CN101069226B

CN101069226B - 图像显示装置及其驱动方法

Info

Publication number: CN101069226B
Application number: CN2005800412458A
Authority: CN
Inventors: 莲见太朗; 小林芳直; 加纳圭吾
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: LG Display Co Ltd
Priority date: 2004-12-27
Filing date: 2005-12-27
Publication date: 2010-09-29
Anticipated expiration: 2025-12-27
Also published as: CN101515433B; CN101069226A; CN101515433A

Abstract

本发明公开一种图像显示装置，其具有因通电而发光的发光元件(D1)，以及与发光元件(D1)串联连接并对发光元件(D1)进行发光控制的驱动元件(Q1)，在发光元件(D1)的不发光时，给驱动元件(Q1)加载反偏置。另外，加载给驱动元件(Q1)的反偏置，在每一个帧周期中加载，或者在所有的发光元件不发光时(包括帧全体不发光时)加载。从而降低驱动元件的阈值电压漂移量或者让驱动元件的阈值电压的漂移量对于每一个像素均一化。

Description

图像显示装置及其驱动方法

技术领域

本发明涉及一种具有发光元件的图像显示装置及其驱动方法，以及电子机器的驱动方法，特别是一种能够抑制发光元件的经时劣化的图像显示装置。

背景技术

最近，很多研究者注意到了场致发光元件(以下称作“发光元件”)，特别是将该发光元件应用于图像显示装置或照明装置的研究正活跃着。

具有上述那样的发光元件的图像显示装置中，例如由非晶硅或多晶硅等所形成的薄膜晶体管(Thin Film Transistor：以下简称作“TFT”)等，与该发光元件一起构成各个像素，通过该TFT的控制，而对发光元件设定适当的电流值，并对各个像素的亮度、色调、或色饱和度等适当进行控制。

但是，由非晶硅所形成的TFT(以下简称作“aSi-TFT”)，随着经久使用，其栅极阈值上升，动作条件发生变化，这一点是公知的。该现象称作aSi-TFT的“Vth漂移”，或者称作“劣化”。另外，关于aSi-TFT，已知其用途、动作条件等也随着其劣化的进行而大幅变动。

例如，在像液晶显示器那样，将aSi-TFT用作开关元件，在极短时间内流过脉冲状的电流的这种用途的情况下，劣化的进展较为缓慢，另外，如果是像有机发光元件那样，流过较大的恒定电流的那种用途，劣化的进展就较快。

aSi-TFT的劣化对图像产生两个负面影响。其中一个是由于劣化在每一个像素中零散地进行，导致图像的均一性劣化，另一个是劣化发展的较为严重的像素不再应答，寿命达到了终点。

另外，还存在称作Vth校正的电路技术，该技术以电路的方式去除aSi-TFT的Vth漂移，并将其与视频信号叠加，从而不管Vth的劣化如何，都能够得到均匀的图像。可以说如果进行Vth校正，就能够将Vth离散的影响抑制到大约1/5～1/10。

另外，作为进行Vth校正的以往技术，例如还有如下所述的非专利文献1等。该非专利文献1中，公开了一种基于使用4个TFT与4个控制线的图像显示装置的Vth校正技术。

非专利文献1：S.Ono et al.，Proceedings of IDW’03，255(2003)

但是，Vth的校正范围有界限，存在一旦Vth的变化发展到超过了校正范围，就很难进行Vth校正这一问题。

例如，图13为，表示aSi-TFT的相对于栅极·源极间电压的电流特性因应力(负荷：stress)而变动的一例的图。图中，各个曲线与横轴相交的点成为aSi-TFT的阈值电压(Vth)。如图所示，通过将成为加载应力的正偏置电压(用来让aSi-TFT导通的偏置电压)持续加载给aSi-TFT的栅极，让aSi-TFT的电流特性从最左边的曲线(初始特性)向右侧漂移。

例如，从右起第2个曲线的Vth约为10V，与此相对，最右侧的曲线中，Vth约为15V，其差约为5V，可以得知驱动元件的阈值电压漂移迅速发展。因此，在这样的驱动元件的阈值电压的漂移迅速发展的区域中，进行Vth的校正是有限的，Vth的校正范围自然也有限。

另外，即使在没有达到如上述那样的驱动元件的阈值电压的漂移迅速发展的区域的情况下，也存在如下问题：即驱动元件的阈值电压漂移对于每个像素而零散地发展时，在各个像素中进行适当的Vth校正非常困难。

发明内容

本发明为解决所述问题而提出，其目的在于提供一种通过降低驱动元件的阈值电压的漂移量而提高了可靠性的图像显示装置。另外，本发明的目的还在于提供一种通过让驱动元件的阈值电压的漂移量对于每个像素而均一化从而改善了像素的均一性的图像显示装置以及图像显示装置的驱动方法。

为解决所述问题，实现目的，本发明第1项所述的图像显示装置的特征在于，具有：通过通电而进行发光的发光元件；以及与所述发光元件相连接，对该发光元件进行发光控制的驱动元件；在所述发光元件的不发光时，给所述驱动元件加载反偏置。

另外，本发明第2项所述的图像显示装置的特征在于：所述驱动元件，在每一帧周期中被加载反偏置。

另外，本发明第3项所述的图像显示装置的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置电压，在每一帧周期中至少加载1msec以上。

另外，本发明第4项所述的图像显示装置的特征在于：给所述驱动元件加载反偏置的时间，为帧周期的5％以上。

另外，本发明第5项所述的图像显示装置的特征在于：给所述驱动元件加载反偏置的时间，是作为所述发光元件的每一帧周期的发光时间的平均值的平均发光时间的50％以上。

另外，本发明第6项所述的图像显示装置的特征在于：所述发光元件由多个发光元件构成，在该多个发光元件都不发光时，给所述驱动元件加载反偏置。

另外，本发明第7项所述的图像显示装置的特征在于：在装置的不使用时，给所述驱动元件加载反偏置。

另外，本发明第8项所述的图像显示装置的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置电压的绝对值为1V以上。

另外，本发明第9项所述的图像显示装置的特征在于：给所述驱动元件加载反偏置的时间，至少为1帧周期的时间以上。

另外，本发明第10项所述的图像显示装置的特征在于：给所述驱动元件加载反偏置的时间，为装置的使用时间的20％以下。

另外，本发明第11项所述的图像显示装置的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置的电压波形，是具有规定周期的波形。

另外，本发明第12项所述的图像显示装置的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置的电压波形是衰减波。

另外，本发明第13项所述的图像显示装置的特征在于：由加载给所述驱动元件的反偏置而在该驱动元件的加载电极间所产生的电场强度，为1MV/cm以下。

另外，本发明的第14项所述的图像显示装置的特征在于：所述发光元件由多个发光元件构成；加载给所述驱动元件的反偏置电压，对于所有的驱动元件而言是相等的。

另外，本发明第15项所述的图像显示装置的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置，在所述驱动元件是n型晶体管的情况下，低于该晶体管的阈值电压；在所述驱动元件是p型晶体管的情况下，高于该晶体管的阈值电压。

另外，本发明第16项所述的图像显示装置的特征在于，具有：通过通电而进行发光的发光元件；与所述发光元件相连接，驱动该发光元件的驱动元件；以及在所述发光元件的不发光时，对所述驱动元件加载反偏置的控制机构。

另外，本发明第17项所述的图像显示装置的驱动方法的特征在于，包括：使发光元件发光的步骤；以及在发光元件的不发光时，给驱动元件加载反偏置的步骤。

另外，本发明第18项所述的图像显示装置的驱动方法的特征在于：加载给所述驱动元件的反偏置电压，在每一帧周期中加载。

另外，本发明第19项所述的电子机器的驱动方法的特征在于，具有：对所述图像显示装置输入电源OFF信息的步骤；在所述电源OFF信息的输入之后，给所述图像显示装置的所述驱动元件加载反偏置的步骤；以及在针对所述驱动元件的反偏置加载之后，所述图像显示装置的电源变为OFF的步骤。

另外，本发明第20项所述的电子机器的驱动方法的特征在于，具有：对所述图像显示装置输入电源ON信息的步骤；在所述电源ON信息的输入之后，对所述图像显示装置的所述驱动元件加载反偏置的步骤；以及在针对所述驱动元件的反偏置加载之后，进行所述图像显示装置的图像显示的步骤。

另外，本发明第21项所述的电子机器的驱动方法的特征在于，具有：将由所述图像显示装置所构成的显示画面设为待机状态的步骤；以及在所述显示画面为待机状态中，对所述图像显示装置的所述驱动元件加载反偏置的步骤。

按照本发明，能够降低驱动元件的阈值电压的漂移量，并能够容易地进行长期的阈值电压补偿，提高图像显示装置的像质可靠性。另外，按照本发明，能够抑制各个像素中的驱动元件的阈值电源漂移量的离散，因此能够改善像质的均一化。

附图说明

图1为表示对应于本发明所涉及的图像显示装置的1个像素的像素电路之构成例的图。

图2为表示被进行发光·不发光控制的有机发光元件的驱动波形之一例的图。

图3为表示TFT的相对于Vgs的变化的、Ids以及(Ids)^1/2的特性的曲线图。

图4为表示本发明所涉及的与图1不同的像素电路之构成例的图。

图5为表示本发明所涉及的与图1、2不同的像素电路之构成例的图。

图6为表示本发明所涉及的与图1～3不同的像素电路之构成例的图。

图7为表示在图1所示的图像电路中不给驱动元件Q1加载反偏置的情况下，驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(连续点亮，反偏置：不加载)的图。

图8为表示图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(点亮：10分钟，不点亮：20分钟，不点亮时：加载反偏置(-1V))的图。

图9为表示图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(点亮：10分钟，不点亮：20分钟，不点亮时：加载反偏置(-5V))的图。

图10为表示图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(白天16小时(点亮：3分钟，不点亮：17分钟)，夜晚8小时(不点亮)，反偏置：不加载)的图。

图11为表示图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(白天16小时(点亮：3分钟，不点亮：17分钟)，夜晚8小时(不点亮)，不点亮时(起初1小时：加载反偏置(-5V)，其他：不加载反偏置)的图。

图12为表示图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系(点亮：3分钟，不点亮：17分钟，不点亮时(起初5分钟：加载反偏置(-5V))的图。

图13为表示相对于aSi-TFT的栅极·源极间电压的电流特性，因应力而变动之一例的图。

图14为用来说明本发明的一实施方式所涉及的电子机器的驱动方法的流程图。

图15为用来说明本发明的另一实施方式所涉及的电子机器的驱动方法的流程图。

图16为用来说明本发明的另一实施方式所涉及的电子机器的驱动方法的流程图。

图17为构成实施例4所涉及的图像显示装置的像素电路的电路图。

图18为说明图17的图像显示装置的动作的时序图。

图中：D1、D2、D3、D4-发光元件，Q1、Q2、Q3a、Q4-驱动元件，Q3b-开关元件，Qth-开关晶体管，U1、U2、U3、U4-控制器。

具体实施方式

<图像显示装置>

以往技术中，存在因驱动元件的Vth漂移所引起的，随着使用的经过，驱动元件的劣化迅速发展这一问题，以及劣化的程度对于每个像素零散地发展而使得图像的均一性劣化这一问题。本申请的发明人，通过对图像显示装置中的发光元件以及驱动元件的动作进行详细分析，得到了解决这些问题的本发明。

下面参照附图，对本发明所涉及的图像显示装置的实施方式以及实施例详细地进行说明。另外，并不能够通过以下的实施方式与实施例对本发明进行限定。

本实施方式的图像显示装置中，多个像素配置为矩阵状，各个像素中配置有发光元件与驱动元件。

图1为表示对应于本发明所涉及的图像显示装置的1像素的像素电路的构成例的图。图中所示的像素电路，特别是用来以驱动元件Q1的动作为中心进行说明的图，示出了简化的电路结构。

图1中所示的像素电路，具有发光元件D1、与发光元件D1串联连接的驱动元件Q1、以及控制驱动元件Q1的控制器U1。发光元件D1例如是有机发光元件，自身的阳极端与加载电压的高压侧端子(以下称作“VP端子”)相连接，自身的阴极端与例如作为aSi-TFT的驱动元件Q1的漏极端侧相连接。另一方面，驱动元件Q1的源极端侧与加载电压的低压侧端子(以下称作“VN端子”)相连接，并且栅极端侧与控制器U1的输出端相连接。控制器U1对驱动元件Q1的栅极电压进行控制，是用来给驱动元件Q1加载反偏置的控制机构，例如由单个或多个TFT、电容器之类的电容元件、控制TFT的控制线等构成。另外，图中所示的连接构成，是将发光元件D1与驱动元件Q1的漏极侧相连接，并对驱动元件Q1的栅极端进行控制的“电压控制型”的构成，特别称作“栅极·控制/漏极·驱动”。

接下来对图1中所示的像素电路的动作进行说明。具有发光元件的像素电路中，一般经过准备期间、阈值电压检测期间、写入期间、以及发光期间这4个期间而进行动作。

首先，准备期间中，在发光元件D1(更详细的说，在发光元件D1自身所具有的寄生电容)中蓄积规定的电荷。该准备期间中在发光元件D1中蓄积电荷的理由是，在驱动元件Q1的阈值电压检测时，供给电流，直到驱动元件Q1的漏极-源极间电流变为零。

接下来，阈值电压检测期间中，将VP端子与VN端子设为大致相同的电位，检测出此时所产生的驱动元件Q1的栅极-源极间电压即Vth，并存储/保持在省略了图示的电容元件等中。另外，关于在该电容元件中存储/保持阈值电压的动作，利用在准备期间中在发光元件D1中所蓄积的电荷来进行。

进而，在写入期间中，将在阈值电压检测期间中所检测出的Vth中叠加有数据信号的规定电压，存储/保存在省略了图示的电容元件等中。

最后，在发光期间中，将写入期间中所存储/保持的规定电压，加载给驱动元件Q1，以对发光元件D1进行发光控制。

控制器U1，通过根据规定的顺序进行这一系列的动作，来控制发光元件D1中流过的电流。通过该控制，将图像显示装置的各个像素的亮度(灰度)、色调以及色饱和度等，设定为适当的值。

接下来，对本发明的相关控制器U1的控制动作进行说明。首先，控制器U1进行控制，以便使，在发光元件D1的不发光时给驱动元件Q1加载反偏置。另外，该控制可以以每一个帧周期进行。另外，也可以在图像显示装置的不使用时加载反偏置。

这里，将帧周期定义为对图像显示装置的显示器中所显示的图像进行改写的周期。例如，如果是以60Hz进行驱动的显示器，1帧周期就为16.67ms。一般来说，该16.67ms的1帧周期中，重复进行如下时序(sequence)：即有机发光元件，基于对应于灰度水平而确定的驱动电压，而进行发光。

图2为表示被实施了发光·不发光控制的有机发光元件的驱动波形之一例的图。图中，Vgs是驱动晶体管的栅极·源极间的电位差(栅极·源极间电压)，Voled是有机发光元件的阳极·阴极间电位差。如图所示，有机发光元件以16.67ms(60Hz)的周期进行驱动，同时以该周期重复进行不发光·发光的动作。

另外，以上所说的图像显示装置的不使用时，是指不将图像数据提供给各个像素电路，所有的发光元件中不进行通电的状态。

另外，以上所说的反偏置，是指在驱动元件Q1是N型晶体管的情况下，一般来说晶体管的栅极·源极间电压Vgs(Vgs＝Vg(栅极电位)-Vs(源极电位))低于晶体管的阈值电压Vth。

另外，在驱动元件Q1是P型晶体管的情况下，一般来说晶体管的栅极·源极间电压Vgs(定义与N型晶体管的情况下一样)高于晶体管的阈值电压。

例如，在N型晶体管的情况下，如果阈值电压Vth为2V，栅极电位Vg为-3V，漏极电位Vd为10V，源极电位Vs为0V，则Vgs＝Vg-Vs＝-3V，由于Vgs＜Vth，因此相当于反偏置。另外，反偏置电压的值自身通过Vgs的值来表示。

根据如上所述的反偏置的定义，关于加载给驱动元件Q1的电压是否是反偏置，阈值电压Vth的值很重要。因此下面以N型晶体管为例，对由TFT构成的驱动元件Q1的阈值电压Vth的求算方法进行说明。

如前述所记载的那样，设TFT的栅极·源极间电压为Vgs，漏极·源极间电压为Vds(Vds＝Vd(漏极电位)-Vs(源极电位))，阈值电压为Vth。另外，TFT中所流过的漏极·源极间电流通过Ids来表示。此时，该Ids在饱和区域与线性区域中分别近似于以下所示那样的公式。

(a)Vgs-Vth＜Vds(饱和区域)时

Ids＝β×[(Vgs-Vth)²] …(1)

(b)Vgs-Vth≥Vds(线性区域)时

Ids＝2×β×[(Vgs-Vth)×Vds-(1/2×Vds²)] …(2)

这里，公式(1)与公式(2)中所示的β是TFT的特性系数，在定义了TFT的沟道宽度(以下为W：单位cm)、沟道长度(L：单位cm)、绝缘膜的每单位面积的电容(以下为Cox：单位F/cm²)、迁移率(以下称作μ：单位cm²/Vs)时，通过下式那样表示。

β＝1/2×W×μ/(L×Cox) …(3)

这里对饱和区域进行考虑。公式(1)中，如果取Ids的平方根，则表示为下式。

(Ids)^1/2＝(β)^1/2×(Vgs-Vth) …(4)

如公式(4)所示，(Ids)^1/2与(Vgs-Vth)成比例。也即，意味着TFT的漏极电流Ids的平方根相对于栅极电压(Vgs)为线性。另外，从公式(4)可以得知，使得(Ids)^1/2＝0的Vgs等于Vth。使用该关系定义TFT的Vth，是一般所采用的方法，本发明中也能够使用该方法计算出TFT的Vth。

图3为表示相对于TFT的Vgs的变化的Ids与(Ids)^1/2的特性的曲线图。图中所示的曲线图，是在TFT中，将Vds设为10V(固定)，将Vgs从-10V向15V变动时的Ids和(Ids)^1/2绘制出来的一例。纵轴的左侧是对漏极电流Ids进行对数绘图而得到的，纵轴的右侧是对漏极电流的平方根(Ids)^1/2进行线性绘图而得到的。如该图所示，在TFT进行导通动作的饱和区域中的Vgs＝3～10V的范围内，保持着(Ids)^1/2的线性。

另外，一般来说，如果是非晶硅的n型TFT，则Vth便为5V以下。因此，能够像使用图3求算Vth那样计算出来。该图的(Ids)^1/2特性曲线上的由‘○’所示的点，是Vgs＝6V以及8V，通过这两个点的直线的X截距，是公式(4)中的(Ids)^1/2＝0，也即(Vgs-Vth)＝0时的Vgs，因此该X截距是TFT的阈值电压Vth。从图中所示的曲线图可以读出，Vth为2.13V。

接下来，对给驱动元件Q1加载反偏置时的加载时间进行说明。如果通过更加具体的数值进行表示，则在帧周期内，给驱动元件Q1加载反偏置时的加载时间，最好为帧周期的5％以上。另外，如果为帧周期的10％以上则更加理想。其原因如下所述。

例如，图像显示装置，如上所述，一般以60Hz来扫描1帧周期，帧周期为1/60s＝16.67ms。另一方面，发光元件在上述发光期间中进行发光的时间的平均值(帧周期内平均发光时间)为大约5ms。这相当于帧周期的大致30％。驱动元件劣化的抑制中，如果将反偏置的加载时间设定为发光期间(也即给驱动元件加载正偏置的期间)的约1/10(1ms)以上，就能够得到充分的效果。也即，即使是帧周期的5％的反偏置加载，也能够得到劣化防止效果。由于反偏置的加载时间越接近发光时间，就越有劣化抑制效果，因此如果反偏置的加载时间为帧周期的10％以上，就更加理想。另外，反偏置的加载时间如果在1ms以下0.1ms以上，也有效果。

但是，在帧周期内加载反偏置，在早期阶段中还有拉回驱动元件的Vth漂移的作用。例如，图13中所示的相对于aSi-TFT的栅极·源极间电压的电流特性中，出现了Vth漂移随着加载应力(stress)的蓄积而急速劣化的现象。也即，在早期阶段修正Vth漂移，具有不使加载应力蓄积的效果。因此，在与发光元件的发光时间相当的、帧周期的大约10％(帧周期内平均发光时间)以下的时间中，也具有修正Vth漂移的效果，在期待这种效果的情况下，例如可以设为帧周期的大约5％(帧周期内平均发光时间的大约50％)。

与上述想法不同，例如也可以在所有的发光元件不发光时(包括帧全体不发光时，例如图像显示装置不使用时)，给驱动元件加载反偏置。这种情况下的优点在于，能够集中且可靠地确保加载反偏置的时间。例如，在帧周期内的规定时间中加载反偏置的情况下，需要确保能够加载反偏置的空闲时间，像素电路的结构变得复杂，因此很难确保该空闲时间。

另一方面，在图像显示装置不使用时加载反偏置的情况下，不会发生这样的问题，相反，由于能够更多地确保反偏置的加载时间，因此能够增加Vth漂移的修正效果。例如，能够将给驱动元件加载反偏置的加载时间设为帧周期以上的时间加载。

另外，对于在所有的发光元件不发光时(例如图像显示装置不使用时)给驱动元件加载反偏置的情况，从消耗功率的观点出发，极端延长加载时间并非上策。具体的说，给驱动元件加载反偏置的时间，最好至少为帧周期的时间以上，并且为装置的使用时间的20％以下。另外，反偏置的加载时间为大约30～60秒也具有充分的效果。

另外，至此着眼于像素电路中的一个发光元件或与该发光元件相连接的TFT进行了说明，但是将加载给构成像素电路的多个驱动元件的反偏置电压，设为对所有的驱动元件大致相等，由此能够简化给各个驱动元件加载反偏置的动作控制。另外，还能够在像素之间让驱动元件的阈值电压的漂移量均一化，并能够推测像质的均一化。另外，加载给驱动元件的反偏置电压的像素间的离散的范围，优选为±0.5V以内，更优选为±0.3V以内，进一步优选为±0.1V以内。

以下所说明的实施例1～3中，均对驱动元件为N型晶体管的情况进行说明。

(实施例1)

图7为表示图1中所示的像素电路中，不给驱动元件Q1加载反偏置的情况下的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移ΔV之间的关系的图。图8以及图9为表示给图1中所示的像素电路中的驱动元件Q1加载反偏置的情况下的驱动元件Q1的点亮时间与阈值电压漂移之间的关系的图。另外，图8以及图9中，以点亮时间10分钟，不点亮时间20分钟的重复进行工作，特别是图8中示出了反偏置电压为“-1V”的情况，图9中示出了反偏置电压为“-5V”的情况。

如图7所示，没有加载反偏置的情况下，约60小时的连续工作中，能够观测到大约0.8V的阈值电压漂移。另外，图8中将阈值电压漂移降低到大约0.45V，出现了反偏置加载的效果。另外，能够看出：阈值电压漂移的离散有些增大，并且在零偏置附近的电压的情况下，具有多少都会产生些离散的倾向。但是，阈值电压漂移的最差值为大约0.54V，即使是-1V程度的较低的反偏置电压的情况下，也存在降低阈值电压漂移的效果。

与此相反，图9中阈值电压漂移的离散较小，且自身的大小也平缓地减少。其后半的实事可以推测出，根据反偏置的加载电压的大小，不但具有防止阈值电压劣化的效果，还具有使阈值电压的劣化恢复的效果。另外，与后述的实施例2的结果相比可以得知，将加载反偏置的周期缩短的一方，其使阈值电压的劣化恢复的效果较好。

另外，作为通过加载反偏置而抑制阈值电压漂移的要因，对于aSi-TFT的情况，考虑有以下两点。

1.由a-Si:H所构成的沟道层容易变为热不稳定的状态，但能够通过加载反偏置来稳定该不稳定状态。

2.由SiN等所构成的栅极绝缘膜所捕捉的电荷，能够通过加载反偏置来去除。

这其中，对于第1点，能够确认出通过230℃的退火(anneal)来抑制阈值电压漂移的现象。可以认为该现象表示：阈值电压漂移的抑制是，使沟道层的热不稳定状态稳定化的结果。

(实施例2)

图10与图11分别为表示具有与图7或图9同样的情形的特性的图。而图10中所示的特性，示出了如下情况：即以点亮时间3分钟，不点亮时间17分钟进行重复，白天持续使用16小时，夜间8小时不点亮，并且在夜间的不点亮时，单纯地将驱动元件的栅极·源极·漏极的电压开路。另外，图11中示出了如下情况：即以点亮时间3分钟，不点亮时间17分钟进行重复，白天持续使用16小时，夜间8小时不点亮，并且夜间的不点亮时，将漏极-源极间电压保持同样的电位，同时在不点亮时的起初1小时中给栅极-源极间电压加载-5V的反偏置，而在其他时间带维持0V。

如图10所示，在夜晚的不点亮时单纯地将驱动元件的栅极·源极·漏极的电压开路的情况下，阈值电压漂移线性地增加，观测到了阈值电压的劣化。另外，在与图7中所示的连续点亮的情况相比的情况下，可以得知阈值电压漂移的离散极端增大。这可以推测出，在重复进行点亮与不点亮的现实应用中，阈值电压漂移的离散增大。

另一方面，如图11所示，在只有夜间的不点亮时的起初1小时中，给栅极-源极间电压加载-5V的反偏置的情况下，阈值电压漂移的增加率减少，同时阈值电压漂移的离散也减小。这可以得知，即使在长时间使用的情况下，通过在工作后的不工作时间中加载规定的反偏置，能够改善阈值电压的劣化。另外，这种情况下，即使反偏置的加载时间与工作时间相比非常少，也能够得到规定的改善效果。

(实施例3)

图12为表示以点亮时间3分钟，不点亮时间17分钟重复而动作，且只在不点亮时的起初5分钟内给栅极-源极间加载-5V的反偏置的情况下的特性的图。如该图所示，即使对于如下情况也能够防止阈值电压的经时劣化：即在不点亮时的17分钟当中，只在起初5分钟加载反偏置。

另外，如果将图12中所示的特性与图9中所示的特性相比较，则即使同样是-5V的反偏置电压，反偏置的加载时间较长的图9(图9：20分钟，图12：5分钟)这一方，阈值电压漂移的离散较小。另外，若将图11中所示的特性与图9中所示的特性相比较，则反偏置的连续加载时间较短的图9(图9：连续20分钟，图11：连续1小时)一方，阈值电压漂移的离散较小。据此，为了有效地减小阈值电压漂移的离散，且一并考虑到消耗功率的观点，可以使加载给驱动元件的反偏置电压的波形连续变化。

例如，可以使加载给驱动元件的反偏置的电压波形，是以成为反偏置的规定电压为中心的衰减正弦波。这种情况下，能够使对驱动元件的反偏置的程度慢慢缓和，降低消耗功率，能够有效地降低驱动元件的劣化以及驱动元件劣化的离散。另外，通过将成为反偏置的规定电压、正弦波的振幅设为适当的值，还能够断续进行反偏置的加载。

另外，例如还可以使加载给驱动元件的反偏置的电压波形，是以成为反偏置的规定电压为中心的方波。这种情况下，也能够得到与上述衰减正弦波的情况下相同的效果。另外，除了衰减正弦波、方波以外，还可以是正弦波、三角波等保持规定的周期而进行变化的波形。

但是，上述说明中，并没有特别涉及加载给驱动元件的反偏置电压的上限(绝对值)。因此下面对加载给驱动元件的反偏置电压的上限(绝对值)进行说明。作为该反偏置电压的绝对值上限，例如可以被设为如下那样的值：即通过加载给驱动元件的反偏置，使得该驱动元件的加载电极间所产生的电场强度为1MV/cm以下。藉由该1MV/cm的电场强度，例如在栅极绝缘膜的厚度为大约

的通常的aSi-TFT的情况下，给该绝缘膜加载大约-40V的反偏置。如果是通常的aSi-TFT，在加载了-40V以上的电压的情况下，绝缘膜有可能破坏。因此，通过将因为加载给驱动元件的反偏置而在该驱动元件的加载电极间所产生的电场强度设定为1MV/cm以下，能够避开通常作为图像显示装置的TFT而使用的aSi-TFT的危险区域。

另外，例如，还能够将因为加载给驱动元件的反偏置而在该驱动元件的加载电极间所产生的电场强度，设定为0.1MV/cm以下的值。这种情况下，对于上述aSi-TFT以外的其他TFT，也能够作为现实的使用范围的值而广泛应用。

(实施例4)

图17为构成本发明的实施方式1所涉及的图像显示装置的像素电路的电路图，本实施例4的图像显示装置具有将该图所示的像素电路排列成矩阵状的构成。另外，该图中所示的像素电路，具有备有如下器件的构成：有机发光元件D1；控制有机发光元件D1的发光的驱动晶体管Q1；电容元件Cs，其具有第1电极和第2电极，并且第1电极与驱动晶体管Q1的栅极相连接；以及开关晶体管Qth，其对驱动晶体管Q1的栅极和漏极有选择地进行短路。另外，该图中所示的像素电路，备有：与有机发光元件D1的阳极侧相连接的电源线VP；与驱动晶体管Q1的源极侧相连接的电源线VN；对开关晶体管Qth的驱动进行控制的扫描线S；以及与电容元件Cs的第2电极相连接并且对像素电路供给图像信号的图像信号线VD。这些布线中，电源线VP、电源线VN、扫描线S，对于排列在行方向上的像素电路共通连接着，而图像信号线VD对于排列在列方向上的像素电路共通连接着。

图18是表示动作时的本实施例4所涉及的图像显示装置的电源线VP、电源线VN、扫描线S、图像信号线VD的电位变动、以及驱动晶体管Vgs的变动的时序图。

(第1复位工序)

首先，进行第1复位工序，所述第1复位工序对在过去发光时加载给驱动晶体管Q1的栅极的电位进行复位。具体地说，如图18所示分别为：电源线VP、VN的电位保持为V_DD，图像信号线VD保持为0电位，扫描线S保持为高电平的电位(导通电位：VgH)。藉此，由于驱动晶体管Q1的源极侧与漏极侧的电位变得大致相等，因此实质上变为截止状态。另外，由于开关晶体管Qth变为导通状态，因此驱动晶体管Q1的栅极电位变为V_DD-V_OLED。因此，驱动晶体管Q1的Vgs变为-V_OLED。另外，由于蓄积在有机发光元件D1中的电荷慢慢减少，因此结果是

(其中，V_OLED＜0)，也即

(且Vgs＜0)。

(准备工序)

接下来，在准备工序中分别为：电源线VP保持为-Vp(Vp＜Vth)，图像信号线保持为V_DH，扫描线S保持为截止电位(VgL)。另外，电源线VN的电位变动为V_DD→0V。结果，驱动晶体管Q1的栅极电位成为V_DD+V_DH。另一方面，由于电源线VN变动为V_DD→0V，因此，驱动晶体管Q1的Vgs成为V_DH→V_DD+V_DH。

(阈值电压检测工序)

接下来，分别为：电源线VP、VN保持为0V，扫描线S保持为接通电位(VgH)，图像信号线保持为V_DH。其结果是，开关晶体管变为ON状态，从驱动晶体管Q1的栅极经漏极向源极流通电流。该电流一直流通到驱动晶体管Q1的Vgs实质上变为Vth，最终使得驱动晶体管Q1的栅极电位变为Vth。因此，驱动晶体管Q1的Vgs，变为Vth。

(反偏置加载工序)

接下来，将反偏置加载给驱动晶体管Q1。具体地说，分别为：电源线VP、VN保持为0V，扫描线S保持为截止电位(VgL)，图像信号线保持为0V。电容元件Cs中蓄积有较大的电荷，对应于图像信号线的电位变化，驱动晶体管Q1的栅极电位变化为V_th+V_DATA-V_DH，Vgs变为V_th+V_DATA-V_DH。

(写入工序)

接下来，在电源线VP、VN分别保持为0V的状态下，在扫描线S被设为导通电位(VgH)的时刻中，图像信号线V_D被设为V_DATA(0≤V_DATA≤V_DH)，而写入VD_ATA。这里，如果将有机发光元件D1的容量设为C_OLED，则驱动晶体管Q1的栅极电位就变为α(V_DH-V_DATA)+Vth。另外，α＝C_OLED/(Cs+C_OLED)。另一方面，由于电源线VN＝0，因此驱动晶体管Q1的Vgs变为α(V_DH-V_DATA)+Vth。

(第2复位工序)

接下来，进行用来对有机发光元件D1中所蓄积的电荷进行复位的第2复位工序。具体的说，分别为：电源线VP保持为-Vp，扫描线S保持为截止电位(VgL)，图像信号线保持为V_DH。另外，电源线VN以-Vp→0的方式进行电位变动。在电源线VN＝-Vp时，驱动晶体管Q1的源极侧与漏极侧的电位大致相等，从而实质上变为截止状态。因此，驱动晶体管Q1的栅极电位变为α(V_DH-V_DATA)+Vth，Vgs成为α(V_DH-V_DATA)+Vth+Vp→α(V_DH-V_DATA)+Vth。

(发光工序)

接下来，分别为：电源线VP保持为V_DD，VN保持为0V，扫描线S保持为截止电位(VgL)，图像信号线保持为V_DH。其结果是，源极发光元件D1中流通电流Id＝(β/2)[(1-α)(V_DH-V_DATA)]²，有机发光元件D1进行发光。

(反偏置加载工序)

之后，将反偏置加载给驱动晶体管Q1。具体地说，分别为：电源线VP、VN保持为V_DD，扫描线S保持为截止电位(VgL)，图像信号线保持为0V。其结果是，驱动晶体管Q1的栅极电位变为V_th+α(V_DH-V_DATA)-V_DH，Vgs为V_th+α(V_DH-V_DATA)-V_DD-V_DH。

之后，通过重复进行上述各个工序，顺次在每一帧中进行给驱动晶体管Q1加载反偏置的驱动。另外，在每一帧中加载反偏置的情况下，反偏置(Vgs)最好为-3V～-10V。

(其他实施方式(之1))

图4为表示本发明所涉及的与图1不同的像素电路之构成例的图。图4中所示的像素电路，除了发光元件D2与驱动元件Q2的源极侧相连接这一点之外，是与图1中所示的图像显示装置相同或同等的构成。另外，图4中所示的图像显示装置，是控制驱动元件Q2的栅极端的“电压控制型”的构成，这一点与图1相同，称作“栅极·控制/源极·驱动”。

图4中所示的像素电路的特征，与图1的像素电路相比，存在写入电压升高的这一缺点，但存在像素间的劣化的离散的进展较为缓慢这一优点。但是，与图1的像素电路一样，无法避免因驱动元件的Vth漂移所引起的急速劣化，以及因劣化的离散所引起的图像均一性劣化的问题。因此，对于图4中所示的像素电路，也能够应用上述技术，得到与图1的像素电路相同的效果。另外，作为控制器U2，由单个或多个TFT、电容器等电容元件、以及控制TFT的控制线等构成。

(其他实施方式(之2))

图5为表示本发明所涉及的与图1、图4不同的像素电路之构成例的图。图5中所示的像素电路中，发光元件D3与驱动元件Q3a的源极侧相连接这一点与图4相同，但不同点在于，驱动元件Q3a的栅极端接地，同时驱动元件Q3a的源极端侧的电流由控制器U3所控制。另外，开关元件Q3b，是用来在写入驱动元件Q3a的栅极-源极间电压时，断开驱动元件Q3a与发光元件D3的开关元件。另外，图5中所示的图像显示装置，是控制驱动元件Q3a的源极端的“电流控制型”的构成，特别称作“源极·控制/源极·驱动”。另外，作为控制器U3，由单个或多个TFT、电容器等电容元件、以及控制TFT的控制线、电源线等构成。

图5中所示的像素电路，与图1、图4的像素电路一样，无法避免因驱动元件的Vth漂移所引起的劣化，以及因劣化的离散所引起的图像均一性劣化的问题。因此，对于图5中所示的像素电路，也能够应用上述技术，得到与图1、图4的像素电路相同的效果。

(其他实施方式(之3))

图6为表示本发明所涉及的与图1、图4、以及图5不同的像素电路之构成例的图。图6中所示的像素电路中，发光元件D4与驱动元件Q4的漏极侧相连接这一点与图1相同，但不同点在于，驱动元件Q4的栅极端接地并且驱动元件Q4的源极端侧的电流由控制器U4所控制。另外，图6中所示的图像显示装置，是控制驱动元件Q4的源极端的“电流控制型”的构成，特别称作“源极·控制/漏极·驱动”。另外，作为控制器U4由单个或多个TFT、电容器之类的电容元件、以及控制TFT的控制线、电源线等构成。

图6所示的像素电路，与图1～图3的像素电路一样，无法避免因驱动元件的Vth漂移所引起的劣化，以及因劣化的离散所引起的图像均一性劣化的问题。因此，对于图6中所示的像素电路，也能够应用上述技术，得到与图1～图3的像素电路相同的效果。

<电子机器的驱动方法>

接下来对具有上述图像显示装置的电子机器的驱动方法进行说明。这里，就与对每帧周期给驱动元件加载反偏置的方法不同的驱动方法，进行说明。另外，这里所说的电子机器，当然包括移动电话、个人计算机、数码相机(digital camera)、汽车导航装置、PDA、POS终端、测量机器、以及复印机等。

(例1)：图像显示装置的电源从ON变为OFF时，给驱动元件加载反偏置的情况(参照图14)。

(1)首先，图像显示装置变为工作状态，进行图像显示(步骤S101)。

(2)接下来，对图像显示装置输入电源OFF的信息，图像显示装置变为电源OFF模式(步骤S102)。电源OFF模式，是指输入了电源OFF的信息，而实际上并没有成为电源OFF的状态。

(3)这里，在图像显示装置为电源OFF模式的状态下，对图像显示装置的驱动元件输入反偏置加载信息，由控制器给驱动元件加载反偏置(步骤S103)。

(4)之后，结束针对驱动元件的反偏置的加载，图像显示装置的电源变为OFF，变为不工作的状态(步骤S104)。

这样，如果在用来将图像显示装置的电源设为OFF的期间内给驱动元件加载反偏置，则即使在加载反偏置的情况下，电子机器的用户也能够没有异常感地使用电子机器。

(例2)：从图像显示装置的电源为OFF的状态到进行图像显示这期间，给驱动元件加载反偏置的情况(参照图15)。

(1)首先，图像显示装置处于不工作状态，图像显示装置的电源变为OFF(步骤S201)。电源为OFF时，是不对与发光元件电连接的电源线提供电压的状态。

(2)接下来，给图像显示装置输入电源ON的信息，图像显示装置变为电源ON模式(步骤S202)。所谓电源ON模式，是指输入了电源ON的信息，而实际上并没有在图像显示装置中进行图像显示的状态。

(3)这里，在图像显示装置为电源ON模式的状态下，对图像显示装置的驱动元件输入反偏置加载信息，由控制器对驱动元件加载反偏置(步骤S203)。

(4)之后，结束对驱动元件的反偏置的加载，进行图像显示装置的图像显示(步骤S204)。

这样，如果在用来将图像显示装置的电源设为ON的期间内给驱动元件加载反偏置，则即使在加载反偏置的情况下，电子机器的用户也能够没有异常感地使用电子机器。

(例3)：在图像显示装置的电源为ON，但显示画面为待机状态的期间中，给驱动元件加载反偏置电压的情况(参照图16)。

(1)首先，图像显示装置处于工作状态，通过图像显示装置进行第1图像的显示(步骤S301)。

(2)接下来，图像显示装置的显示画面变为待机状态(步骤S302)。这里，所谓待机状态是指：例如不在显示画面中进行图像显示的情况；起动了屏幕保护的情况；虽然在显示画面中进行了图像显示，但以低于第1图像的亮度进行显示的情况；以及虽然在显示画面中进行了图像显示，但处于无法从外部辨认该图像的状态(图像被隐藏的状态)下的情况(例如，在折叠式移动电话中，通过对筐体进行折叠而使得画面被筐体所掩盖的情况)等。

(3)这里，对图像显示装置的驱动元件输入反偏置加载信息，由控制器给驱动元件加载反偏置(步骤S303)。

(4)之后，结束针对驱动元件的反偏置加载，解除显示画面的待机状态(步骤S304)并在图像显示装置中进行画面显示(步骤S305)。另外，即使反偏置的加载结束，显示画面也可以处于待机状态。

这样，如果在图像显示装置的显示画面处于待机状态的期间对驱动元件加载反偏置，则即使在加载反偏置的情况下，电子机器的用户也能够在没有异常感的情况下使用电子机器。

另外，本发明并不仅限于上述实施方式，还能够在本发明的范围内进行各种改良、变更。

Claims

1.一种图像显示装置，其特征在于，

具有：

借助于通电而进行发光的发光元件；以及

与所述发光元件相连接，对该发光元件进行发光控制的驱动元件，

在所述发光元件的不发光时，对所述驱动元件加载反偏置电压；该反偏置电压，在所述驱动元件是n型晶体管的情况下低于该晶体管的阈值电压，在所述驱动元件是p型晶体管的情况下高于该晶体管的阈值电压。

2.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于，

所述驱动元件，在每一帧周期中被加载所述反偏置电压。

3.如权利要求2所述的图像显示装置，其特征在于，

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压，在每一帧周期中至少加载1msec以上。

4.如权利要求2或3所述的图像显示装置，其特征在于，

对所述驱动元件加载所述反偏置电压的时间，为帧周期的5％以上。

5.如权利要求2或3所述的图像显示装置，其特征在于，

对所述驱动元件加载所述反偏置电压的时间，是平均发光时间的50％以上，所述平均发光时间是所述发光元件的每个帧周期的发光时间的平均值。

6.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于，

具有所述发光元件和所述驱动元件的像素，多个地排列，

在所有的所述发光元件不发光时，对所述驱动元件加载所述反偏置电压。

7.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于，

在装置的不使用时，对所述驱动元件加载所述反偏置电压。

8.如权利要求1、2、6、或7中任一项所述的图像显示装置，其特征在于：

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压的绝对值为1V以上。

9.如权利要求6或7所述的图像显示装置，其特征在于，

对所述驱动元件加载所述反偏置电压的时间，至少为帧周期的时间以上。

10.如权利要求6或7所述的图像显示装置，其特征在于，

对所述驱动元件加载所述反偏置电压的时间，为图像显示装置的使用时间的20％以下。

11.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于，

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压的波形，是具有规定周期的波形。

12.如权利要求11所述的图像显示装置，其特征在于，

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压的波形，是衰减波。

13.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于：

因加载给所述驱动元件的所述反偏置电压而在该驱动元件的加载电极间所产生的电场强度，为1MV/cm以下。

14.如权利要求1所述的图像显示装置，其特征在于：

具有所述发光元件以及所述驱动元件的像素，多个地排列；

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压，对于所有的驱动元件而言是相等的。

15.一种图像显示装置，其特征在于，具有：

借助于通电而进行发光的发光元件；

与所述发光元件相连接，驱动该发光元件的驱动元件；以及

在所述发光元件的不发光时，对所述驱动元件加载反偏置电压的控制机构；该反偏置电压，在所述驱动元件是n型晶体管的情况下低于该晶体管的阈值电压，在所述驱动元件是p型晶体管的情况下高于该晶体管的阈值电压。

16.一种图像显示装置的驱动方法，是一种具有借助于通电而进行发光的发光元件，以及与所述发光元件相连接并对该发光元件进行发光控制的驱动元件的图像显示装置的驱动方法，其特征在于，

包括：

让所述发光元件发光的步骤；以及

在所述发光元件的不发光时，对所述驱动元件加载反偏置电压的步骤；

所述反偏置电压，在所述驱动元件是n型晶体管的情况下低于该晶体管的阈值电压，在所述驱动元件是p型晶体管的情况下高于该晶体管的阈值电压。

17.如权利要求16所述的图像显示装置的驱动方法，其特征在于，

加载给所述驱动元件的所述反偏置电压，在每一帧周期中被加载。