CN101064476A - 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐振直流/直流变换器及其控制方法，是通过改变其谐振电路输入开关管的导通频率来调节输出电压，还根据负载电路的反馈信号调整所述开关管的移相角，使得谐振电路的电压输出范围扩展。本发明并提供采用上述控制方法的谐振直流/直流变换器结构。本发明的优点在于：采用调频与调频+移相两种方式来控制谐振直流/直流变换器，在电源工作频率较低时采用调频控制，电源工作频率过高时引入调频+移相控制方式，解决了谐振变换器的难点问题，即轻载和空载时工作频率太高和电路损耗过大的问题，极大地增加了谐振电路的输出电压调节能力，有效扩展电压输出范围。

Description

一种谐振直流/直流变换器及其控制方法

【技术领域】

本发明涉及直流电源变换技术，具体是涉及一种谐振直流/直流变换器及其控制方法。

【背景技术】

小型化和高频化是当今电源发展的趋势，但是开关频率的升高带来了开关管损耗过大的问题，这是传统BUCK变换器无法解决的，而谐振变换器则可以较好的解决这个问题。

以串联谐振变换器为例，串联谐振直流/直流(DC/DC)变换器采用谐振变换技术，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压自然过零，可以实现零电压开通，电源损耗很小。这种拓扑通常采用变频调制(Pulse frequencymodulation，简称PFM)方式，通过改变工作频率来稳定输出电压。图1为全桥SRC串联谐振直流/直流变换器的基本形式，在对该电路采用PFM控制时，两组开关管S1、S4与S2、S3互补对称驱动，各导通50％(此为理想值，如考虑死区的设置应为略小于50％)的开关周期。电源输出电压增益M与工作频率f的关系为：

$M=\frac{V_O}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{Q_S|\frac{f}{f_r}-\frac{f_r}{f}|}---\left(1\right)$

其中，V_o与V_in分别为输出、输入电压，f为工作频率， $f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{Lr}\·\mathrm{Cr}}},$ $Q_S=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_r{P}_o}{{U_o}^2},$ f_r为谐振频率，L_r为谐振电感值，C_r为谐振电容值，P_o为输出功率。

从式(1)中可以发现，当工作频率f大于谐振频率f_r时，工作频率越高，电压增益M越低；同理，当工作频率f小于谐振频率f_r时，工作频率越低，电压增益M越低。串联谐振拓扑控制频率f与输出电压V_o的关系曲线如图2所示。由图2可以发现，串联谐振变换器一个主要的难点问题在于轻载和空载条件下输出电压难以稳定。当控制频率大于谐振频率f_r，串联谐振拓扑的输出电压随着控制频率的升高而降低，当负载减小至轻载状态时，输出电压趋于平缓，这样为了稳定电压，工作频率需要升得很高，但是工作频率范围过宽会带来磁性器件难以优化的问题，而且工作频率越高，电路损耗也越大；此外，当负载接近空载，输出电压反而有可能会上升，导致无法进行负反馈控制。因此在电源行业中，有人在输出端加上固定的负载，利用这种方法在轻载和空载条件下稳定输出电压，但这样会增加空载损耗，降低电源效率。

总之，单纯的变频控制会导致工作频率范围过宽甚至失效，带来磁性元件难以优化的问题，以及反馈控制难以设计的问题，所以简单的调频控制无法满足轻载或空载时输出稳压的要求。

上面以全桥串联谐振电路为例说明了调频控制方式存在的缺陷，同样的，从理论上讲，所有的调频控制的谐振电路都存在类似的问题。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种谐振直流/直流变换器的控制方法及其装置，以解决现有技术中负载工作在轻载或空载时采用调频控制存在难以稳压的问题。

为了实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：一种谐振直流/直流变换器的控制方法，是通过改变其谐振电路输入开关管的导通频率来调节输出电压，还根据负载电路的反馈信号使变换器进入移相控制方式，调整所述开关管的移相角，使得谐振电路的电压输出范围扩展。

所述谐振电路输入开关管可由驱动脉冲经驱动电路进行控制，所述驱动脉冲的获得包括如下步骤，

1)获取负载电路的反馈信号；

2)根据所述反馈信号判断负载是否工作在轻载或空载状态；

3)如果负载工作在轻载或空载状态，则将频率与移相角随反馈信号变化而共同调节的脉冲信号作为驱动电路的驱动脉冲，使谐振电路工作在移相控制与PFM控制混合模式；否则，将移相角稳定而频率随反馈信号变化的脉冲信号作为驱动电路的驱动脉冲，使谐振电路工作在PFM控制模式。

所述步骤1)可包括如下步骤：

1a)从负载电路中采样反馈电压；

1b)将所述反馈电压进行负反馈补偿运算获得反馈信号。

上述控制方法中PFM控制与PFM+移相控制的选择优选由下述过程实现：所述步骤2)中将反馈信号分别经运算处理后得到变频控制信号和移相控制信号；所述移相控制信号的运算处理过程包括与第一参考电压进行比较来判断负载是否工作在轻载或空载状态的步骤，所述第一参考电压根据所述负载的电气特性确定；所述步骤3)中当负载工作在轻载或空载状态时，即产生由变频控制信号和移相控制信号共同调节的驱动脉冲；否则，产生移相角稳定而由变频控制信号单独调节的驱动脉冲。

上述控制方法中还可进一步增加单独采用移相控制的选择：所述步骤2)中所述变频控制信号的运算处理过程包括与第二参考电压进行比较来判断负载是否工作在近似空载状态的步骤，所述第二参考电压根据所述负载的电气特性确定，并且所述第二参考电压满足，若负载根据第二参考电压的判断工作在近似空载状态则根据第一参考电压的判断必然工作在轻载或空载状态；所述步骤3)中当负载工作在近似空载状态时，即产生频率稳定而由移相控制信号单独调节的驱动脉冲。

为本发明的目的，还提供一种谐振直流/直流变换器，包括

驱动电路和谐振电路，所述驱动电路根据输入的驱动脉冲控制谐振电路的输入开关管，谐振电路在所述驱动电路的控制下将变换后的电源提供给负载电路，以及

负反馈补偿调节器，将从负载电路中采样的反馈电压进行负反馈补偿运算后获得反馈信号；

甄别器，根据输入的反馈信号判断负载电路的负载状态，输出驱动脉冲调制信号；

驱动脉冲发生器，根据输入的驱动脉冲调制信号调制并输出驱动脉冲：如果负载工作在轻载或空载状态，输出的驱动脉冲的频率与移相角随反馈信号变化而共同调节；否则，输出的驱动脉冲的移相角稳定而频率随反馈信号的变化而变化。

上述谐振直流/直流变换器进行PFM控制与PFM+移相控制的一种可选方案是采用两个相对独立的驱动信号发生电路模块，即，所述驱动脉冲发生器包括变频控制电路和变频控制+移相控制电路；若所述甄别器判断负载工作在轻载或空载状态，则向变频控制+移相控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出频率和移相角随反馈信号变化而共同调节的驱动脉冲；否则，则向变频控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出移相角稳定而频率随反馈信号的变化而变化的驱动脉冲。

上述谐振直流/直流变换器进行PFM控制与PFM+移相控制的一种优选方案则可只采用一个驱动信号发生电路模块：所述甄别器包括第一运算电路和2，所述运算电路设定有第一参考电压，所述驱动脉冲调制信号包括变频控制信号和移相控制信号；所述反馈信号经第一运算电路进行运算、与第一参考电压比较后，输出为移相控制信号；所述反馈信号经第二运算电路进行运算后输出为变频控制信号；所述第一参考电压根据负载的电气特性确定，使得当负载工作在轻载或空载状态时，输出的移相控制信号随反馈信号的变化而变化；反之，则保持稳定；所述驱动脉冲发生器包括变频控制电路和移相控制电路，所述变频控制电路产生频率由变频控制信号控制的变频脉冲，所述移相控制电路根据移相控制信号将所述变频脉冲进行移相控制后输出驱动脉冲。

所述移相控制电路可以是将移相控制信号与变频脉冲比较合成后输出驱动脉冲。

也可以是，将所述变频脉冲输入所述移相控制电路的同步端，所述移相控制电路根据移相控制信号对输入的变频脉冲进行移相控制后输出驱动脉冲。

为实现近似空载状态下的纯移相控制控制，进一步优选的是，所述第二运算电路设定有第二参考电压；所述反馈信号经第二运算电路进行运算、与第二参考电压比较后，输出为变频控制信号；所述第二参考电压根据负载的电气特性确定，使得当负载工作在近似空载状态时，输出的变频控制信号保持稳定；反之，则随反馈信号的变化而变化；并且所述第二参考电压满足，若负载根据第二参考电压的判断工作在近似空载状态则根据第一参考电压的判断必然工作在轻载或空载状态；

所述变频控制电路可采用这样的结构，包括依次连接的压频振荡器和三角波发生器；所述变频控制信号输入压频振荡器控制其振荡频率，所述三角波发生器输出频率受控的变频脉冲。

采用上述技术方案，本发明有益的技术效果在于：

1)在谐振直流/直流变换器的控制方式中，引入移相控制方式，实现PFM与PFM+移相控制两种控制方式，在电源工作频率较低时采用PFM控制，电源工作频率过高时引入PFM+移相控制方式。还可在频率更高时固定频率，进入移相控制方式，从而解决了谐振变换器的难点问题，即空载和轻载难以稳压的问题，极大地增加了谐振电路的输出电压调节能力，有效扩展电压输出范围。

传统的移相全桥电路是一种十分优秀的直流/直流变化器，同样利用谐振电感能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的直流/直流变换器之一，而且移相控制在轻载和空载的情况下，输入电压及负载固定，移相角与输出电压有较好的单调关系。虽然此种电路为了实现软开关，需要较大的输出差模电感实现超前桥臂的软开关，及为了保证谐振电感的体积不能过大，只能在一定负载(如50％负载)之上才能实现滞后桥臂的软开关，之前的开关状态均为硬开关，导致软开关条件苛刻，效率与热设计在硬开关态困难，但是由于本发明还保留谐振直流/直流变换器的部分特性，因此其软开关条件仍然相对容易，而不会由于移相电路的引入而带来困难。

2)PFM控制与PFM+移相控制两种方式在逻辑上是可选的并联关系，但可以采用优选的变频控制电路和移相控制电路串联的方式来实现，优选实现电路避免了许多逻辑选通器件和多路负反馈补偿调节器的使用，电路简单，并且两种控制方式切换平滑，其可靠性和动态特性非常好。

本发明对全桥串、并联谐振电路和LLC等谐振电路的变形拓扑都适用，有较强的工程意义。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明：

【附图说明】

图1是一种现有典型的全桥串联谐振电路示意图

图2是图1中电路PFM控制方式下的输出特性曲线图。

图3是图1中电路采用本发明控制方法后的输出特性曲线比较示意图。

图4是一种本发明直流/直流变换器的原理框图。

图5A是图4虚线框中电路的细化框图。

图5B是图5A中PI调节器、第一运算电路和第二运算电路的具体电路实例图。

图5C是移相角产生电路示意图。

图6是图4中直流/直流变换器反馈信号与频率及移相角的关系示意图。

图7是驱动脉冲波形图。

图8是另一种本发明直流/直流变换器的原理框图。

【具体实施方式】

一种谐振直流/直流变换器的控制方法，是通过改变其谐振电路输入开关管的导通频率来调节输出电压，还根据负载电路的反馈信号(从谐振变换器的输出电压或输出电流取样获得)调整所述开关管的移相角，使得谐振电路的电压输出范围扩展。

仍以图1中的全桥串联谐振电路为例，图3中的曲线A1～A3是不同负载状况下采用单独PFM控制方式，移相角为0度的输出电压Vo与频率f的特性曲线示意图，可以看出，随着负载的减轻，Vo趋于平缓，难于通过提高工作频率的方式来稳定。图3中的曲线B1、B2、B3分别是曲线A1～A3的开关频率升高到fa时在PFM控制方式中切入移相控制后综合制方式下输出电压Vo与移相角α和频率f的特性曲线示意图；对移相角α的控制从0度开始直到180度为止。由曲线B1、B2、B3可以看出，在引入了PFM+移相控制后，输出电压能够在控制频率大于fa开始，至控制频率fb迅速到0，与单纯的PFM控制方式相比输出特性得到了很大的改善。

对谐振电路输入开关管的控制是由驱动脉冲经驱动电路来进行的，因此从PFM到PFM+移相控制的切换靠驱动脉冲的变化来实现，由于控制方式的切换与负载情况直接相关，因此驱动脉冲的获得采用如下方法：

1)获取负载电路的反馈信号，所述反馈信号由从负载电路中采样的反馈电压经过负反馈补偿运算获得；

2)根据所述反馈信号判断负载的工作状态，此判断过程通过对反馈信号的运算和与参考电压的比较来进行：将反馈信号分别经运算处理后得到变频控制信号和移相控制信号。移相控制信号的运算处理过程是将反馈信号进行比例或加减等运算后与设定的第一参考电压进行比较，若低于参考电压(或高于参考电压，根据电路的逻辑特性来确定，这里假定反馈信号与负载电压成正比，反馈信号越低，负载越轻)则直接输出运算后的反馈信号作为移相控制信号。否则输出稳定的第一参考电压作为移相控制信号，由于此时的移相控制信号不发生变化，因此对应于单纯PFM控制的情形。第一参考电压需要根据所述负载的电气特性来确定，使得基于第一参考电压进行的比较判断能够基本正确的反应负载是否工作在轻载状态。

变频控制信号的运算处理过程可以采用两种方式，一是直接将反馈信号进行比例或加减等运算后输出作为变频控制信号，这样，变频控制信号始终随反馈信号的变化而变化，因此谐振电路始终保持有PFM控制方式。另一是仿照上述移相控制信号的运算方式，在比例或加减等运算后还将结果与设定的第二参考电压进行比较，若高于第二参考电压(或低于参考电压，根据电路的逻辑特性来确定，这里假定反馈信号与负载电压成正比，反馈信号越低，负载越轻)则直接输出运算后的反馈信号作为变频控制信号。否则输出稳定的第二参考电压作为变频控制信号，由于此时的变频控制信号不发生变化，因此对应于单纯移相控制的情形。第二参考电压同样需要根据所述负载的电气特性来确定，使得基于第二参考电压进行的比较判断能够基本正确的反应负载是否工作在近似空载状态。并且，为了保证从PFM控制到PFM+移相控制再到移相控制的平滑切换，若负载根据第二参考电压的判断工作在近似空载状态则根据第一参考电压的判断必然工作在轻载状态，这也就保证了在任意情况下，移相控制信号与变频控制信号中至少有一个是随反馈信号的变化而变化的。

3)根据步骤2)的判断结果，如果负载工作在非轻载状态，移相控制信号稳定为第一参考电压，而变频控制信号随反馈信号的变化而变化，因此在这两个信号的控制下输出的是移相角稳定而频率随反馈信号变化的驱动脉冲，此时谐振电路工作在PFM控制模式；如果负载工作在轻载状态，移相控制信号与变频控制信号均随反馈信号的变化而变化，因此在这两个信号的控制下输出的是频率与移相角均随反馈信号变化而共同调节的驱动脉冲，此时谐振电路工作在PFM+移相控制模式；如果负载工作在近似空载状态，移相控制信号随反馈信号的变化而变化，而变频控制信号稳定为第二参考电压，因此在这两个信号的控制下输出的是频率稳定而移相角随反馈信号变化的驱动脉冲，此时谐振电路工作在移相控制模式；

下面详细介绍一种采用上述控制方法的谐振直流/直流变换器，结合图4和图5A、5B、5C，包括

驱动电路和谐振电路，所述驱动电路根据输入的驱动脉冲控制谐振电路的输入开关管，谐振电路在所述驱动电路的控制下将变换后的电源提供给负载电路，以及

负反馈补偿调节器，由PI调节器充当，将从负载电路中采样的反馈电压以及设置的给定电压进行负反馈补偿运算后获得反馈信号；

甄别器，包括第一运算电路和2，所述第一运算电路和2分别设定有第一参考电压和2；反馈信号经第一运算电路进行运算、与第一参考电压比较后，输出为移相控制信号；反馈信号经第二运算电路进行运算、与第二参考电压比较后输出为变频控制信号；第一参考电压和第二参考电压均根据负载的电气特性确定，其设定原则与前述控制方法中的描述相同，在此不再赘述。其设定方法可以采用实测法，比如：人为地分别使负载工作在轻载和近似空载两种状态，分别测出这两种状态下在第一运算电路和第二运算电路中分别与第一参考电压和第二参考电压相比较的输入反馈信号的大小，此值即可作为第一参考电压和第二参考电压的取值。当负载工作在近似空载状态时，甄别器输出稳定的变频控制信号(即第二参考电压)和随反馈信号变化而变化的移相控制信号；当负载工作在轻载状态时，甄别器输出均随反馈信号变化而变化的移相控制信号和变频控制信号；此外，甄别器输出随反馈信号变化而变化的变频控制信号和稳定的移相控制信号(即第一参考电压)。

驱动脉冲发生器，包括变频控制电路和移相控制电路。变频控制电路包括依次连接的压频振荡器和三角波发生器；移相控制电路为移相控制产生电路。变频控制信号输入压频振荡器控制其振荡频率，压频振荡器将变频控制信号的电压信号变为输出频率变化的方波信号，三角波发生器接收该频率变化的方波信号产生频率变化的三角波信号并输出到移相控制产生电路的同步端；移相控制产生电路根据从comp端输入的移相控制信号V_comp对输入的变频三角波信号进行移相控制后输出驱动脉冲。当V_comp稳定输出为第一参考电压时，驱动脉冲的移相角不再变化，只有频率变化，即进入PFM控制；当V_comp与变频控制信号均变化输出时，驱动脉冲的移相角和频率同时变化，即进入PFM+移相控制；当变频控制信号稳定输出为第二参考电压时，驱动脉冲的频率不再变化，只有移相角变化，即进入移相控制。

一般使参考信号1为三角波峰值的一半，这样在PFM控制模式时输出的驱动脉冲具有50％的占空比。当然，根据应用需要，也可以取消单独的PWM控制方式，使驱动脉冲的输出频率始终与反馈信号相关，这就相当于将参考信号2设置为0。

能够实现变频控制电路和脉宽调制电路功能的模块通常集成在一块芯片中，根据所使用芯片内部功能架构的区别，它们之间的具体电路关系可以有更多的情况，例如脉宽调制电路也可以是将脉宽调制信号V_comp与变频三角波信号比较合成后输出驱动脉冲。不过简化的看来，变频控制电路和脉宽调制电路总可以概括为串联的电路关系，即变频控制电路产生脉冲信号并控制其频率，而脉宽调制电路则进一步确定脉冲信号的占空比。

如图6所示，是上述谐振直流/直流变换器的负反馈补偿调节器输出的反馈信号V_f与谐振电路工作频率f及谐振电路输出V的函数关系，

其中，横轴代表负反馈补偿调节器输出的反馈信号V_f，并假定负反馈补偿调节器最高输出12v。上述谐振直流/直流变换器的工作状态描述如下：

1.当反馈信号从a～b变化时，控制频率不变，为f＝fmax，移相角从180度变化到α₀度；谐振电路输出V从0变化到V1；工作模式为移相控制。

2.当反馈信号从b～c变化时，控制频率与占空比同时变化：移相角从α₀度变化到0度，导致输出电压继续上升；同时，控制频率也从fmax减小到f0，该变化也导致输出电压的上升；当环路电压上升到b时，移相角达到最大值0度，输出电压上升为V2；工作方式为PFM+移相控制。

3.当反馈信号从b～12V变化时，移相角不变，控制频率从f0继续下降到fmin，输出电压继续上升，直至f＝fmin时，输出电压达到最大值V3；工作模式为PFM控制。

从图6中可以看出，反馈信号升高，输出电压也升高，所以能够做闭环控制。图6中c对应确定第一运算电路的参考信号1，b对应确定第二运算电路的参考信号2；当控制***不包括纯PWM控制模式时，b＝0。

不同控制模式下驱动脉冲的波形如图7所示，波形A是PFM控制下的稳定为0度移相角的驱动脉冲波形，波形B是PFM+移相控制下的驱动脉冲波形，驱动脉冲的移相角和频率随输出电压变化而调节，直到移相角为180度。

上述谐振直流/直流变换器采用了电路上串联的变频控制电路与移相控制电路结构来实现逻辑上并列可选的PFM控制与PFM+移相控制方案，实际上也可以采用另一种可选方案，如图8所示，即采用两个相对独立的驱动信号发生电路模块，分别组建变频控制电路和变频控制+移相控制电路；然后使甄别器根据负载判断情况选择性的控制其中之一输出满足本发明控制要求的驱动脉冲，即：若所述甄别器判断负载工作在轻载或空载状态，则向变频控制+移相控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出频率和移相角随反馈信号变化而共同调节的驱动脉冲；否则，则向变频控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出移相角稳定而频率随反馈信号的变化而变化的驱动脉冲。此可选方案同样能实现本发明目的，只不过与前述优选方案相比具有更为复杂的形式。

本发明中所用到的负反馈补偿运算是不仅可以用PI调节器实现，也可用PID调节器以及更灵活的调节器等来实现。

本发明控制方式适用于使用谐振原理工作的电路，包括串联谐振、并联谐振、串并联谐振等，电路拓扑可以是全桥。在谐振电路的工作频率较低时，使变换器工作在变频控制方式；而在工作频率较高时，使变换器工作在变频控制+移相控制方式，这样就避免了空载和轻载条件下，开关频率太高的问题，有利于轻载时输出电压的稳定。本发明可由简单的电路结构实现，电路在不同控制方式的状态之间切换时，切换是平滑的，保证了电路工作的可靠性。

本发明的变频控制+移相控制、变频控制和甄别电路等既可以采用硬件电路来搭建也可以通过对具有相应功能模块的芯片按照本发明控制方法进行编程来用软件实现，这部分工作是本领域的普通技术人员根据上述的技术方案所容易推导出来的。

Claims (10)

1、一种谐振直流/直流变换器的控制方法，所述变换器的谐振电路输入开关管可由驱动脉冲经驱动电路进行控制，所述驱动脉冲的获得包括如下步骤，

A、获取负载电路的反馈信号；

B、根据所述反馈信号判断负载是否工作在轻载或空载状态；

C、如果负载工作在轻载或空载状态，则将频率与移相角随反馈信号变化而共同调节的脉冲信号作为驱动电路的驱动脉冲，使谐振电路工作在移相控制与PFM控制混合模式，或者将频率稳定而由移相控制信号单独调节的驱动脉冲作为驱动电路的驱动脉冲，使谐振电路工作在移相控制模式；否则，将移相角稳定而频率随反馈信号变化的脉冲信号作为驱动电路的驱动脉冲，使谐振电路工作在PFM控制模式。

2、如权利要求1所述的谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征是：所述步骤A包括如下步骤：

A1、从负载电路中采样反馈电压；

A2、将所述反馈电压进行负反馈补偿运算获得反馈信号。

3、如权利要求1所述的谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征是：所述步骤B中将反馈信号分别经运算处理后得到变频控制信号和移相控制信号；所述移相控制信号的运算处理过程包括与第一参考电压进行比较来判断负载是否工作在轻载或空载状态的步骤，所述第一参考电压根据所述负载的电气特性确定。

4、如权利要求3所述的谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征是：所述步骤B中所述变频控制信号的运算处理过程还包括与第二参考电压进行比较来判断负载是否工作在近似空载状态的步骤，所述第二参考电压根据所述负载的电气特性确定，并且所述第二参考电压满足，若负载根据第二参考电压的判断工作在近似空载状态则根据第一参考电压的判断必然工作在轻载或空载状态；所述步骤C中当负载工作在近似空载状态时，即产生频率稳定而由移相控制信号单独调节的驱动脉冲。

5、一种谐振直流/直流变换器，包括驱动电路和谐振电路，所述驱动电路根据输入的驱动脉冲控制谐振电路的输入开关管，谐振电路在所述驱动电路的控制下将变换后的电源提供给负载电路，其特征是：还包括：

负反馈补偿调节器，将从负载电路中采样的反馈电压进行负反馈补偿运算后获得反馈信号；

甄别器，根据输入的反馈信号判断负载电路的负载状态，输出驱动脉冲调制信号；

驱动脉冲发生器，根据输入的驱动脉冲调制信号调制并输出驱动脉冲：如果负载工作在轻载或空载状态，输出的驱动脉冲的频率与移相角随反馈信号变化而共同调节，或者频率稳定而移相角随反馈信号变化而单独调节；否则，输出的驱动脉冲的移相角稳定而频率随反馈信号的变化而变化。

6、如权利要求5所述的谐振直流/直流变换器，其特征是：所述驱动脉冲发生器包括变频控制电路和变频控制+移相控制电路；若所述甄别器判断负载工作在轻载或空载状态，则向变频控制+移相控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出频率和移相角随反馈信号变化而共同调节的驱动脉冲；否则，则向变频控制电路输出驱动脉冲调制信号，控制其输出移相角稳定而频率随反馈信号的变化而变化的驱动脉冲；或者所述驱动脉冲发生器包括变频控制电路和移相控制电路，所述变频控制电路产生频率由变频控制信号控制的变频脉冲，所述移相控制电路根据移相控制信号将所述变频脉冲进行移相控制后输出驱动脉冲。

7、如权利要求5所述的谐振直流/直流变换器，其特征是：所述甄别器包括第一运算电路和和第二运算电路，所述运算电路设定有第一参考电压，所述驱动脉冲调制信号包括变频控制信号和移相控制信号；所述反馈信号经第一运算电路进行运算、与第一参考电压比较后，输出为移相控制信号；所述反馈信号经第二运算电路进行运算后输出为变频控制信号；所述第一参考电压根据负载的电气特性确定，使得当负载工作在轻载或空载状态时，输出的移相控制信号随反馈信号的变化而变化；反之，则保持稳定。

8、如权利要求6所述谐振直流/直流变换器，其特征是：所述移相控制电路是将移相控制信号与变频脉冲比较合成后输出驱动脉冲；或者，所述移相控制电路是将所述变频脉冲输入所述移相控制电路的同步端，所述移相控制电路根据移相控制信号对输入的变频脉冲进行移相控制后输出驱动脉冲。

9、如权利要求7所述谐振直流/直流变换器，其特征是：所述第二运算电路设定有第二参考电压；所述反馈信号经第二运算电路进行运算、与第二参考电压比较后，输出为变频控制信号；所述第二参考电压根据负载的电气特性确定，使得当负载工作在近似空载状态时，输出的变频控制信号保持稳定；反之，则随反馈信号的变化而变化；并且所述第二参考电压满足，若负载根据第二参考电压的判断工作在近似空载状态则根据第一参考电压的判断必然工作在轻载或空载状态。

10、如权利要求6所述谐振直流/直流变换器，其特征是：所述变频控制电路包括依次连接的压频振荡器和三角波发生器；所述变频控制信号输入压频振荡器控制其振荡频率，所述三角波发生器输出频率受控的变频脉冲。

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