CN101091322A - 巴特勒－多赫尔蒂功率放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种适用于无线通信***的巴特勒－多赫尔蒂功率(Butler－Doherty)放大器，该巴特勒－多赫尔蒂功率放大器包括巴特勒矩阵网络和多赫尔蒂功率放大级的。巴特勒矩阵网络包括第一混合器或耦合器、第一相位差设置级、第二混合器或耦合器、第二相位差设置级、多个功率放大器激励级、第三混合器或耦合器和多个相位设置级的输入处理级，该巴特勒矩阵网络能够接收射频输入信号、保持多个功率激励放大器级的相等功率共享以及为多赫尔蒂功率放大级提供独立控制的驱动信号。多赫尔蒂功率放大级包括带有伴随匹配网络的载波功率放大器、带有伴随匹配网络的峰值功率放大器，多个相位设置级和多赫尔蒂合并网络，该多赫尔蒂功率放大级能够接收来自巴特勒分离级的驱动信号，通过Doherty操作对这些信号进行放大，获得高效率，并将输出信号提供给输出负载。Butler矩阵网络使多赫尔蒂放大器的组成级之间容易实现功率分布的最优化，从而使高峰均比射频信号保持最佳的线性度和效率。
Description
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，尤其涉及一种在射频和微波频带无线通信应用中使用的多赫尔蒂高效功率放大器。
背景技术
目前业界对高效的线性射频(RF)功率放大器的需要是众所周知的。这是因为有许多应用场合需要这样放大器。一般地，这些放大器被应用在移动电话和无线基站应用等便携式发射机中。
在小区基站、卫星通信和其他通信广播***中，一个功率放大器(PA)可以同时放大多个能够扩展到很大带宽的射频(RF)载波。由于作为多个独立RF载波之和的多载波信号具有较大的峰均比(PAR)，该信号的振幅分布还相似于带宽受限高斯(Gaussian)噪声的瑞利(Rayleigh)分布，从而导致功率放大器(PA)瞬时的发射功率变化很大，并有可能很快。
对于功率放大器(PA)来说，放大这些信号的难点主要在于功率效率、线性度和带宽不理想。当使用传统的“B级”PA来向负载输出峰值功率时，它表现出了最大的直流到射频(DC-to-RF)功率变换效率。由于总发射信号的幅度呈准瑞利(quasi-Rayleigh)分布，幅度在平均功率和峰值功率之间的差异很大，所以现有的B级放大器在放大这种信号时，其总效率是很低的。使用A级放大器时，效率则更低。因此，操作这种信号的关键问题在于，功率放大器在低于峰值功率的情况下运行时，如何提高效率，也就是所，在功率回退下，如何提高效率。
RFPA的线性度通常由其调幅-调幅(AM-AM)和调幅-调相(AM-PM)失真特征来表示。非线性通过信号不同部分的交叉混频显现出来，从而导致信号的能量泄漏到未使用的信道以及待发射信号/信息本身的失真/退化。通过对待发射的信号进行回退，使输出信号的摆幅限制在一个较小的范围内，从而增加线性度。但是，这样就进一步降低了放大器的效率。如果放大器饱和，也会大大降低PA的线性度。这就意味着，通过使放大器达到饱和来增加效率是不可能的，因为这样会使失真达到不能接受的程度。
现有技术中有许多方法能够在处于功率回退下的功率放大器处理高峰均比信号时，增加功率放大器的效率。增加RF PA效率的一个方法就是使用美国专利第2,210,028号公开的叫做“多赫尔蒂(Doherty)”的放大器。自从多赫尔蒂最初被公布以来，随着它的发展，专利和文献中公开了无数的多赫尔蒂放大器。对多赫尔蒂放大器典型的改进由斯坦格尔等人在美国专利第6262692中公开，其总结了相关技术领域的主要情况。
图1为现有技术中具有共用驱动级100的多赫尔蒂放大器的示意框图。具有共用驱动级100的多赫尔蒂放大器包括激励放大器102、分路器块107以及多赫尔蒂级140。激励放大器102用于在点输入端口101放大射频输入信号；分路器块107用于把来自激励放大器102的激励信号分成互成90度相移的两路信号，使分路后的两路信号具有多赫尔蒂级140需要的正确的幅度和相位差；多赫尔蒂级140与负载120相连。其中多赫尔蒂级140包括连接在点131的载波放大器114、连接在点130的峰值放大器111、用于对来自载波放大器114的输出进行附加匹配或相位校准的第一匹配网络116、用于对来自峰值放大器111的输出进行附加匹配或相位校准的第二匹配网络115以及接收并合并两个排列准确并且功率放大的信号的多赫尔蒂输出合路网络119，。
分路器块107包括同相分路器106和90度延迟线108。载波放大器114包括功率放大设备112和负载匹配网络113。同样地，峰值放大器111包括功率放大设备109和负载匹配网络110。多赫尔蒂输出合路网络119包括λ/4阻抗转换器117以及阻抗匹配网络118。负载120与阻抗匹配网络118连接。
具有特性阻抗(例如50Ω)的射频源提供RF输入信号。当多赫尔蒂级140的放大级运行时的自身射频频率不够充分时，激励放大器102用于提供足够的总PA增益。在点130和131处的两个信号应该具有准确的幅度和相位差，以满足其后的多赫尔蒂级140的需要。这就意味着输入峰值放大器111的点130信号与输入载波放大器114的点131信号相比，具有较大的振幅并且相位滞后90度于。这是因为峰值放大器111通常工作在C级模式，因此与通常工作在AB模式的载波放大器114相比，具有更低的增益。由于匹配网络113很可能引入破坏多赫尔蒂PA运行的阻抗反相，所以利用第一匹配网络116进行纠正。这种阻抗反相问题由斯坦格尔等在美国专利第6,262,629中提出，并提供了一种叫做反相多赫尔蒂结构的替代解决方案。相似地，由于匹配网络110很可能会引入破坏多赫尔蒂PA运行的阻抗反相，利用第二匹配网络115进行纠正。
带有共用驱动级100的多赫尔蒂PA的关键在于：多赫尔蒂级140的RF功率有限的问题，由之前的激励放大器102克服。但是本方案不允许载波和峰值放大器的输入功率分别可调。激励级的重要性在于其只能降低效率。这是因为其提取直流功率，但对输出功率的贡献为零。引入反馈的进一步的好处以及提出多赫尔蒂的重要原因在于解决线性度差的问题。尽管反馈是提高线性度的好方法，但是当环增益和/或环延迟对于给定的传输函数/带宽来说过高时，将会趋于不稳定。因此，当放大级具有低增益并且由于延迟相对较高，需要良好的阻抗匹配来达到期望的输出功率时，反馈不是一个合适的提高线性度方法。再有，因为载波放大器114和峰值放大器111之间没有隔离，有可能导致功率反射回同相分路器106和激励放大器102。最终，反射回的功率有可能导致传送到载波放大器114的功率为传送到峰值放大器109的激励功率的非线性函数，从而增加了非线性度的可能。
图2为现有技术多赫尔蒂放大器的示意框图。这种多赫尔蒂放大器被称为独立驱动级200。该调整的关键不同点在于，第一激励放大器级206连接到载波放大器212以及第二激励放大器级205连接到峰值放大器209。与只有一个共用驱动级100相比，现在能够为任意一个载波放大器和峰值放大器提供独立的激励放大器级。具有独立驱动级电路200的多赫尔蒂放大器的其它部分与共用驱动级100的多赫尔蒂放大器相同。
由于峰值放大器209通常工作在C级，随着功率的增加以及峰值放大器设备207的启动，其输入阻抗很可能发生显著的变化。因此，具有独立驱动级200的多赫尔蒂放大器的好处在于，其可能提高载波放大器和峰值放大器之间的隔离度。再有，具有独立驱动级200的多赫尔蒂放大器能够在多赫尔蒂级内单独的晶体管的功率增益有限时，达到适当的总增益。但是，具有独立驱动级200和具有共用驱动级100的多赫尔蒂放大器都不允许载波放大器和峰值放大器的输入功率分别可调。
图3为射频信号分解的多赫尔蒂放大器的示意框图，该多赫尔蒂放大器由Hellberg的美国专利第6,639,464号公开。该射频输入信号为数据输入信号，在点301输入后，被分解成两部分。分解后的其中一个信号被输入到将数字信号转换成模拟信号的数字/模拟(D/A)转换器303。然后，该信号被增频变频器306增频频为适当的RF频率。增频变频器306的射频输出信号被输入到载波放大器309。从增频变频器306输出的射频信号中取出一部分，在307处被延迟90°。点301处的数字输入信号被分解后的另外一路信号被输入衰减单元302。该衰减单元302用于修改施加于峰值放大器308的射频信号的大小。使用该衰减单元的目的在于提高多赫尔蒂PA 300的线性度。在该衰减单元302之后，该数字信号由D/A 304转换成模拟信号。输出的模拟信号反映了施加于峰值放大器308的附加大小功能，通过混频器305将这个模拟信号调制到90°延迟的射频信号上，将混频器305输出的新的RF信号提供给峰值放大器308。多赫尔蒂功率放大器300的其他部分与前面提到的例子相似。通过多赫尔蒂阻抗转换器310将载波放大器309的输出连接到峰值放大器308。这时的负载为天线311。因为射频输入信号被分解为数字基带信号，这就意味着多赫尔蒂功率放大器不能再接收完整的射频输入信号。
Gans等人的美国专利第5,604,462号公开了一种方法，通过该方法能够使用巴特勒(Butler)矩阵(Gans等人称为“功率共享网络”)来在多个放大器之间共享功率并在一个或多个天线上发射该功率。
图4为现有技术中多个功率放大器与功率共享网络共同应用的示意图。其中的功率共享网络以巴特勒矩阵网络为例。在本例中，提供了多个输入。点401的信号T1为测试信号。当该信号经过功率共享网络405时被等分并分别输入功率放大器406、407、408和409。另一个功率共享网络410将这些放大器的输出重新合并，并被重新分布到负载411和多个天线负载412、413和414上。功率共享网络的特性是信号T1只到达负载411，但更重要的是该信号被所有的功率放大器级放大并共享。类似的，信号S1被施加于输入402，并被所有的功率放大器级放大但只出现在天线412的输出B1；信号S2被应用于输入403，并被所有的功率放大器级放大但只出现在天线413的输出B2。该概念能够有效地进一步扩展到任意信号，直到输入404的信号SN，最后出现在天线413的信号BN。关键在于，功率放大器406、407、408和409的每一个会放大相同数量的输入信号T1，S1，S2直到SN。
但是，Gans等人使用巴特勒矩阵作为检测非线性的方法，并没有提出利用其对多赫尔蒂功率放大器进行功率分配以及允许载波放大器和峰值放大器的输入功率分别可调。
发明内容
需要一种对高峰均比信号有效的高效功率放大器，能够在功率回退下运行。需要一种在高射频和微波频率环境下运行的多赫尔蒂功率放大器，能够接收射频输入并将其分成两部分，然后将这些信号分别应用到载波放大器和峰值放大器上。
为了克服现有技术的不足，本发明的目的是提供一种多赫尔蒂功率放大器，具有分离RF输入信号的结构，能够分离RF功率，并将分离后的RF功率分别转移到载波放大器和峰值放大器上，同时允许载波放大器和峰值放大器的输入功率分别可调，这样能够提高线性度并且满足向多赫尔蒂功率放大部件提供射频功率的各种需求。本发明的另一个目的是利用激励放大器级实现分离结构，具有激励放大器级的多赫尔蒂PA具有相等的共享功率。
该技术方案如下所述：
一种准线性高效功率放大器，包括：多赫尔蒂Doherty级，所述多赫尔蒂级包括载波放大器和峰值放大器、与所述载波放大器和峰值放大器的输出相连的多赫尔蒂输出合路网络以及为所述多赫尔蒂级提供驱动信号的激励放大器级，所述功率放大器进一步包括：
输入处理级，用于接收输入信号、保持激励放大器级的相等功率共享并为激励放大器级提供具有可控相位差的功率；
激励功率合并级，用于接收和合并所述激励放大器级的输出信号，将所述输出信号之间相位差转换成幅度差，为多赫尔蒂级提供独立可控的驱动信号。
所述输入处理级包括：
具有一个输入端的第一合路器或耦合器，用于将输入信号分成两个或两个以上信号，所述两个或两个以上信号具有相同幅度和相对间隔90°相位差；
终端器，用于对所述第一合路器或耦合器进行匹配；
精确相差设置级，用于接收所述第一合路器或耦合器的信号，通过设置所述第一合路器或耦合器输出的信号之间相位差，生成0°或180°的标称相位差；
第二合路器或耦合器，用于将所述相位差转换成幅度差；
增益差设置级，用于接收所述第二合路器或耦合器的信号，利用所述相位差生成具有期望相位差的信号，提供给所述激励放大器级。
所述输入处理级包括：
具有一个输入端的第一合路器或耦合器，用于将输入信号分成两个或两个以上信号，所述两个或两个以上信号具有相同幅度和相对间隔90°相位差；
终端器，用于对所述第一合路器或耦合器进行匹配；
增益相位调节器级，用于接收所述第一合路器或耦合器的信号，将增益和相位差应用于所述信号，生成期望的增益差以及0°或180°的标称相位差；
第二合路器或耦合器，用于将所述相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差，提供给所述激励放大器级。
所述精确相差设置级包括：分别位于两个路径上的第一相位调节器和第一相位延迟元件；
所述增益差设置级包括：分别位于两个路径上的第二相位调节器和第二相位延迟元件。
所述增益相位调节器级包括：
在一条路径上的增益差设置衰减器，所述增益差设置衰减器与精密相位差设置移相器相连；
在另一条路径的相位延迟元件。
所述功率放大器进一步包括：
粗相位差设置级，所述粗相位差设置级位于所述激励合并级的输出和所述多赫尔蒂级的输入之间，用于保证输出给多赫尔蒂级的信号之间具有期望相位差。
所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与激励放大器级的输出相连，所述合路器或耦合器的输出与所述粗相位差设置级的输入相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差。
所述激励合并级包括：
隔离器，所述隔离器分别连接于激励放大器级的输出，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭所述峰值放大器时，用于吸收所述峰值放大器的输入端反射回的功率；
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入连接于所述隔离器的输出，所述合路器或耦合器的输出连接于所述粗相位差设置级的输入，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差。
所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与所述激励放大器级的输出相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差；
隔离器，所述隔离器位于所述合路器或耦合器的输出以及所述粗相位差设置级的输入之间，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭所述峰值放大器时时，用于吸收所述峰值放大器的输入端反射回的功率。
所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与激励放大器级的输出相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差；
隔离器，所述隔离器位于所述合路器或耦合器的一个输出和所述粗相位差设置级的一个输入之间，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭峰值放大器时，用于吸收峰值放大器的输入端反射回的功率；
相位延迟元件，所述相位延迟元件位于所述合路器或耦合器的另一个输出和所述粗相位差设置级的另一个输入之间，用于补偿隔离器引入的附加延迟。
所述粗相位差设置级包括：
相位延迟元件，用于引入多赫尔蒂级需要的粗相位差。
所述功率放大器进一步包括：
相位延迟元件，所述相位延迟元件分别连接在多赫尔蒂级的输出和多赫尔蒂输出合并网络输出合路网络的输入之间，用于进行调整，使期望负载阻抗按照Doherty操作的期望值进行改变的方向对于多赫尔蒂操作而言是正确的。
本发明提供了一种高效的多赫尔蒂功率放大器，可以分离射频输入信号并为射频源提供适合的特性阻抗。在本发明中，能够在低功率下方便的对射频源输出的信号进行处理，然后输入到激励放大器级结构中，激励放大器级结构与输入处理级、激励功率合并级一起形成巴特勒矩阵结构。经过上述处理，能够分别对传送给载波放大器和峰值放大器的驱动功率进行独立的控制。尽管传送给载波放大器和峰值放大器的功率被独立控制，但是，由于使用了巴特勒矩阵结构，能够相等的共享由激励放大器级提供的功率。位于载波放大器和峰值放大器输出的每个相位延迟元件使得分离后的信号能够以最佳的方式重新合并。
由于实现了相等的共享功率，载波放大器和峰值放大器可以在所有的功率级上，充分利用激励放大器级的容量。在低功率级，当峰值放大器关闭时，激励放大器级的所有激励器为载波放大器供应功率。与现有的共用驱动级或独立驱动级相比，由于可用激励***至少为现有技术中的两倍，所以提高了总线性度。与现有技术相比，在任何情况下，当所有激励器都开启时，也不会降低效率。在高功率级，相等共享激励器为载波放大器和峰值放大器提供数量准确的功率。尽管这两种功率需求是不同的，激励放大器级仍然保持相等的功率共享，从而进一步具有线性优势。
再有，本发明实施例提出了一种独立功率分离结构，无需使用衰减器。通过使用载波/峰值放大器和多赫尔蒂输出合路网络之间的相位延迟元件，实现峰值放大器和载波放大器的输出的最优合并。由于在激励合并级中使用了隔离器，载波和峰值放大器组件反射的功率可以被自动“隔离”。
附图说明
图1为现有技术中具有共用驱动级的多赫尔蒂放大器的示意框图。
图2为现有技术中具有独立驱动级的多赫尔蒂放大器的示意框图。
图3为现有技术中使用射频信号分解的多赫尔蒂放大器的示意框图。
图4为现有技术中具有功率共享网络的排列示意框图。
图5为本发明实施例中多赫尔蒂放大器的示意图。
图6为输入处理级的另一个实施例图。
图7为激励合并级的另一个实施例图。
图8为激励合并级的另一个实施例图。
图9为激励合并级的另一个实施例图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明及其目的和优点，下面结合附图说明本发明的优选实施例。
巴特勒结构包括输入处理级、激励放大器级、激励合并级和粗相位差设置级，能够在多个功率放大器之间保持相等的功率共享和可控性。巴特勒结构组件的核心是能够在幅度差和相位差之间作转换的耦合器或合路器。利用巴特勒结构形成的巴特勒-多赫尔蒂PA具有分离结构，能够分离RF功率，并将分离后的RF功率分别转移到载波放大器和峰值放大器上，同时实现效率和线性度的最大化。
图5为本发明多赫尔蒂功率放大器500的示意图。多赫尔蒂功率放大器500包括输入处理级550、由分别位于两个不同路径的第一放大器510和第二放大器509组成的激励放大器级、激励合并级551、粗相位差设置级532、由载波放大器520和峰值放大器518组成的多赫尔蒂级、一对相位延迟元件521和522以及多赫尔蒂输出合路网络524。其中，输入处理级550的两路输出分别连接于第一激励放大器510和第二激励放大器509；第一激励放大器510和第二激励放大器509分别连接于激励合并级551的两路输入，激励合并级551的两路输出分别连接于粗相位差设置级532的两路输入，粗相位差设置级532的两路输出分别连接于载波放大器520和峰值放大器518的输入。第五相位延迟元件522位于载波放大器520的输出和多赫尔蒂输出合路网络524的一个输入之间。同样地，第六相位延迟元件521位于峰值放大器520的输出和多赫尔蒂输出合路网络524的另一个输入之间。多赫尔蒂输出合路网络524的输出连接于负载526。
在多赫尔蒂功率放大器500中新增加了输入处理级550、激励合并级551、粗相位差设置级532和一对相位延迟元件521和522。输入处理级550建立类似巴特勒矩阵的功率共享特性，从而使激励放大器509和510承载的信号具有相同功率的同时，两者之间还具有特意引入的相位差。激励合并级551将这个特意引入的相位差转换成振幅差，从而满足多赫尔蒂级对其输入信号的振幅差需要。粗相位差设置级532对传送给载波和峰值放大器518和520的功率的期望相位差进行设置，从而使经过这些放大器的信号有机地结合在一起。成对的相位延迟元件521和522用来确保负载阻抗按照多赫尔蒂操作的期望值进行改变，并且使在点541对信号的合并最优化。
下面对输入处理级550进行说明。来自具有特性阻抗(例如50Ω)的射频源的射频输入信号施加在输入处理级550的输入501上。第一90°合路器或耦合器502将该输入信号分成具有相同振幅的两部分。终端器503用于对第一90°合路器或耦合器502进行适合的匹配操作。第一90°合路器或耦合器502输出的两个信号具有理想的90度相位差。使用包括第一相位调节器505和第一相位延迟元件504的精确相差设置级530进一步调整相位差，使得精确相差设置级530输出的相位差达到0°或180°，从而在两路分开的信号之间能够进行细微或精密的相位调整。精确相差设置级530的两路输出连接到第二合路器或耦合器506。在第二合路器或耦合器506的输入端保持0°或180°相位差是很重要的，因为这意味着第二合路器或耦合器506的输出信号是大小相等的，从而能够在后续处理中利用功率共享特征。第二合路器或耦合器506的两路输出信号固有的大小相同并且具有0°或180°的相位差。使用包括第二相位调节器507和第二相位延迟元件508的增益差设置级531进行附加相位差调整。输入处理级550的作用与巴特勒矩阵网络相似，其特点是在第二合路器或耦合器506之后进行相位调整，导致在下一个合路器或耦合器，即第三合路器或耦合器513之后进行增益调整，这也是本发明的关键和有用的特性。
第二相位调节器507和第二相位延迟元件508输出的等幅信号随后施加于激励放大器级509和510上，激励放大器级509和510上用于对接收到的RF功率进行相同数量的放大。。除前面各级引入的0°或180°相位差之外，被放大的两路信号之间的唯一差别是第二相位调节器507和第二相位延迟元件508故意引入的相位差。激励放大器级509和510包含能够达到期望增益的足够的级，并且在载波和峰值放大器(520 518)工作在满峰值功率时，能够为两个放大器提供足够的射频功率。
激励放大器级的输出应用到激励合并级551上，在所述优选实施例中，激励合并级551包含可选隔离器511和512，其分别连接到激励放大器级的两路输出。当峰值放大器(518)根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭时，这些隔离器用于吸收从该峰值放大器(518)的输入端反射回的功率。隔离器511和512的位置根据隔离器的质量来确定。如图5所示，如果制造的隔离器之间的相对相位差不可控，则隔离器的位置在第三合路器或耦合器513之前。这是因为隔离器之间的相位差能够通过第二相位调节器507和第二相位延迟元件508进行调整。但是，如图8所示，如果制造的隔离器之间的相对振幅差不可控，则隔离器的位置在第三合路器或耦合器513之后，利用第一相位调节器505和第一相位延迟元件504来调整隔离器之间的振幅差。
隔离器511和512的输出信号施加于第三合路器或耦合器513，第三合路器或耦合器513的作用是将之前由第二相位调节器507和第二相位延迟元件508产生的相位差转换成期望的增益差。这是本发明的关键，并能够允许对到达载波放大器520和峰值放大器518的功率进行独立控制。
第三合路器或耦合器513的输出信号的相位差就是施加于第二合路器或耦合器506的信号的相位差。为了激励放大器级509和510能够相等共享功率，两路信号之间的相位差不是0°就是180°。可以容许两路信号的相位差与0°或180°有小偏差的情况，这种小偏差可以用来精密控制第三合路器或耦合器513的输出相位差，但激励放大器级509和510将会付出功率不平衡的微小代价。这样一来，可以在精密相位设置级530进行相位差的精密控制。
第三合路器或耦合器513的两路输出信号分别施加于包括第三相位延迟元件514和第四相位延迟元件515的粗相位差设置级532。这些相位延迟元件的作用是引入两个多赫尔蒂PA分支需要的粗相位差。
粗相位差设置级532的一路输出施加于载波放大器520。该放大器自身包括射频功率放大设备516和输出匹配网络519。在该载波放大器520的输入端也可以包括射频匹配网络，由于这是现有技术，所以为简便起见在图5中省略输入端的射频匹配网络。在现有技术中，这个PA工作于AB级模式。载波放大器520的其它操作就是现有技术中多赫尔蒂PA的操作。
粗相位差设置级532的另一路输出施加于峰值放大器518。该放大器自身包括RF功率放大设备527和输出匹配网络517。在该峰值放大器518的输入端也可以包括射频匹配网络，由于这是现有技术，所以为简便起见在图5中省略输入端的射频匹配网络。在现有技术中，这个PA工作于C级模式。峰值放大器518的其它操作就是现有技术中多赫尔蒂PA的操作。
多赫尔蒂输出合路网络524自身包括λ/4阻抗变换网络523和输出负载匹配网络525。多赫尔蒂输出合路网络524的输出连接到期望负载526上。
本发明中，从一路信号中提取的信号被叠加到从另一路信号中提取的信号，由于将信号调整到不同输出路径时，可以不损失信号功率，从而获得效率最大化。现有技术中提取的信号会以无效热量的形式消耗掉，降低了效率。
由于激励放大器级509和510共享激励资源，从而获得最优的线性度。多赫尔蒂放大器的线性度理论上只受限于载波放大器的线性度和其激励放大器级509和510的性能。本发明中，激励资源得到共享。因此，激励放大器级509和510在更高级别的功率回退下，处理送往载波放大器520的信号，从而给载波放大器520带来更好的线性度。
本发明的多赫尔蒂放大器可以同时表现出这两个方面的优点。现有技术中，只能优化其中的一个方面。
下面对多赫尔蒂功率放大器500的调整步骤进行说明。对相位延迟元件521和522的调整是对多赫尔蒂PA500所做的第一个调整。还有很多附加调整步骤，用于优化多赫尔蒂功率放大器500的运行。
调整步骤是调节精密相位设置级530，从而激励放大器级509和510实现相等功率共享。保证射频输入501与激励放大器级509和510的输出或者射频输入501与隔离器511和512的输出之间的两路RF功率增益相等的最直接的方法是调节精确相差设置级530。
下一个调整步骤是调节增益差设置级531，从而在峰值放大器518和载波放大器520的输入之间，获得期望的功率增益差。获得期望增益差最直接的方法是测量RF输入501和第三合路器或耦合器513之间的射频增益，或者调节增益差设置级531和相位延迟元件514和515，直到获得期望增益差。特别是，由于峰值放大器518工作于C级，所以传送到其上的功率就需要更高，但这种功率差要求也依赖于峰值放大器518和载波放大器520所使用射频功率放大设备的类型、级别和尺寸大小。本发明能够满足任何峰值放大器518和载波放大器520对功率的不同需求。
最后的调整程序是调节粗相位差设置级532，这样信号可以同相地到达多赫尔蒂合并点541并正确地叠加。一个方法是测量从射频输入501到点540的相位偏移并与去掉输出多赫尔蒂组合器板的点541的相位进行比较。这就要求很高的RF输入功率，从而保证峰值放大器可以启动，或者用增加峰值放大器偏压的方法代替很高的RF输入功率，使峰值放大器启动。这两个点之间需要90°的相位差，才能补偿λ/4多赫尔蒂阻抗变换器引入的差值。在不考虑AM/PM失真的影响下，所述过程足以完成粗调。
最后，通过检查AM/AM和AM/PM特征来做最后的测试。相比现有技术，通过调节相位调节器505和507，可以在线性度和功效之间直接的进行折衷。而且，如果相位调节器505和507是电动可调整的，可以通过控制器或线性化***来调节这些设置。
图6描述了输入处理级的另一个实施例。来自具有特性阻抗(例如50Ω)的射频源的射频输入信号被施加于输入处理级6550的输入6501上。90°合路器或耦合器6502将该输入信号分成两部分。终端器6503用于对90°合路器或耦合器6502进行适合匹配操作。由合路器或耦合器6502得到的两路信号具有理相想的90°相差。合路器或耦合器6502可以由输入信号分配器替代，该分配器也可以是相位差为0°的威尔金森类型。90°合路器或耦合器6502的两路输出接下来施加于增益相位调节器级603。增益相位调节器级603的作用是在两路信号之间引入增益/损耗和相位差，从而使信号具有期望增益差以及0°或180°相位差。如图所示，增益相位调节器级603包括增益差设置衰减器601、连接到合路器或耦合器6506的一路输入上的上的精确相位差设置移相器602以及位于90°合路器或耦合器6502与合路器或耦合器6506之间另一路径上的相位延迟元件604。其中增益差设置衰减器601与精密相位设置移相器602相连接。当然，通过例如IQ乘法器等许多其他装置也可以实现期望的增益和相位差。
由于要保证合路器或耦合器6506的输出信号大小相等，所以保持其输入信号之间的0°或180°相位差仍然是很关键的。只有这样，后续处理才能采用功率共享特征。
如图7、8和9所示，本发明提供了三个激励合并级的实施例，激励合并级7551仅包括合路器或耦合器7513。本实施例的关键特征是其缺少了能够依次导致功率再循环的隔离器。也就是说，峰值放大器反射回的功率(特别是当其偏置截止时)不会被隔离，而是反射回激励放大器级并最终到达载波放大器。这就将改变传送到载波放大器520的功率，该功率是激励功率的函数，因此影响线性度。可以用粗相位差设置级来控制这些反射对多赫尔蒂PA整体线性度的影响。
在图8中，功率合并级8551包括分别依次连接到隔离器801和802的合路器或耦合器8513。这样配置的主要优点是可以调节隔离器之间不可预知损耗变化。
在图9中，激励合并级9551包括分别依次连接到隔离器902和相位延迟元件901的合路器或耦合器9513。这样配置的主要优点是将隔离器的数目降低到一个。但是，要求相位延迟元件901能够补偿隔离器可能引入的附加延迟。当然，图5所示的具有两个隔离器是均衡延迟的最直接的方法。
除了以上实施例，本发明还可以有许多装置。例如，当可以去掉一个合路器或耦合器的时候，用增益调节器替代相位调节器507和505；用相位调节器来分离固定威尔金森输入(不可能进行精确调整相位)，从而控制增益；PA包括N路准多赫尔蒂放大器组件或带有M路最终输出的多赫尔蒂放大器组件(例如天线分集)；用固定线路取代相位调节器；不同方式的PA操作，例如准线性F级(AB-C级带有谐波终端)。
Claims (12)
1、一种准线性高效功率放大器，包括：多赫尔蒂Doherty级，所述多赫尔蒂级包括载波放大器和峰值放大器、与所述载波放大器和峰值放大器的输出相连的多赫尔蒂输出合路网络以及为所述多赫尔蒂级提供驱动信号的激励放大器级，其特征在于，所述功率放大器进一步包括：
输入处理级，用于接收输入信号、保持激励放大器级的相等功率共享并为激励放大器级提供具有可控相位差的功率；
激励功率合并级，用于接收和合并所述激励放大器级的输出信号，将所述输出信号之间相位差转换成幅度差，为多赫尔蒂级提供独立可控的驱动信号。
2、根据权利要求1所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述输入处理级包括：
具有一个输入端的第一合路器或耦合器，用于将输入信号分成两个或两个以上信号，所述两个或两个以上信号具有相同幅度和相对间隔90°相位差；
终端器，用于对所述第一合路器或耦合器进行匹配；
精确相差设置级，用于接收所述第一合路器或耦合器的信号，通过设置所述第一合路器或耦合器输出的信号之间相位差，生成0°或180°的标称相位差；
第二合路器或耦合器，用于将所述相位差转换成幅度差；
增益差设置级，用于接收所述第二合路器或耦合器的信号，利用所述相位差生成具有期望相位差的信号，提供给所述激励放大器级。
3、根据权利要求1所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述输入处理级包括：
具有一个输入端的第一合路器或耦合器，用于将输入信号分成两个或两个以上信号，所述两个或两个以上信号具有相同幅度和相对间隔90°相位差；
终端器，用于对所述第一合路器或耦合器进行匹配；
增益相位调节器级，用于接收所述第一合路器或耦合器的信号，将增益和相位差应用于所述信号，生成期望的增益差以及0°或180°的标称相位差；
第二合路器或耦合器，用于将所述相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差，提供给所述激励放大器级。
4、根据权利要求2所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，
所述精确相差设置级包括：分别位于两个路径上的第一相位调节器和第一相位延迟元件；
所述增益差设置级包括：分别位于两个路径上的第二相位调节器和第二相位延迟元件。
5、根据权利要求3所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述增益相位调节器级包括：
在一条路径上的增益差设置衰减器，所述增益差设置衰减器与精密相位差设置移相器相连；
在另一条路径的相位延迟元件。
6、根据权利要求1、2或3所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述功率放大器进一步包括：
粗相位差设置级，所述粗相位差设置级位于所述激励合并级的输出和所述多赫尔蒂级的输入之间，用于保证输出给多赫尔蒂级的信号之间具有期望相位差。
7、根据权利要求6所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与激励放大器级的输出相连，所述合路器或耦合器的输出与所述粗相位差设置级的输入相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差。
8、根据权利要求6所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述激励合并级包括：
隔离器，所述隔离器分别连接于激励放大器级的输出，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭所述峰值放大器时，用于吸收所述峰值放大器的输入端反射回的功率；
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入连接于所述隔离器的输出，所述合路器或耦合器的输出连接于所述粗相位差设置级的输入，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差。
9、根据权利要求6所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与所述激励放大器级的输出相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差；
隔离器，所述隔离器位于所述合路器或耦合器的输出以及所述粗相位差设置级的输入之间，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭所述峰值放大器时时，用于吸收所述峰值放大器的输入端反射回的功率。
10、根据权利要求6所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述激励合并级包括：
合路器或耦合器，所述合路器或耦合器的输入与激励放大器级的输出相连，用于将相位差转换成幅度差或者将幅度差转换成相位差；
隔离器，所述隔离器位于所述合路器或耦合器的一个输出和所述粗相位差设置级的一个输入之间，在根据多赫尔蒂操作的需要开启和关闭峰值放大器时，用于吸收峰值放大器的输入端反射回的功率；
相位延迟元件，所述相位延迟元件位于所述合路器或耦合器的另一个输出和所述粗相位差设置级的另一个输入之间，用于补偿隔离器引入的附加延迟。
11、根据权利要求6所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述粗相位差设置级包括：
相位延迟元件，用于引入多赫尔蒂级需要的粗相位差。
12、根据权利要求1、2或3所述的准线性高效功率放大器，其特征在于，所述功率放大器进一步包括：
相位延迟元件，所述相位延迟元件分别连接在多赫尔蒂级的输出和多赫尔蒂输出合并网络输出合路网络的输入之间，用于进行调整，使期望负载阻抗按照Doherty操作的期望值进行改变。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/CN2004/001517 WO2006066461A1 (en) | 2004-12-24 | 2004-12-24 | Butler doherty power amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101091322A true CN101091322A (zh) | 2007-12-19 |
| CN101091322B CN101091322B (zh) | 2010-04-28 |
Family
ID=36601354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2004800447147A Expired - Fee Related CN101091322B (zh) | 2004-12-24 | 2004-12-24 | 一种准线性高效功率放大器以及放大射频信号的方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101091322B (zh) |
| WO (1) | WO2006066461A1 (zh) |
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| CN111543005A (zh) * | 2017-12-19 | 2020-08-14 | 瑞典爱立信有限公司 | 功率放大器和包括功率放大器的射频设备 |
| WO2021219004A1 (zh) * | 2020-04-30 | 2021-11-04 | 中兴通讯股份有限公司 | 多级Doherty功率放大器装置 |
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| JP4843455B2 (ja) | 2006-10-30 | 2011-12-21 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 整合回路、マルチバンド増幅器 |
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-
2004
- 2004-12-24 WO PCT/CN2004/001517 patent/WO2006066461A1/en active Application Filing
- 2004-12-24 CN CN2004800447147A patent/CN101091322B/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2006066461A1 (en) | 2006-06-29 |
| CN101091322B (zh) | 2010-04-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
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