Vin＝Hi开始，下降到Vin＝Low时，Csig急剧地下降到Vth2(E→F点)，然后，按照时间常数下降至Vth1(F→G点)。在Csig达到Vth1时，急剧地下降，直至将电容105放电完(G→H点)。然后，Csig继续保持GND(Low)。
即，从Vin＝Low开始上升至Vin＝Hi时，电容105被急速充电(A→B)，然后，按照时间常数电容105被充电(B→C点)。在Csig达到Vth2时，电容105被急速地充电至电容105的max_Csig(C→D点)。然后，电容105成为充电饱和状态(D→E点)。
接着，从Vin＝Hi开始，下降到Vin＝Low时，电容105被急速放电(E→F点)，然后，按照时间常数电容105被放电(F→G点)。在Csig达到Vth1时，电容105被急速放电，直至将电容105放电完(G→H点)。然后，电容105成为已放电完的状态。
这里，如前所述，在充电时，通过电流Ia和电流Ic进行电容105的充电，在放电时，通过电流Ib和电流Ic进行电容105的放电。但是，在逻辑处理电路300即与非门301的输出信号为X＝Low的情况下，由于MP115和MN122导通，所以不进行基于电流Ic的电容105的充电、以及基于电流Id的电容105的放电。
因此，如参照图3，则与非门301的X的动作波形在B→C点以及F→G点的情况下成为低电平。即，B→C点以及F→G点的情况下，充放电电路100的MP115和MN122导通，电流Ic和Id不对该期间的充放电电流产生贡献，所以充放电电流变小。因此，在B→C点以及F→G点的期间，充放电时间变长。
与此相反，如果用图2所示的常数表示充放电动作，则如下进行。
A→B、C→D点间：以时间常数t/V＝C1/(Ia+Ic)进行充电
B→C点间：以时间常数t/V＝C1/Ia进行充电
E→F、G→H点间：以时间常数t/V＝C1/(Ib+Id)进行放电
F→G点间：以时间常数t/V＝C1/Ib进行放电。
而且，在图3所示的波形的情况下，设为Ia＜＜Ic、Ib＜＜Id。
而且，参照图3和图4，对SR锁存电路400和输出电路500的动作波形进行说明。图4表示SR锁存电路400和输出电路500的真值的表。而且，将高电平作为1，将低电平作为0。
·在输入脉冲输入前的初始状态(Vin＝Low)中，为(S，R)＝(1，0)，Q＝0。
·在B点中，由于Csig＞Vth1，所以R为0→1，(S，R)＝(1，1)。Q的值被保持。
·在C点中，由于Csig＞Vth2，所以S为1→0，(S，R)＝(0，1)。这里，Q反相为0→1，并且Vout成为Hi→Low。
·在F点中，虽然Csig＜Vth2，S为0→1，但是Q仍被保持为1。
·在G点中，由于Csig＜Vth1，所以R为1→0，(S，R)＝(1，0)。这里，Q反相为1→0，并且Vout成为Low→Hi。
接着，参照图5(a)和图5(b)，说明在比较电路10中，周期T的脉冲的Vin从时刻t＝0连续输入输入单元11的情况下的动作波形。
图5(a)表示脉冲连续输入时的Toff＞t3时的动作波形。图5(b)表示脉冲连续输入时的t2＜Toff＜t3时的动作波形。
而且，Ton表示Vin＝Hi的期间，Toff表示Vin＝Low的期间(暂停期间)。而且，将Ton和Toff一起作为1周期(T)。而且，t3表示以往的比较电路(以下，作为以往例)中的电容电压从充电饱和状态到放电完为止的时间，并且虚线表示以往例中的动作波形。
如图5(a)所示，在Toff＞t3的情况下，比较电路10的动作波形和以往例的动作波形都不与Csig的波形重叠，Vout正常地被输出。
而且，如图5(b)所示，在t2＜Toff＜t3的情况下，虽然在以往例的动作波形中，在Csig的波形上产生重叠，但是在比较电路10的动作波形中不产生重叠，Vout被正常地输出。
这里，如图3所示，t2是输出脉冲对于输入脉冲的下降的反应的延迟时间，但也是从Vin由Hi反转为Low开始，至Csig放电为低电平的时间。在图5(a)和图5(b)所示的动作波形时，t2和t3分别成为以下的式(8)、式(9)。
t2＝(Vcc-Vth2)×C1/(Ib+Id)+(Vth2-Vth1)×C1/Ib+(Vth1-0)×C1/(Ib+Id)
≈(Vth2-Vth1)×C1/Ib  …式(8)
t3＝VCC×C1/Ib    …式(9)
而且，为了比较，将以往的比较电路中的放电电流设为Ib。而且，在Ib＜Id的情况下，将式(8)中的t2的第1项，以及第3项作为可忽略的项。
由此，t2和t3的差Δt成为下式(10)
Δt＝t3-t2＝(Vcc-Vth2+Vth1)×C1/Ib
＝(Vcc-ΔVth)×C1/Ib  …式(10)
t2＜t3。这里，ΔVth＝Vth2-Vth1  …式(11)，ΔVth相对于以往例的迟滞宽度(Vhis)。
因此，在本实施方式的比较电路10中，输出具有与以往例相比Toff短的、即暂停时间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，可以输出具有与暂停时间短了式(10)的Δt的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
而且，在本实施方式的比较电路10中，在Vin＝Hi时进行电容105的充电，在Vin＝Low时进行电容105的放电。于是，比较电路10通过设定Vth1和Vth2，对于充放电时的Csig，进行以下三种期间的情况的区分，即(a)Csig＜Vth1的情况，(b)Vth1＜Csig＜Vth2的情况，(c)Csig＜Vth2的情况，使对电容105的充放电电流值变动。
即，如果参照图3，则(a)的期间为A→B点以及G→H点的期间，(b)的期间为B→C点和F→G点的期间，(c)的期间为C→D→E→F点的期间。
然后，在B→C和F→G点的期间的情况下，由于电流Ic和Id对该期间的充放电电流不产生贡献，所以在设定Ia＜＜Ic，Ib＜＜Id时，急剧地缩短B→C点和F→G点的期间以外的充放电时间。
由此，在作为t2的期间的E→F、F→G、和G→H点的期间中，可以急剧地缩短E→F和G→H点的期间，所以可以缩短t2。因此，可以正确地输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。而且，在上述比较电路10的动作波形的说明中，表示了从充电动作开始为起始对放电动作进行切换的例子，但是不限于此，也可以以放电动作开始为起始，对充电动作进行切换。
而且，在图3的波形中，(a)、(c)的期间充电时间、放电时间都较短地设定，并且(b)的期间是较长地设定充放电时间的情况的波形。
即，虽然(a)～(c)的期间的Csig分别是同一点的电压，但是由于与各阈值电压的相对关系，充放电电流值(即充放电时间常数)不同，表示(a)、(c)的期间的Csig(a)、(c)的充放电电流值大(时间常数小)，(b)的期间的Csig(b)的充放电电流值小(时间常数大)的情况下的动作波形。而且，Csig满足以下的式(12)。
Max_Csig＞Csig(c)＞Vth2＞Csig(b)＞Vth1＞Csig(a)＞Min_Csig  …式(12)
而且，在Toff＜t2的情况下，由于在Csig的波形中产生重叠，所以SR锁存电路400的复位信号R不变为0，Vout仍为低电平。为了避免这样的情况，需要设定t2的值，以便不成为Toff＜t2。
这里，在图2所示的比较电路10中，max_Csig成为与Vcc相同的电位(MP113和MP117的电位在成为了与Vcc相同的电位时，充电电流为0而停止充电)，同样，min_Csig成为与GND＝0相同的电位(MN120和MN124的电位在成为了与GND相同的电位时，放电电流变为0而停止放电)。
因此，在比较电路10中，例如，设定为Vcc＝5(V)，Vth2＝3(V)，Vth1＝2(V)，GND＝0(V)，并且在如图2所示的比较电路10中，在设定为Ia＝Ib＝0.1(uA)，Ic＝Id＝10(uA)，C1＝10(pF)的情况下，图3所示的动作波形中的t1、t2分别成为以下的值。
t1＝t_AB+t_BC+t_CD
＝C1×Vth1/(Ia+Ic)+C1×(Vth2-Vth1)/Ia+C1×Vth2/(Ia+Ic)
＝10×2/10.1+10×1/0.1+10×2/10.1
＝103.96〔usec〕
t2＝t_EF+t_FG+t_GH
＝C1×Vth2/(Ib+Id)+C1×(Vth2-Vth1)/Ib+C1×Vth1/(Ib+Id)
＝10×2/10.1+10×1/0.1+10×2/10.1
＝103.96〔usec〕
由此，在提供了上述数值设定的情况下，从信号输入至输出的延迟时间t1为103.96(usec)，从信号输入停止(图3的E点)至Csig降低到0V的时间t2为103.96(usec)。
因此，在对输入单元11连续输入信号的情况下，信号(高电平)和信号(高电平)之间的时间Toff，在t2＝103.96(usec)以上的情况下，可以从输出单元503正常地输出脉冲信号。
而且，由于从电流源125～128输出的电流Ia、Ib、Ic和Id为恒流，所以可以更高精度地设定充电时间和放电时间。
接着，参照图6和图7对本实施方式的比较电路10中的误动作防止进行说明。图6是误动作时的比较电路10的动作波形。图7表示误动作时的SR锁存电路400和输出电路500的真值表。
如图6所示，在Vin＝Hi时的脉冲中产生裂缝的位置(图中的α)为表示误动作的波形。该脉冲的裂缝由于干扰等产生。
在观察Vin中产生裂缝的位置的Csig时，C→D点为止Csig下降。但是，在(b)的期间，由于较长地设定充放电时间，所以Csig不下降至Vth1以下。由此，如波形和真值表所示那样，即使在Vin的输入脉冲中产生裂缝的情况下，也和以往例一样，Vout的输出脉冲被正常输出。因此，即使是Vin的误动作时，也可以防止Vout的误动作。
这里，在本实施方式的比较电路10和以往例的充放电电流相同的情况下，在将比较电路10的ΔVth＝Vth2-Vth1相对于以往例的迟滞电压宽度(Vhis)设定为如下的式(13)的关系时，由于迟滞宽度变大，所以可以维持与以往例相比同等或以上的误动作防止能力。但是，比较电路10的充放电电流仅在(b)的期间与以往例相同。
ΔVth≥Vhis  …式(13)
根据以上情况，在本实施方式的比较电路10中，即使与以往例比较，也可以一边维持同等以上的误动作防止能力，一边提高用于输出具有与暂停时间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力。
而且，在本实施方式的比较电路10中，也可以将(b)的期间的充电时间(充电电流)和放电时间(放电电流)设定得相等。具体来说，在图3中，也可以将B→C点的充电时间和F→G点的放电时间设定得相等。参照图3对其进行说明。
在(b)的期间，充电电流为电流Ia，放电电流为电流Ib。因此，在为了将充电时间和放电时间设定得相等而设Ia＝Ib时，图3所示的B→C点的充电时间Tbc为以下的式(14)。
Tbc＝(Vth2-Vth1)×C1/Ia＝t1  …式(14)
而且，F→G点的放电时间Tfg为以下的式(15)。
Tfg＝(Vth2-Vth1)×C1/Ib＝t2  …式(15)
由此，在Ia＝Ib的情况下，Tbc＝Tfg，即t1＝t2。这里，如果A→B点、C→D点、E→F点以及G→H点的充放电时间设为足够短(Ia＜＜Ic、Ib＜＜Id)而忽略，则由于t1＝t2，Vin和Vout的脉冲宽度变得相等。
因此，在比较电路10中，通过将充电时间和放电时间设为相等，即设为Ia＝Ib，可以输出与输入脉冲的脉冲宽度相同的脉冲宽度的输出脉冲。
而且，本实施方式的比较电路10为了设定电源接通时的初始状态，也可以具有初始设定电路600。参照图8、图9(a)和图9(b)对其进行说明。
图8是表示具有了初始设定电路600的比较电路20的一个结构例的电路图。图9(a)是表示初始设定电路600的具体的结构例的电路图，图9(b)是电源接通时的初始设定电路600的动作波形。而且，E是电容608的电容电压，F是非门609的输出信号，表示对MN604的栅极施加的信号。而且，Iout表示初始设定电路600的输出电流。
比较电路20除了比较电路10的结构，还具有初始设定电路600。
如图9(a)所示，初始设定电路600具有MP601～603、MN604～607、电容608、非门609和电阻610。而且，MP602和603、MN606和607以及电阻610所构成的部分构成恒流电路620。
在接通电源时(Vcc＝Hi)，如图9(b)所示的动作波形那样，电容608由于电流被抽取而放电完，所以电容608的电容电压为E＝Low。这时，被输入电容608的E的非门609的输出信号为F＝Hi。
因此，在电源接通后，恒流电路620开始动作时，由于MP601被导通，电容608被充电，所以E上升。因此，随着E上升，F降低到低电平。因此，仅在F为高电平期间，MN604、MN605被导通，流过输出电流Iout。
例如，如图8所示，在比较电路20中，在将电源接通时的Csig设定为0时，仅在电源接通时的短期间，仅从电容105抽取电流Iout即可。
因此，在比较电路20中，由于具有初始设定电路600，通过在电源接通时提供初始设定，可以在电源接通时进行稳定的波形处理。
而且，在本实施方式的比较电路10中，在由于工艺变动或元件离散，比较器电路200的第一阈值电压(Vth1)和第二阈值电压(Vth2)不满足Vth1＜Vth2的情况下，比较电路10不能正常动作。
为了避免该问题，比较器电路200的Vth1和Vth2利用电阻的电压降来生成。参照图10对其进行说明。图10是表示阈值电压生成电路230的具体的结构例电路图。
如图10所示，阈值电压生成电路230具有电阻231(电阻值Ra)、电阻232(电阻值Rb)、以及产生恒流Ie的电流源233，按照电源、电流源233、电阻231、电阻232、GND的顺序串联连接。然后，从电流源233和电阻231之间取出Vth2，从电阻231和电阻232之间取出Vth1。
这时的各阈值电压的值成为以下的式(16)和式(17)。
Vth1＝Rb×Ie  …式(16)
Vth2＝(Ra+Rb)×Ie  …式(17)
由此，始终满足Vth1＜Vth2，成为ΔVth＝Ra×Ie。
因此，在比较电路10中，由于具有阈值电压生成电路230，可以始终满足Vth1＜Vth2。
〔实施方式2〕
如果根据图11～图19说明本发明的另一个实施方式，则如下所述。而且，在本实施方式中说明的内容以外的结构与前述实施方式1相同。而且，为了方便说明，对于与前述的实施方式1的附图中表示的部件具有相同功能的部件，赋予相同的标号，省略其说明。图11是表示比较电路30的一个结构例的电路图。
如图11所示，本实施方式的比较电路30具有输入单元11、非门12、充放电电路100、比较器电路200、逻辑处理电路300、作为第二比较器电路的迟滞比较器电路700、以及作为输出信号生成电路的输出电路800。
本实施方式的比较电路30将比较器电路200作为调整充放电电路100的充放电电流值的电路使用，并且根据在迟滞比较器电路700中设定的具有迟滞特性的第三阈值电压(Vth3_his)(迟滞电压)、和Csig的比较结果输出Vout。
迟滞比较器电路700具有比较器电路701和产生Vth3_his的基准电源702，比较充放电电路100的Csig和Vth3_his。在比较之后，比较器电路701在Csig与Vth3相比，如果高则生成高电平的信号，如果低则生成低电平的信号，将其输出到输出电路800。即，生成高电平或者低电平的脉冲信号(第二脉冲信号)，并且输出到输出电路800。
而且，如图24所示，作为迟滞比较器电路700的详细的结构，也可以是与以往相同的结构。可以优选使用一般被使用的迟滞比较器电路。
这里，作为迟滞比较器电路700的动作的原理，虽然与以往例的情况一样，但是在本实施方式的比较电路30中，Vth3_his被设定为满足以下的条件。
Vth1＜Vth3_L＜Vth3_H＜Vth2  …式(18)
(而且，Vth3_H的H表示高电平，Vth3_L的L表示低电平)
输出电路800具有MN801、MN802、电阻803、以及输出单元804。MN801的漏极与迟滞比较器电路700连接，栅极与自身的漏极以及MN802的栅极连接，源极接地。MN802的漏极与输出单元804、以及经由电阻803与电源连接，其源极接地。
而且，输出电路800对应于被输入的来自迟滞比较器电路700的输出信号，从输出单元804输出输出脉冲信号即输出电压(Vout)。具体来说，在被输入的信号为高电平的情况下，MN801和MN802由于导通，所以Vout为低电平(＝GND)。另一方面，在被输入的信号为低电平的情况下，MN801和MN802由于截止，Vout为高电平(＝Vcc)。
这里，MN801和MN802构成电流镜。参照图12(a)和图12(b)对其进行说明。
图12(a)是表示MN801和MN802的电流镜结构部分，设定了电流镜电流比的电路图。图12(b)表示MN801和MN802的电流镜结构部分，连接了相同尺寸的五个MOS器件的电路图。
MN801和MN802设定电流镜电流比1∶m。如图12(a)所示，在基准电流(Iref)流过MN801的情况下，从MN802的漏极输出的电流(Iout(802))为Iref的m倍。这时的Iout(802)为以下的式(19)。
Iout(802)＝Iref×(W2/L2)/(W1/L1)    …式(19)
(L1：MN801的栅极长，L2：MN802的栅极长，W1：MN801的栅极宽度，W2：MN802的栅极宽度)
由此，提供将栅极长或者栅极宽度设定为合适的值，可以得到m倍的Iout(802)。
而且，如图12(b)所示，通过连接五个相同尺寸的MOS器件，可以得到精度更高的电流值。
因此，在比较电路30中，通过将迟滞比较器电路700的输出电流用输出电路800中的电流镜电路放大为m倍，可以使输出的驱动电流能力提高。
接着，参照图13说明本实施方式的比较电路30中的电路动作。
图13是比较电路30的动作波形。而且，Vth3_his表示第三阈值电压，Vth3_H表示高电平，Vth3_L表示低电平，Vhis3表示迟滞宽度。而且，将从时刻t＝0对Vin输入脉冲开始到Vout反相为低电平为止的时间，在本实施方式的比较电路30中定义为t1a，在以往例中定义为t1c。而且，将Csig被充电而成为Vth2为止的时间定义为t1b。而且，t2表示输出脉冲对于输入脉冲的降低的反应的延迟时间，pw表示脉冲宽度。进而，t3表示以往例的电容电压从充电饱和状态至放电完的时间，虚线表示以往例中的动作波形。
基本的动作与前述实施方式的比较电路10和20相同，在Vin＝Hi时进行电容105的充电，Vin＝Low时进行电容105的放电。
但是，虽然Csig的充放电动作与前述实施方式的情况相同，但是在C点中，由于Csig＞Vth3_H，Vth3_H降低到Vth3_L，Vout＝Low。之后，Csig经过D～G点到达H点时，由于Csig＜Vth3_L，所以Vth3_L上升至Vth3_H，Vout＝Hi。
接着，参照图14(a)和图14(b)，对在比较电路30中，周期T的脉冲的Vin从时刻t＝0连续输入输入单元11时的动作波形进行说明。
图14(a)表示连续输入时的Toff＞t3时的动作波形。图14(b)表示连续输入时的t2＜Toff＜t3时的动作波形。
在Toff＞t3的情况下，如图14(a)所示，比较电路30的动作波形和以往例的动作波形在Csig的波形中都没有重叠，Vout被正常地输出。
而且，在t2＜Toff＜t3的情况下，如图14(b)所示，虽然在以往例的动作波形中在Csig的波形中产生重叠，但是在本实施方式的动作波形中不产生重叠，Vout被正常地输出。
这里，与前述实施方式1的情况一样，t2、t3、和Δt与上述式(8)～(10)一样，t2＜t3。
因此，在本实施方式的比较电路30中，与以往例相比，输出具有Toff短的即暂停时间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，可以输出具有与暂停时间短了式(10)的Δt的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
而且，在本实施方式的比较电路30中，在Vin＝Hi时，进行电容105的充电，在Vin＝Low时进行电容105的放电。然后，比较电路30通过设定Vth1和Vth2，对充放电时的Csig进行以下三个期间的情况区分，即(a)Csig＜Vth1的情况，(b)Vth1＜Csig＜Vth2的情况，(c)Csig＜Vth2的情况，使对电容105的充放电电流值变动。
即，如果参照图13，则(a)的期间是A→B点以及I→J点的期间，(b)的期间是B→C→D点，以及G→H→I点的期间，(c)的期间是D→E→F→G点的期间。
于是，在B→C→D点以及G→H→I点的情况下，由于Ic和Id不对该期间的充放电电流产生贡献，所以如果设定Ia＜＜Ic，Ib＜＜Id，则急剧地缩短B→C→D点以及G→H→I点的期间以外的充放电时间。
由此，在作为t2的期间的F→G、以及G→H点的期间中，由于可以急剧地缩短F→G点的期间，所以可以缩短t2。由此，可以正确地输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲。
而且，在图13的波形中，是(a)、(c)的期间都较短地设定充电时间、放电时间，并且(b)的期间比较长地设定充放电时间的情况的波形。
但是，在Toff＜t2的情况下，由于在Csig波形中产生重叠，所以存在输出脉冲的周期比输入脉冲更短的可能性。为了避免这样的情况，需要设定t2的值，以便不使Toff＜t2。
接着，参照图15对本实施方式的比较电路30中的误动作防止进行说明。图15是误动作时的比较电路30的动作波形。
如图15所示，在Vin＝Hi时的脉冲中裂缝产生的位置(图中的β)，是表示误动作的波形。该脉冲的裂缝由于干扰等产生。
在观察Vin中产生裂缝的位置的Csig时，到C→D点为止Csig下降。但是，在(b)的期间，由于较长地设定充放电时间，所以到(a)的期间为止Csig不下降。由此，如波形中表示的那样，即使在Vin的输入脉冲中产生裂缝的情况下，也与以往例一样Vout的输出脉冲可以正常地被输出。因此，即使在Vin的误动作时，也可以防止Vout的误动作。
这里，在本实施方式的比较电路30和以往例的充放电电流相同的情况下，通过将比较电路30的迟滞宽度(Vhis3)相对于以往例的迟滞电压宽度(Vhis)设定为如下的式(20)的关系，由于迟滞宽度变大，所以可以维持与以往例相比同等或以上的误动作防止能力。但是，比较电路30的充放电电流仅在(b)的期间与以往例相同。
Vhis3≥Vhis  …式(20)
由上述可知，在本实施方式的比较电路30中，即使与以往例相比，也可以一边维持同等以上的误动作防止能力，一边使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高。
而且，对于本实施方式的比较电路30的优点，参照图16进行说明。图16表示t1a＜Ton＜t1c＜t1b时的动作波形。而且，虚线表示以往例的动作波形，点线表示前述实施方式的比较电路10的动作波形。
首先，在比较电路30中，图13中表示的t1a、t1b和t1c分别为以下的式(21)～(23)。
t1a＝(Vth3_H-Vth1)×C1/Ia  …式(21)
t1b＝(Vth2-Vth1)×C1/Ia  …式(22)
t1c＝(Vth_H-0)×C1/Ia＝Vth_H×C1/Ia  …式(23)
这里，Vth_H是以往例的迟滞电压(Hi)。而且，Vth3_H＝Vth_H的情况下，成为
t1a＜t1c＜t1b  …式(24)
与此相对，在图16中表示在比较电路30中，对输入单元11输入成为t1a＜Ton＜t1c＜t1b的短脉冲宽度的脉冲时的波形。
这时，在前述实施方式的比较电路10中，为了不成为Csig＞Vth2，Vout不反相为低电平。而且，在以往例的情况下，如果Vth3_H＝Vth_H，则为了不成为Csig＞Vth_H，Vout不反相为低电平。
但是，在本实施方式的比较电路30中，由于Csig＞Vth3_H，所以Vout反相为低电平。这时，将t1a与t1b比较的Δtb，以及与t1c比较的Δtc成为以下的式(25)、式(26)。
Δtb＝t1b-t1a＝(Vth2-Vth3_H)×C1/Ia  …式(25)
Δtc＝t1c-t1a＝(Vth_H-Vth3_H+Vth1)×C1/Ia
＝Vth1×C1/Ia  …式(26)
因此，在本实施方式的比较电路30中，与以往例、以及前述实施方式的比较电路10相比，输出具有t1a＜Ton＜t1c＜t1b那样的短脉冲宽度的输入脉冲的能力提高，对于短脉冲宽度的输入的响应能力，与前述的实施方式的比较电路10相比提高Δtb，与以往例相比提高Δtc。即，对于短周期的输入脉冲的响应能力也提高。
通过以上所述，在本实施方式的比较电路30中，可以提高输出短周期·短脉冲宽度的输入脉冲的能力。
而且，本实施方式的比较电路30为了设定电源接通时的初始状态，也可以具有初始设定电路600。参照图17对其进行说明。图17是表示具有了初始设定电路600的比较电路40的一个结构例的电路图。
比较电路40除了比较电路30的结构，还具有初始设定电路600。因此，在比较电路40中，由于具有初始设定电路600，所以与前述实施方式的比较电路20一样，通过在电源接通时提供初始设定，可以在电源接通时进行稳定的波形处理。
而且，在本实施方式的比较电路30中，也与前述实施方式的比较电路10一样，在由于工艺变动或元件离散等，比较器电路200的第一阈值电压(Vth1)和第二阈值电压(Vth2)、以及迟滞比较器电路700的第三阈值电压(Vth3_his)不满足Vth1＜Vth3_his＜Vth2的情况下，比较电路30不能正常动作。
为了避免该问题，比较器电路200的Vth1和Vth2，以及迟滞比较器电路700的Vth3_his利用电阻的电压降来生成。参照图18对其进行说明。图18是表示阈值电压生成电路250的具体的结构例的电路图。
如图18所示，阈值电压生成电路250具有电阻251(电阻值Rc)、电阻252(电阻值Rd)、电阻253(电阻值Re)、电阻254(电阻值Rf)、产生恒流If的电流源255、产生恒流Ig的电流源256、以及开关257。
而且，按照电源、电流源255、电阻251、电阻252、电阻253、GND的顺序被串联连接。然后，从电流源255和电阻251之间取出Vth2，从电阻252和电阻253之间取出Vth1。而且，在电阻251和电阻252之间连接电阻254，并且经由电阻254取出Vth3_his。而且，在电阻254和迟滞比较器电路700之间连接开关257，经由开关257依次连接电流源256、电源。
这时的各阈值电压的值如下。
〔1〕Csig＜Vth3_his＝Vth3_H的情况(与开关257导通等效)
这时，在电阻254～电阻252～电阻253～GND的路径中流过恒流Ig。
Vth1＝Vth1_H＝Re×(If+Ig)＝Re×If+Re×Ig
Vth2＝Vth2_H＝(Rd+Re)×(If+Ig)+Rc×If
＝(Rc+Rd+Re)×If+(Rd+Re)×Ig
Vth3_his＝Vth3_H＝(Rd+Re)×(If+Ig)+Rf×Ig
＝(Rd+Re)×If+(Rd+Re+Rf)×Ig
但是，为了满足Vth1＜Vth3_his＜Vth2，需要设定电阻和电流值，以满足Rc×If＞Rf×Ig。
〔2〕Csig＜Vth3_his＝Vth3_L的情况(与开关257截止等效)
这时，恒流Ig不流过上述路径。
Vth1＝Vth1_L＝Re×If
Vth2＝Vth2_L＝(Rc+Rd+Re)×If
Vth3_his＝Vth3_L＝(Rd+Re)×If
由此，这时，始终满足Vth1＜Vth3_his＜Vth2。
而且，参照图19，对Vth1、Vth2以及Vth3_his的各个迟滞电压宽度进行说明。图19表示比较电路30的动作波形中的迟滞电压宽度。
由上述〔1〕和〔2〕，Vth1的迟滞电压宽度(Vhis1)、Vth2的迟滞电压宽度(Vhis2)、以及Vth3_his的迟滞电压宽度(Vhis3)为以下的值。
Vhis1＝Re×Ig
Vhis2＝(Rd+Re)×Ig
Vhis3＝(Rc+Rd+Re)×Ig
由此，成为Vhis1＜Vhis2＜Vhis3。而且，这时，相当于图13的Vth1和Vth2的，分别为Vth1_H和Vth2_L，输出动作与图11的情况相比没有任何变化。
因此，在比较电路30中，通过具有阈值电压生成电路250，可以始终满足Vth1＜Vth3_his＜Vth2。
〔实施方式3〕
如果根据图20和图21说明本发明的另一个实施方式，则如下所述。而且，关于本实施方式中说明的结构以外的结构，与实施方式1和2相同。而且，为了说明方便，对于具有与前述的实施方式1和2的附图中表示的部件相同的功能的部件，赋予相同的标号，并且省略其说明。图20是表示比较电路50的一个结构例的电路图。
本实施方式的比较电路50具有输入单元11、非门12、充放电电路100、比较器电路200、逻辑处理电路300、以及作为第三比较器电路和输出信号生成电路的比较器输出电路900a、900b…。
本实施方式的比较电路50通过具有比较器输出电路900a、900b…，在第一阈值电压(Vth1)和第二阈值电压(Vth2)之间设置多个阈值电压(第三、第四、…阈值电压(Vth3、Vth4、…))，根据Csig与这些阈值电压的比较结果，输出各个Vout(Vout3、Vout4、…)。
比较器输出电路900a是具有比较器电路单元901a、产生Vth3的基准电源902a、MN903a、MN904a、电阻905a以及输出单元906a，同时具有比较处理和输出处理的电路。而且，比较器电路单元901a以及基准电源902a所构成的部分是权利要求中记载的第三比较器电路，MN903a、MN904a、电阻905a以及输出单元906a所构成的部分是权利要求中记载的输出信号生成电路。
而且，比较器电路单元901a具有与比较电路30的比较器电路单元701相同的结构，而且，MN903a、MN904a、电阻905a具有与比较电路30的MN801、MN802、电阻803相同的结构。而且，比较器输出电路900b、900c…由于与比较器输出电路900a相比仅被设定的阈值电压不同，其它具有相同的结构。
接着，参照图21，对本实施方式的比较电路50具有比较Csig和Vth3的比较器输出电路900a、以及比较Csig和Vth4的比较器输出电路900b时的电路动作进行说明。
图21是比较电路50的动作波形。而且，pw_in表示输入脉冲，pw3表示比较器输出电路900a的输出脉冲，pw4表示比较器输出电路900b的输出脉冲。而且，t1_3表示对输入脉冲的上升响应的比较器输出电路900a的输出脉冲的延迟时间，t1_4表示对输入脉冲的上升响应的比较器输出电路900b的输出脉冲的延迟时间。
基本的动作与前述实施方式的比较电路10～40一样，在Vin＝Hi时，进行电容105的充电，在Vin＝Low时进行电容105的放电。
但是，虽然Csig的充放电动作与前述实施方式的情况相同，但是通过具有多个阈值电压，根据Csig与多个阈值电压的比较结果分别生成脉冲信号(第三脉冲信号)并输出到MN903a。具体来说，因为由Csig和Vth3的比较所生成的脉冲信号，得到Vout3的输出脉冲，而且，由Csig和Vth4的比较所生成的脉冲信号，得到Vout4的输出脉冲，所以可以得到具有各种脉冲宽度的多个输出脉冲。即，可以对应于阈值电压的值，使输出脉冲宽度变动。
而且，如图21所示，除了脉冲宽度，延迟时间(t1_3、t1_4)也对应于阈值电压的值变动。由此，本实施方式的比较电路50也可以作为延迟器进行利用。
而且，对比较器输出电路900a、900b…设定的多个阈值电压既可以具有迟滞特性，也可以不具有迟滞特性。而且，上述阈值电压具有迟滞特性的情况，与不具有的情况相比，可以改善输出的误动作特性。
〔实施方式4〕
如果根据图22说明本发明的另一个实施方式，则如下所述。而且，关于本实施方式中说明的结构以外的结构，与前述实施方式1～3相同。而且，为了说明方便，对于具有与前述的实施方式1～3的附图中表示的部件相同的功能的部件，赋予相同的标号，并且省略其说明。图22是表示红外线遥控器接收用设备1000的一个结构例的电路图。
本实施方式的红外线遥控器接收用设备1000是被安装在用于进行接收信号处理的红外线接收机(未图示)的接收芯片上的IC。而且，红外线接收机中的未图示的其余的部分可以由以往的一般的结构实现。
本实施方式的红外线遥控器接收用设备1000由以下部件构成：I/V变换电路1001、放大电路1002、带通滤波器(BPF)1003、检波电路1004、积分电路1005、迟滞比较器电路1006、以及输出电路1007，输入单元与光电二极管1008连接。
这里，迟滞比较器电路1006由前述实施方式1～3的比较电路10～50构成。而且，作为比较电路，使用具有迟滞特性的电路可以使误动作防止能力提高。
红外线接收机例如是家电产品的遥控器。遥控器发送信号一般是以30kHz～60kHz左右被决定的载波(副载波)调制的ASK(Amplitude ShiftKeying)信号。
在接收芯片中，被发送来的光信号被光电二极管1008接收，在光电二极管1008的接收中产生的输入电流信号被I/V变换电路1001变换为电压信号，由放大电路1002放大。接着，从放大电路1002输出的电压信号由与载波的频率匹配的BPF1003取出载波分量。然后，检波电路1004检测载波，并且积分电路1005对具有载波的时间进行积分，迟滞比较器电路1006判断有无载波，即比较输入电压和阈值电压，输出信号。然后，由输出电路1007进行输出处理，输出数字信号。
而且，在IrDA设备的情况下，由于不对发送信号施加调制，所以不需要带通滤波器电路，但是具有与上述红外线遥控器接收用设备1000的情况基本相同的结构。
由此，本实施方式的红外线遥控器接收用设备1000，以及安装它的红外线接收机中，由于具有由本发明的比较电路构成的迟滞比较器电路1006，所以可以一边具有误动作防止能力，一边提高用于输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同周期的脉冲的能力。
而且，近年来，在无线键盘等多媒体设备中，安装红外线遥控器***的设备正在增加，该红外线遥控器***利用了以高速传输或者低功耗驱动为目的的短周期·短脉冲宽度的发送码。
由此对应，在本实施方式的红外线接收机中，通过具有本发明的比较电路，可以一边维持误动作防止能力，一边接收暂停期间短的发送码，或者短脉冲宽度的发送码，所以也可以对应上述设备。
而且，本发明不限于上述的各种实施方式，在权利要求所示的范围内可以有各种变更，关于将在不同的实施方式中分别公开的技术手段适当组合得到的实施方式也包含在本发明的技术范围内。
本发明可以应用在使用红外线通信手段的设备中。作为上述设备，例如有红外线通信接收机等，具体来说，也可以利用在家电产品的遥控器、无线键盘等多媒体设备等中。
本发明的比较电路如上所述，构成为：第一比较器电路通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，并且在上述电容充电时，如果电容电压被充电从而变得比第二阈值电压大，则将上述第一脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，而且，在电容放电时，如果电容电压被放电从而变得比第一阈值电压小，则将第一脉冲信号作为用于切换上述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，并且上述比较电路具有电流值调整单元，该电流值调整单元通过根据上述生成的第一脉冲信号，生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到上述充放电电路，调整上述充放电电流的电流值。
由此，通过从第一比较器电路输出的第一脉冲信号，在输出信号生成电路中切换输出脉冲信号的高电平和低电平。而且，电流值调整单元通过根据从第一比较器电路输出的第一脉冲信号生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到充放电电路，在充放电电路中调整充放电电流的电流值，调整充电时间和放电时间。于是，在充放电电路中充电时间和放电时间已被调整的状态下，第一比较器电路比较电容电压和第一阈值电压以及第二阈值电压，生成第一脉冲信号，并且将第一脉冲信号输出到输出信号生成电路。由此，以在充放电电路中调整了充电时间和放电时间的状态下的第一脉冲信号被输出的间隔，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，如果充电时间和放电时间缩短，则以较快的间隔切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，在充放电电路中，从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电流的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不比第一阈值电压小，输出脉冲被正常地输出。
如上所述，产生以下的效果，即提供可以一边具有误动作防止能力，一边提高输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力的比较电路。
而且，本发明的比较电路构成为：第一比较器电路通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，而且，第二比较器电路，通过比较上述电容电压、比上述第一阈值电压大并且比上述第二阈值电压小的具有迟滞特性的第三阈值电压，生成第二脉冲信号，该第二脉冲信号对应于上述电容电压比上述第三阈值电压小的情况、以及上述电容电压比上述第三阈值电压大的情况中的其中一种情况，并且，在上述电容充电时，如果上述电容电压被充电从而变得比上述第三阈值电压大，则将上述第二脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，而且，在上述电容放电时，如果上述电容电压被放电从而变得比上述第三阈值电压小，则将上述第二脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到输出信号生成电路，而且，上述比较电路和包括电流值调整单元，该电流值调整单元通过根据上述生成的第一脉冲信号，生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到上述充放电电路，从而调整上述充放电电流的电流值。
由此，通过从第二比较器电路输出的第二脉冲信号，在输出信号生成电路中切换输出脉冲信号的高电平和低电平。而且，电流值调整单元通过根据从第一比较器电路输出的第一脉冲信号生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到充放电电路，在充放电电路中调整充放电电流的电流值，调整充电时间和放电时间。于是，在充放电电路中充电时间和放电时间已被调整的状态下，第二比较器电路比较电容电压和第三阈值电压，生成第二脉冲信号，并且将第二脉冲信号输出到输出信号生成电路。由此，以在充放电电路中调整了充电时间和放电时间的状态下的第二脉冲信号被输出的间隔，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，如果充电时间和放电时间缩短，则以较快的间隔切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，由于第二比较器电路比较电容电压和第三阈值电压，从而生成第二脉冲信号，所以到电容电压比第三阈值电压大为止的时间变快，输出脉冲信号的高电平和低电平的切换变得更快。
而且，在充放电电路中，在从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电路的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不会变得小于第三阈值电压，所以输出脉冲被正常地输出。
通过如上所述，产生以下效果，即可以提供一边维持误动作防止能力，一边使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，而且，可以使对于短周期·短脉冲宽度的输入脉冲的响应能力提高的比较电路。
而且，本发明的比较电路具有以下结构，即第一比较器电路通过分别比较电容电压、第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于上述电容电压比上述第一阈值电压小的情况、上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况、以及上述电容电压比上述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，并且多个第三比较器电路被分别地设定了阈值电压，通过比较电容电压、和阈值电压，分别地生成第三脉冲信号，上述阈值电压是比第一阈值电压大、并且比第二阈值电压小的阈值电压，该第三脉冲信号对应于上述电容电压比上述阈值电压小的情况、以及上述电容电压比上述阈值电压大的情况的其中一种情况，并且，在上述电容充电时，如果上述电容电压被充电从而变得比上述阈值电压大，则将上述第三脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到输出信号生成电路，而且，在上述电容放电时，如果上述电容电压被放电从而变得比上述阈值电压小，则将上述第三脉冲信号作为用于切换输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到输出信号生成电路，而且，上述比较电路还包括电流值调整单元，该电流值调整单元通过生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到上述充放电电路，调整充放电电流的电流值。
由此，通过从第三比较器电路输出的第三脉冲信号，在输出信号生成电路中切换输出脉冲信号的高电平和低电平。而且，电流值调整单元通过根据从第一比较器电路输出的第一脉冲信号生成用于调整充放电电路的充放电电流的电流值的信号而输出到充放电电路，在充放电电路中调整充放电电流的电流值，调整充电时间和放电时间。于是，在充放电电路中充电时间和放电时间已被调整的状态下，第三比较器电路比较电容电压和各个阈值电压，生成第三脉冲信号，并且将第三脉冲信号输出到输出信号生成电路。由此，以在充放电电路中调整了充电时间和放电时间的状态下的第三脉冲信号被输出的间隔，切换输出脉冲信号的高电平和低电平。即，如果充电时间和放电时间缩短，则以较快的间隔切换输出脉冲信号的高电平和低电平。
而且，通过具有多个第三比较器电路，根据电容电压和各个阈值电压的比较结果，分别地对输出信号生成电路输出多个不同的脉冲宽度的输出脉冲，所以与多个不同阈值电压对应而输出使输出脉冲宽度变动的多个不同的脉冲宽度的输出脉冲。
而且，在充放电电路中，在从第一比较器电路输出与电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况对应的第一脉冲信号的情况下，通过将充放电电路的电流值调整得较小，较长地设定充放电时间，从而即使在输入脉冲中产生了裂缝的情况下，电容电压也不会变得小于阈值电压，所以输出脉冲被正常地输出。
通过如上所述，产生以下效果，即可以提供一边维持误动作防止能力，一边使输出具有与暂停期间短的输入脉冲的周期相同的周期的脉冲的能力提高，而且，可得到希望的脉冲宽度或者希望的延迟时间的输出脉冲的比较电路。
而且，在本发明的比较电路中，上述充放电电路最好具有切换单元，该切换单元根据上述输入脉冲信号的高电平和低电平的切换来进行切换，并且通过由该切换单元切换用于输出充电电流的第一电流源和用于输出放电电流的第二电流源，对上述电容进行充放电。
按照上述结构，充放电电路具有根据输入脉冲信号的高电平和低电平的切换来进行切换的切换单元，并且通过由该切换单元切换用于输出充电电流的第一电流源和用于输出放电电流的第二电流源，对上述电容进行充放电，所以可以交替地切换充电动作和放电动作。
而且，本发明的比较电路，最好上述充放电电路在从上述第一比较器电路输出对应于上述电容电压位于上述第一阈值电压和上述第二阈值电压之间的情况的上述第一脉冲信号期间，使充电时间和放电时间相等。
按照上述结构，充放电电路通过在从上述第一比较器电路输出对应于电容电压位于第一阈值电压和第二阈值电压之间的情况的第一脉冲信号期间，使充电时间和放电时间相等，输入到输出信号生成电路的脉冲信号的输入间隔变得相等，所以可以得到与输入脉冲的脉冲宽度相同的脉冲宽度的输出脉冲。
而且，本发明的比较电路最好还包括：初始设定电路，在电源接通时，对上述充放电电路的电容电压提供初始设定。
按照上述的结构，由于具有初始设定电路，初始设定电路可以对上述充放电电路的电容电压提供初始设定，例如将电容电压设定为0。由此，可以在电源接通时进行稳定的电路动作即波形处理。
而且，本发明的比较电路的上述第一阈值电压和上述第二阈值电压最好通过电阻的电压降来生成。由此，由于通过电阻的电压降来生成上述第一阈值电压和上述第二阈值电压，所以可以不受工艺变动或元件离散等产生的影响，始终满足被设定的电压值。例如，可以生成第一阈值电压、以及比第一阈值电压大的第二阈值电压。
在本发明的具体说明项目中完成的具体的实施方式或者实施例不过是使本发明的技术内容明白的内容，不应仅限定于这样的具体例来进行狭义地解释，在本发明的精神和权利要求的范围内，可以进行各种变更来实施。

Claims (8)

1、一种比较电路，包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及输出信号生成电路，根据从所述第一比较器电路输出的第一脉冲信号，生成输出脉冲信号后将其输出，其特征在于，
所述第一比较器电路，
通过分别比较所述电容电压、第一阈值电压、以及比所述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成所述第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于所述电容电压比所述第一阈值电压小的情况、所述电容电压位于所述第一阈值电压和所述第二阈值电压之间的情况、以及所述电容电压比所述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，
并且，在所述电容充电时，如果所述电容电压被充电从而变得比所述第二阈值电压大，则将所述第一脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到所述输出信号生成电路，
而且，在所述电容放电时，如果所述电容电压被放电从而变得比所述第一阈值电压小，则将所述第一脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到所述输出信号生成电路，
并且所述比较电路还包括：电流值调整单元，根据所述被生成的第一脉冲信号生成用于调整所述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到所述充放电电路，从而调整所述充放电电流的电流值。
2、一种比较电路，包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路和第二比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及输出信号生成电路，根据从所述第二比较器电路输出的第二脉冲信号，生成输出脉冲信号后将其输出，其特征在于，
所述第一比较器电路，
通过分别比较所述电容电压、第一阈值电压、以及比所述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于所述电容电压比所述第一阈值电压小的情况、所述电容电压位于所述第一阈值电压和所述第二阈值电压之间的情况、以及所述电容电压比所述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，
所述第二比较器电路，
通过比较所述电容电压、比所述第一阈值电压大并且比所述第二阈值电压小的具有迟滞特性的第三阈值电压，生成所述第二脉冲信号，该第二脉冲信号对应于所述电容电压比所述第三阈值电压小的情况、以及所述电容电压比所述第三阈值电压大的情况中的其中一种情况，
并且，在所述电容充电时，如果所述电容电压被充电从而变得比所述第三阈值电压大，则将所述第二脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到所述输出信号生成电路，
而且，在所述电容放电时，如果所述电容电压被放电从而变得比所述第三阈值电压小，则将所述第二脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号输出到所述输出信号生成电路，
并且所述比较电路还包括：电流值调整单元，根据所述被生成的第一脉冲信号生成用于调整所述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到所述充放电电路，从而调整所述充放电电流的电流值。
3、一种比较电路，包括：充放电电路，对应于输入脉冲信号的高电平和低电平的切换，充电动作和放电动作交替地切换，通过充放电电流对电容进行充放电；第一比较器电路和多个第三比较器电路，比较上述电容的电容电压和规定的阈值电压；以及多个输出信号生成电路，根据从所述多个第三比较器电路输出的各个第三脉冲信号，生成各个输出脉冲信号后将其输出，其特征在于，
所述第一比较器电路，
通过分别比较所述电容电压、第一阈值电压、以及比所述第一阈值电压大的第二阈值电压，生成第一脉冲信号，该第一脉冲信号对应于所述电容电压比所述第一阈值电压小的情况、所述电容电压位于所述第一阈值电压和所述第二阈值电压之间的情况、以及所述电容电压比所述第二阈值电压大的情况中的其中一种情况，
所述多个第三比较器电路，
是分别地设定了比所述第一阈值电压大、并且比所述第二阈值电压小的阈值电压的比较器电路，
通过比较所述电容电压、和所述阈值电压，分别地生成所述第三脉冲信号，该第三脉冲信号对应于所述电容电压比所述阈值电压小的情况、以及所述电容电压比所述阈值电压大的情况的其中一种情况，
并且，在所述电容充电时，如果所述电容电压被充电从而变得比所述阈值电压大，则将所述第三脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到所述输出信号生成电路，
而且，在所述电容放电时，如果所述电容电压被放电从而变得比所述阈值电压小，则将所述第三脉冲信号作为用于切换所述输出脉冲信号的高电平和低电平的信号分别地输出到所述输出信号生成电路，
并且所述比较电路还包括：电流值调整单元，根据所述被生成的第一脉冲信号生成用于调整所述充放电电路的充放电电流的电流值的信号而将其输出到所述充放电电路，从而调整所述充放电电流的电流值。
4、如权利要求1至3的任意一项所述的比较电路，其特征在于，
所述充放电电路具有切换单元，该切换单元根据所述输入脉冲信号的高电平和低电平的切换来进行切换，并且通过由该切换单元切换用于输出充电电流的第一电流源和用于输出放电电流的第二电流源，对所述电容进行充放电。
5、如权利要求1至3的任意一项所述的比较电路，其特征在于，
所述充放电电路，在从所述第一比较器电路输出对应于所述电容电压位于所述第一阈值电压和所述第二阈值电压之间的情况的所述第一脉冲信号期间，使充电时间和放电时间相等。
6、如权利要求1至3的任意一项所述的比较电路，其特征在于，还包括：
初始设定电路，在电源接通时，对所述充放电电路的电容电压提供初始设定。
7、如权利要求1至3的任意一项所述的比较电路，其特征在于，
所述第一阈值电压和所述第二阈值电压通过电阻的电压降来生成。
8、一种红外线接收机，具有比较电路，该比较电路在接收接收信号，并将其作为在本机内使用的信号进行处理并输出的电路中，为了防止误动作而被设置在上述电路的输出侧，其特征在于，
所述比较电路是如权利要求1至3的任意一项所述的比较电路。
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