CN101056061A - 一种谐振电路调制控制方法和*** - Google Patents

一种谐振电路调制控制方法和*** Download PDF

Info

Publication number
CN101056061A
CN101056061A CNA2006100747941A CN200610074794A CN101056061A CN 101056061 A CN101056061 A CN 101056061A CN A2006100747941 A CNA2006100747941 A CN A2006100747941A CN 200610074794 A CN200610074794 A CN 200610074794A CN 101056061 A CN101056061 A CN 101056061A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
vloop
control
pulse width
width modulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006100747941A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101056061B (zh
Inventor
朱春辉
赵海舟
刘志宇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dimension Corp
Original Assignee
Emerson Network Power Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Emerson Network Power Co Ltd filed Critical Emerson Network Power Co Ltd
Priority to CN2006100747941A priority Critical patent/CN101056061B/zh
Priority to PCT/CN2007/000509 priority patent/WO2007118401A1/zh
Priority to RU2008143194/07A priority patent/RU2436210C2/ru
Priority to EP07710934A priority patent/EP2009758A4/en
Priority to US12/297,044 priority patent/US8284570B2/en
Publication of CN101056061A publication Critical patent/CN101056061A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101056061B publication Critical patent/CN101056061B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种涉及电通信技术的谐振电路调制控制方法和***，该***采用谐振电路的控制芯片与有关控制装置连接，所述控制装置向控制芯片提供电压匹配和电阻控制，该控制装置根据输入电压向控制芯片提供控制参数，控制芯片对谐振电路进行相应调制；移相脉宽调制控制芯片或脉宽调制控制芯片连接电压匹配模块和电阻控制模块，电压匹配模块将电压范围相匹配，电阻控制模块使RT端对外的等效电阻随环路电压的变化进行相应调整，其方法为采用控制芯片，通过电压匹配模块和电阻控制模块对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式，本发明成本低，效率高。

Description

一种谐振电路调制控制方法和***
技术领域
本发明涉及电通信技术，尤其涉及一种谐振电路调制控制方法和***。
背景技术
现有的变换器一般采用调频控制方式(PFM：Pulse FrequencyModulation)，通过调节谐振电路中开关管的工作频率来获得所需要的输出电压。
以串联谐振变换器为例，串联谐振DC/DC变换器采用谐振变换技术，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压自然过零，可以实现零电压开通，同时可以消除输出整流二极管的反向恢复，减小电源损耗，提高效率。这种拓扑通常采用调频控制方式，通过改变开关管的工作频率来稳定输出电压。图1为全桥串联谐振DC/DC变换器的基本形式，输出电压增益M与工作频率的关系为：
M = V O V in = 0.5 Q s | f f o - f o f | - - - ( a )
f o = 1 2 π Lr · Cr - - - ( b )
Q S = 2 π f o L r P o U o 2 - - - ( c )
在上述(a)、(b)和(c)式中，Lr为谐振电感值，f为开关管的工作频率，Cr为谐振电容值，Po为输出功率。
从式(a)中可以发现，当工作频率大于谐振频率，工作频率越高，电压增益M越低。同理，当工作频率小于谐振频率，工作频率越低，电压增益M越低。
串联谐振变换器一个主要的难点问题在于轻载和空载条件下输出电压难以稳定。串联谐振拓扑的输出电压随着开关频率的升高而降低。当串联谐振变换器的负载减小至轻载或空载状态时，通过调节工作频率来稳定输出电压，当工作频率升高到一定值时，工作频率对输出电压的调节能力就大大降低，甚至会使输出电压上升。
这样，为了稳定输出电压，工作频率需要升很高，但是工作频率过高和调节范围过宽都会增加磁性元件设计的难度，而且工作频率越高，电路损耗也越大。在电源行业中，有的设计中采用输出端加上固定的负载，利用这种方法在轻载和空载条件下稳定输出电压，但这样会增加电源的空载损耗，降低电源效率。同样，半桥串联谐振电路与全桥串联谐振电路会产生类似的问题。
总之，单纯的变频控制会导致工作频率过高和调节范围过宽，增加磁性元件设计的难度，以及降低电源效率，所以，简单的调频控制无法满足变换器在轻载和空载时输出电压稳定的要求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种成本低，效率高的谐振电路调制控制方法和***，以解决现有技术中单纯的变频控制会导致工作频率过高和调节范围过宽，增加磁性元件设计的难度，以及降低电源效率的问题。
本发明所采用的谐振电路调制控制***，其特征在于：它采用谐振电路的控制芯片与有关控制装置连接，所述控制装置向控制芯片提供电压匹配和电阻控制，该控制装置根据输入电压向调制控制芯片提供控制参数，控制芯片对谐振电路进行相应调制。
所述控制芯片为移相脉宽调制控制芯片，所述移相脉宽调制控制芯片中的PWM发生器、振荡器分别连接所述控制装置中的电压匹配模块和电阻控制模块，所述的电压匹配模块和电阻控制模块根据输入电压向移相脉宽调制控制芯片提供控制参数，移相脉宽调制控制芯片对谐振电路进行相应调制。
所述的电压匹配模块和电阻控制模块均以环路电压Vloop为输入电压；所述的电压匹配模块将环路电压Vloop对应的移相电压区间与移相脉宽调制控制芯片的PWM发生器进行移相的电压范围相匹配；所述的电阻控制模块连接于环路电压Vloop与移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间，使振荡器对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
所述的电压匹配模块包括运放U701、第一分压子模块和限流电路，其中，所述运放U701的反向端与地之间连接电阻R714，并与输出端之间连接电阻R711；所述运放U701的同向端与第一分压子模块的分压端相连；所述运放U701的输出端与移相脉宽调制控制芯片的PWM发生器之间连接限流电路。
所述的电阻控制模块包括第二分压子模块，该第二分压子模块的分压端与所述移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间连接电阻R703。
所述控制芯片为脉宽调制控制芯片，所述脉宽调制控制芯片的COMP端、RT端分别连接所述控制装置中的电压匹配模块和电阻控制模块，所述的电压匹配模块和电阻控制模块根据输入电压向脉宽调制控制芯片提供相应的控制参数，脉宽调制控制芯片对谐振电路进行相应调制。
所述的电压匹配模块和电阻控制模块均以环路电压Vloop为输入电压；所述的电压匹配模块将环路电压Vloop对应的调宽电压区间与脉宽调制控制芯片COMP端进行调宽的电压范围相匹配；所述的电阻控制模块连接于环路电压Vloop与脉宽调制控制芯片的RT端之间，使RT端对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
所述的电压匹配模块包括运放U701、第一分压子模块和限流电路，其中，所述运放U701的反向端与地之间连接电阻R714，并与输出端之间连接电阻R711；所述运放U701的同向端与第一分压子模块的分压端相连；所述运放U701的输出端与脉宽调制控制芯片COMP端之间连接限流电路。
所述的电阻控制模块包括第二分压子模块，该第二分压子模块的分压端与所述移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间连接电阻R703。
所述的第一分压子模块包括串联电阻R712、R713，并连接于环路电压Vloop与地之间。所述的第二分压子模块包括串联电阻R701、R702，并连接于环路电压Vloop与地之间。所述的电阻控制模块还包括比较电压子模块，所述比较电压子模块产生参考电平Vref，所述的参考电平Vref、环路电压Vloop与第二分压子模块31的输入端之间分别连接第一二极管D702和第二二极管D701，所述的第一二极管D702和第二二极管D701的负极与第二分压子模块相连。
这种谐振电路调制控制方法，其特征在于：采用移相脉宽调制控制芯片，通过电压匹配模块和电阻控制模块对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。
它采用如下步骤：
AA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
AA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制。
它采用如下步骤：
BA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，电阻控制模块对移相脉宽调制控制芯片产生恒定等效电阻并使其输出脉冲频率最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BA3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制。所述的最大占空比Dmax为50％。
所述的第一区间为谐振电路空载或轻载时环路电压Vloop的移相电压区间。所述的第三区间为谐振电路重载时环路电压Vloop的调频电压区间。
这种谐振电路调制控制方法，其特征在于：采用脉宽调制控制芯片，通过电压匹配模块和电阻控制模块对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。
它采用如下步骤：
AB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
AB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制。
它采用如下步骤：
BB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，电阻控制模块对脉宽调制控制芯片产生恒定等效电阻并使其输出脉冲频率最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BB3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制。
所述的最大占空比Dmax为50％。
所述的第一区间为谐振电路空载或轻载时环路电压Vloop的调宽电压区间。所述的第三区间为谐振电路重载时环路电压Vloop的调频电压区间。
所述的环路电压Vloop为谐振电路输出电压Vo经过采样电路和调节器后的输出电压。
本发明的有益效果为：在本发明中，采用谐振电路的控制芯片与有关控制装置连接，通过控制装置向控制芯片提供电压匹配和电阻控制，控制装置根据输入电压向调制控制芯片提供控制参数，控制芯片对谐振电路进行相应调制，例如，控制芯片采用脉宽调制控制芯片或者移相脉宽调制控制芯片，在移相脉宽调制控制芯片的PWM发生器、振荡器分别连接电压匹配模块和电阻控制模块，电压匹配模块和电阻控制模块根据输入电压向移相脉宽调制控制芯片提供相应的控制参数，实现相应调制，例如，电压匹配模块和电阻控制模块以环路电压Vloop为输入电压，当环路电压Vloop工作于第一区间时，该区间的Vloop较小，体现为变换器工作在空载或轻载，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制，同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制，在***控制结构中，电压匹配模块采用运放U701及简单分立元件，电阻控制模块采用电阻或电阻组合与RT端之间连接，结构较为简单，成本低，相对于现有技术，在获得相同调制性能的前提下，本发明降低了磁性元件设计的难度，提高了电源效率。
附图说明
图1为一种全桥串联谐振电路示意图；
图2为本发明采用移相脉宽调制控制芯片的控制结构总体示意图；
图3为本发明采用移相脉宽调制控制芯片实施例1电压匹配模块和电阻控制模块示意图；
图4为本发明采用移相脉宽调制控制芯片实施例1环路电压与工作频率及占空比的对应关系曲线；
图5为全桥谐振电路工作在只调频方式下的四个开关管的驱动波形示意图；
图6为全桥谐振电路工作在既调频又调宽方式或只调宽方式下的四个开关管的驱动波形示意图；
图7为本发明采用移相脉宽调制控制芯片实施例2电压匹配模块和电阻控制模块示意图；
图8为本发明采用移相脉宽调制控制芯片实施例2环路电压与工作频率及占空比的对应关系曲线；
图9为一种半桥串联谐振电路示意图；
图10a为半桥谐振电路工作在只调频方式下的两个开关管的驱动波形示意图；
图10b为半桥谐振电路工作在既调频又调宽方式或只调宽方式下的两个开关管的驱动波形示意图；
图11为本发明采用脉宽调制控制芯片控制结构总体示意图；
图12为本发明采用脉宽调制控制芯片实施例3电压匹配模块和电阻控制模块示意图；
图13为本发明采用脉宽调制控制芯片实施例3环路电压与工作频率及占空比的对应关系曲线；
图14为本发明采用脉宽调制控制芯片实施例4电压匹配模块和电阻控制模块示意图；
图15为本发明采用脉宽调制控制芯片实施例4环路电压与工作频率及占空比的对应关系曲线；
具体实施方式
下面根据附图和实施例对本发明作进一步详细说明：
实施例1：
如图2和图3所示，本发明包括移相脉宽调制控制芯片1，如图2所示，移相脉宽调制控制芯片1中PWM发生器的EAOUT端、振荡器的RT端分别连接电压匹配模块2和电阻控制模块3，电压匹配模块2和电阻控制模块3根据输入电压(即环路电压Vloop)向移相脉宽调制控制芯片1提供相应的控制参数，移相脉宽调制控制芯片1对谐振电路进行相应调制，如图1所示的全桥串联谐振电路，移相脉宽调制控制芯片1的四个输出信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4对全桥串联谐振电路的S1、S2、S4、S3进行调制。
如图2和图3所示，电压匹配模块2和电阻控制模块3均以环路电压Vloop为输入电压，环路电压Vloop为谐振电路输出电压Vo经过采样电路和调节器(如PID调节器)后的输出电压，电压匹配模块2包括运放U701和第一分压子模块21，其中，
如图3所示，运放U701的反向端与地之间连接电阻R714，并与输出端之间连接电阻R711。
如图3所示，运放U701的同向端与第一分压子模块21的分压端相连，该第一分压子模块21包括串联电阻R712、R713，并连接于环路电压Vloop与地之间，电阻R712和电阻R713的连接点与运放U701的同向端直接相连。
如图3所示，运放U701的输出端与移相脉宽调制控制芯片1中PWM发生器的EAOUT端之间连接限流电路22，该限流电路22包括串接电阻R715、电阻R716和电容C1，电阻R715和电阻R716串联于运放U701的输出端与EAOUT端之间，电阻R715和电阻R716的连接点与地之间连接电容C1，其中电容C1起到稳压、滤波的作用。
电压匹配模块2将环路电压Vloop对应的移相电压区间与移相脉宽调制控制芯片1的EAOUT端进行移相的电压范围相匹配，至于匹配中的具体比例参数等，可结合移相脉宽调制控制芯片1的参数，以及全桥串联谐振电路的控制参数设置。
如图2和图3所示，该电阻控制模块3包括第二分压子模块31，第二分压子模块31包括串联电阻R701、R702，并连接于环路电压Vloop与地之间，电阻R701、R702之间的连接点与RT端之间连接电阻R703，电阻控制模块3连接于环路电压Vloop与移相脉宽调制控制芯片1的RT端之间，使RT端对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
本实施例的工作过程如下：
AA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，如图4所示，即Vloop大于xV并且小于yV，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调宽控制。
当Vloop大于xV并且小于yV时，这时，变换器工作在轻载或空载状态，例如，Vloop的工作电压区间为[2，6]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图6所示，能通过移相来调节同时开通的两个开关管的等效占空比，即能进行脉宽调制(PWM：Pulse WidthModulation)控制。占空比从0％变化到50％，当环路电压为xV时，所对应的占空比为0％，环路电压为yV时，所对应的占空比为最大值Dmax＝50％。
同时，经过由电阻R701、R702和R703构成的电阻控制模块3改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，环路电压Vloop从xV增大至yV时，由于xV为控制环路输出电压最小值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最小，所以移相脉宽调制控制芯片输出脉冲的频率是最大值fmax。
所以Vloop在电压区间[x，y]内，能够同时进行PWM和PFM控制，谐振电路工作在既调频又调宽方式。
显然，当Vloop小于xV时，Vloop经过由运放U701及其***电路构成的电压匹配模块后，使得同时开通的两个开关管的等效占空比为零。
AA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，如图4所示，即Vloop大于yV并且小于zV，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于移相脉宽调制控制芯片1产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调频控制。
当Vloop大于yV并且小于zV时，这时，变换器工作在重载状态，例如，此时Vloop的工作电压区间为[6，12]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图5所示，同时开通的两个开关管的等效占空比均为50％。
同时，Vloop经过电阻R701、R702和R703改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，随Vloop的增大，工作频率降低。Vloop的值为zV时，因为zV为控制环路输出电压最大值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最大，所以移相脉宽调制控制芯片1输出脉冲的频率是最小值fmin。
实施例2：
本实施例与实施例1的区别在于：在本实施例中，如图7所示，电阻控制模块3还包括比较电压子模块32，该比较电压子模块32产生参考电平Vref，参考电平Vref、环路电压Vloop与第二分压子模块31的输入端之间分别连接第一二极管D702和第二二极管D701，第一二极管D702和第二二极管D701的负极与第二分压子模块31相连。
如图7所示，比较电压子模块32采用精密基准元件U702提供参考电平Vref，通过电阻R704、R705、R706对电源Vc分压，由电阻R706的压降向精密基准元件U702提供工作电压，在参考电平Vref与地之间还连有滤波电容C2。
本实施例的工作过程如下：
BA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，如图8所示，即Vloop大于aV并且小于bV，电阻控制模块3对移相脉宽调制控制芯片1产生恒定等效电阻并使其输出脉冲频率最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调宽控制。
如图8所示，Vloop在电压区间[a，b]内，这时，变换器工作在轻载或空载状态，例如，此时Vloop的工作电压区间为[2，5]V，由于参考电平Vref为bV(bV此时取值为5V)，第二二极管D701关断，第一二极管D702导通，基准电压Vref(电压值的大小为bV)保持不变，RT端对外的等效电阻也保持恒定不变，所以移相脉宽调制控制芯片1输出脉冲的频率保持最大值fmax。
显然，当Vloop小于aV时，Vloop经过由U701及其***电路构成的电压匹配模块后，同时开通的两个开关管的等效占空比为零。
同时，如图8所示，Vloop经过电压匹配模块2后，能通过移相来调节同时开通的两个开关管的等效占空比，即能进行PWM控制，当Vloop等于aV时，占空比为0％，随Vloop由aV增大至bV，占空比由0％增至Db％。
BA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，如图8所示，即Vloop大于bV并且小于cV，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调宽控制。
当Vloop大于bV并且小于cV时，这时，变换器工作在介于轻载与重载之间的状态，例如，Vloop的工作电压区间为[5，7]V，Vloop经过电压匹配模块2后，能通过移相来调节同时开通的两个开关管的等效占空比，即能进行PWM控制。占空比从Db％变化到50％，当环路电压为bV时，所对应的占空比为Db％，环路电压为cV时，所对应的占空比为最大值Dmax＝50％。
同时，如图8所示，第二二极管D701导通，第一二极管D702关断，则环路电压Vloop经过由电阻R701、R702和R703构成的电阻控制模块3改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，环路电压Vloop从bV增大至cV时，随Vloop的增大，工作频率降低，Vloop为bV时，移相脉宽调制控制芯片1输出脉冲的频率为最大值fmax，Vloop为cV时，频率降至fc。
所以Vloop在电压区间[b，c]内，能够同时进行PWM和PFM控制，谐振电路工作在既调频又调宽方式。
BA3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，如图8所示，即Vloop大于cV并且小于dV，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于移相脉宽调制控制芯片1产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于移相脉宽调制控制芯片1产生调频控制，这时，第三区间为谐振电路重载时环路电压Vloop的调频电压区间。
当Vloop大于cV并且小于dV时，这时，变换器工作在重载状态，例如，Vloop的工作电压区间为[7，12]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图8所示，同时开通的两个开关管的等效占空比均为50％。
同时，如图8所示，第二二极管D701导通，第一二极管D702关断，则Vloop经过电阻R701、R702和R703改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，随Vloop的增大，工作频率降低。Vloop的值为dV时，因为dV为控制环路输出电压最大值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最大，所以移相脉宽调制控制芯片1输出脉冲的频率是最小值fmin。
在上述实施例中，反映了采用移相脉宽调制控制芯片1对全桥谐振电路的控制，本发明也可以对半桥谐振电路进行控制，对于如图9所示的半桥串联谐振电路示意图，在实际应用中，只需要对移相脉宽调制控制芯片1的四个输出信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4进行分组合并处理，例如，对输出信号PWM1和PWM3、PWM2和PWM4分别进行逻辑与，所产生的两路输出分别对图9中半桥串联谐振电路的S1、S2进行调制即可。
这样，通过上述实施例及有关说明详细地阐述了利用移相脉宽调制控制芯片1，通过电压匹配模块2和电阻控制模块3对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。
实施例3：
如图11和图12所示，本发明包括脉宽调制控制芯片10，如图11所示，脉宽调制控制芯片10的COMP端、RT端分别连接电压匹配模块2和电阻控制模块3，电压匹配模块2和电阻控制模块3根据输入电压(即环路电压Vloop)向脉宽调制控制芯片10提供相应的控制参数，脉宽调制控制芯片10对谐振电路进行相应调制，如图1所示的半桥串联谐振电路，脉宽调制控制芯片10的两个输出信号PWM1、PWM2对半桥串联谐振电路的S1、S2进行调制。
如图11和图12所示，电压匹配模块2和电阻控制模块3均以环路电压Vloop为输入电压，环路电压Vloop为谐振电路输出电压Vo经过采样电路和调节器(如PID调节器)后的输出电压，电压匹配模块2包括运放U701和第一分压子模块21，其中，
如图12所示，运放U701的反向端与地之间连接电阻R714，并与输出端之间连接电阻R711。
如图12所示，运放U701的正向端与第一分压子模块21的分压端相连，该第一分压子模块21包括串联电阻R712、R713，并连接于环路电压Vloop与地之间，电阻R712和电阻R713的连接点与运放U701的正向端直接相连。
如图12所示，运放U701的输出端与脉宽调制控制芯片10中COMP端之间连接限流电路22，该限流电路22包括串接电阻R715、电阻R716和电容C1，电阻R715和电阻R716串联于运放U701的输出端与RT端之间，电阻R715和电阻R716的连接点与地之间连接电容C1，其中电容C1起到稳压、滤波的作用。
电压匹配模块2将环路电压Vloop对应的调宽电压区间与脉宽调制控制芯片10的COMP端进行调宽的电压范围相匹配，至于匹配中的具体比例参数等，可结合脉宽调制控制芯片10的参数，以及半桥串联谐振电路的工作参数设置。
如图11和图12所示，该电阻控制模块3包括第二分压子模块31，第二分压子模块31包括串联电阻R701、R702，并连接于环路电压Vloop与地之间，电阻R701、R702之间的连接点与RT端之间连接电阻R703，电阻控制模块3连接于环路电压Vloop与脉宽调制控制芯片10的RT端之间，使RT端对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
本实施例的工作过程如下：
AB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，如图13所示，即Vloop大于xV并且小于yV，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于脉宽调制控制芯片10产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于脉宽调制控制芯片10产生调宽控制。
当Vloop大于xV并且小于yV时，这时，变换器工作在轻载或空载状态，例如，Vloop的工作电压区间为[2，6]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图10b所示，能通过调宽来调节开关管的占空比，即能进行脉宽调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制。占空比从0％变化到50％，当环路电压为xV时，所对应的占空比为0％，环路电压为yV时，所对应的占空比为最大值Dmax＝50％。
同时，经过由电阻R701、R702和R703构成的电阻控制模块3改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，环路电压Vloop从xV增大至yV时，由于xV为控制环路输出电压最小值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最小，所以脉宽调制控制芯片10输出脉冲的频率是最大值fmax。
所以Vloop在电压区间[x，y]内，能够同时进行PWM和PFM控制，谐振电路工作在既调频又调宽方式。
显然，当Vloop小于xV时，Vloop经过由运放U701及其***电路构成的电压匹配模块后，使得开关管的占空比为零。
AB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，如图13所示，即Vloop大于yV并且小于zV，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于脉宽调制控制芯片1产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop.使电阻控制模块3作用于脉宽调制控制芯片10产生调频控制。
当Vloop大于yV并且小于zV时，这时，变换器工作在重载状态，例如，此时Vloop的工作电压区间为[6，12]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图10a所示，两个开关管的占空比均为50％。
同时，Vloop经过电阻R701、R702和R703改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，随Vloop的增大，工作频率降低。Vloop的值为zV时，因为zV为控制环路输出电压最大值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最大，所以脉宽调制控制芯片10输出脉冲的频率是最小值fmin。
实施例4：
本实施例与实施例3的区别在于：在本实施例中，如图14所示，电阻控制模块3还包括比较电压子模块32，该比较电压子模块32产生参考电平Vref，参考电平Vref、环路电压Vloop与第二分压子模块31的输入端之间分别连接第一二极管D702和第二二极管D701，第一二极管D702和第二二极管D701的负极与第二分压子模块31相连。
如图14所示，比较电压子模块32采用精密基准元件U702提供参考电平Vref，通过电阻R704、R705、R706对电源Vc分压，由电阻R706的压降向精密基准元件U702提供工作电压，在参考电平Vref与地之间还连有滤波电容C2。
本实施例的工作过程如下：
BB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，如图15所示，即Vloop大于aV并且小于bV，电阻控制模块3对脉宽调制控制芯片1产生恒定等效电阻并使其输出脉冲最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于脉宽调制控制芯片10产生调宽控制。
如图15所示，Vloop在电压区间[a，b]内，这时，变换器工作在轻载或空载状态，例如，此时Vloop的工作电压区间为[2，5]V，由于参考电平Vref为bV(此时bV取值为5V)，第二二极管D701关断，第一二极管D702导通，基准电压Vref(电压值的大小为bV)保持不变，RT端对外的等效电阻也保持恒定不变，所以脉宽调制控制芯片10输出脉冲的频率保持最大值fmax。
显然，当Vloop小于aV时，Vloop经过由U701及其***电路构成的电压匹配模块后，开关管的占空比为零。
同时，如图15所示，Vloop经过电压匹配模块2后，能调节开关管的占空比，即能进行PWM控制，当Vloop等于aV时，占空比为0％，随Vloop由aV增大至bV，占空比由0％增至Db％。
BB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，如图15所示，即Vloop大于bV并且小于cV，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于脉宽调制控制芯片10产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于脉宽调制控制芯片10产生调宽控制。
当Vloop大于bV并且小于cV时，这时，变换器工作在介于轻载与重载之间的状态，例如，Vloop的工作电压区间为[5，7]V，Vloop经过电压匹配模块2后，能开关管的占空比，即能进行PWM控制。占空比从Db％变化到50％，当环路电压为bV时，所对应的占空比为Db％，环路电压为cV时，所对应的占空比为最大值Dmax＝50％。
同时，如图15所示，第二二极管D701导通，第一二极管D702关断，则环路电压Vloop经过由电阻R701、R702和R703构成的电阻控制模块3改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，环路电压Vloop从bV增大至cV时，随Vloop的增大，工作频率降低，Vloop为bV时，脉宽调制控制芯片10输出脉冲的频率为最大值fmax，Vloop为cV时，频率降至fc。
所以Vloop在电压区间[b，c]内，能够同时进行PWM和PFM控制，谐振电路工作在既调频又调宽方式。
BB3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，如图15所示，即Vloop大于cV并且小于dV，环路电压Vloop使电压匹配模块2作用于脉宽调制控制芯片10产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块3作用于脉宽调制控制芯片10产生调频控制。
当Vloop大于cV并且小于dV时，这时，变换器工作在重载状态，例如，Vloop的工作电压区间为[7，12]V，Vloop经过电压匹配模块2后，如图15所示，开关管的占空比为50％。
同时，如图15所示，第二二极管D701导通，第一二极管D702关断，则Vloop经过电阻R701、R702和R703改变RT端对外的等效电阻而改变工作频率，即能进行PFM控制，随Vloop的增大，工作频率降低。Vloop的值为dV时，因为dV为控制环路输出电压最大值，Vloop经过电阻R701、R702和R703使RT端对外的等效电阻最大，所以脉宽调制控制芯片10输出脉冲的频率是最小值fmin。
在上述实施例中，反映了采用脉宽调制控制芯片10对半桥谐振电路的控制，本发明也可以对全桥谐振电路进行控制，对于如图1所示的全桥串联谐振电路示意图，在实际应用中，只需要使脉宽调制控制芯片10的两个输出信号PWM1、PWM2对图1中全桥串联谐振电路的S1、S2、S3、S4进行分组调制即可，例如，脉宽调制控制芯片10的输出信号PWM1同时控制全桥串联谐振电路的S1和S3，脉宽调制控制芯片10的输出信号PWM2同时控制全桥串联谐振电路的S2和S4即可。
在本发明中，将控制芯片输出脉冲的最大占空比描述为50％，同一桥臂的两开关管互补导通，且总的占空比为1，这种描述方法的条件是不计两路驱动脉冲的死区时间。为了使同一桥臂的两开关管不直通，要在两路驱动脉冲之间设定有一定的死区时间，所以实际上控制芯片输出脉冲的最大占空比一定会小于50％，同一桥臂上的两个开关管互补导通，两者总的占空比小于1，同时为了提高谐振电路的工作特性，可以通过电路的设计调整两路驱动脉冲之间的死区时间，因此，在前面的描述中反映了理想状态，但对本发明的电路设计没有影响。
这样，通过上述实施例及有关说明详细地阐述了利用脉宽调制控制芯片10，通过电压匹配模块2和电阻控制模块3对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。

Claims (25)

1.一种谐振电路调制控制***，其特征在于：它采用谐振电路的控制芯片与有关控制装置连接，所述控制装置向控制芯片提供电压匹配和电阻控制，该控制装置根据输入电压向调制控制芯片提供控制参数，控制芯片对谐振电路进行相应调制。
2.根据权利要求1所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述控制芯片为移相脉宽调制控制芯片，所述移相脉宽调制控制芯片中的PWM发生器、振荡器分别连接所述控制装置中的电压匹配模块和电阻控制模块，所述的电压匹配模块和电阻控制模块根据输入电压向移相脉宽调制控制芯片提供控制参数，移相脉宽调制控制芯片对谐振电路进行相应调制。
3.根据权利要求2所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电压匹配模块和电阻控制模块均以环路电压Vloop为输入电压；所述的电压匹配模块将环路电压Vloop对应的移相电压区间与移相脉宽调制控制芯片的PWM发生器进行移相的电压范围相匹配；所述的电阻控制模块连接于环路电压Vloop与移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间，使振荡器对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
4.根据权利要求3所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电压匹配模块包括运放(U701)、第一分压子模块(21)和限流电路(22)，其中，所述运放(U701)的反向端与地之间连接电阻(R714)，并与输出端之间连接电阻(R711)；所述运放(U701)的同向端与第一分压子模块(21)的分压端相连；所述运放(U701)的输出端与移相脉宽调制控制芯片的PWM发生器之间连接限流电路(22)。
5.根据权利要求4所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电阻控制模块包括第二分压子模块(31)，该第二分压子模块(31)的分压端与所述移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间连接电阻(R703)。
6.根据权利要求1所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述控制芯片为脉宽调制控制芯片，所述脉宽调制控制芯片的COMP端、RT端分别连接所述控制装置中的电压匹配模块和电阻控制模块，所述的电压匹配模块和电阻控制模块根据输入电压向脉宽调制控制芯片提供相应的工作数据，脉宽调制控制芯片对谐振电路进行相应调制。
7.根据权利要求6所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电压匹配模块和电阻控制模块均以环路电压Vloop为输入电压；所述的电压匹配模块将环路电压Vloop对应的调宽电压区间与脉宽调制控制芯片COMP端进行调宽的电压范围相匹配；所述的电阻控制模块连接于环路电压Vloop与脉宽调制控制芯片的RT端之间，使RT端对外的等效电阻随环路电压Vloop的变化进行相应调整。
8.根据权利要求7所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电压匹配模块包括运放(U701)、第一分压子模块(21)和限流电路(22)，其中，所述运放(U701)的反向端与地之间连接电阻(R714)，并与输出端之间连接电阻(R711)；所述运放(U701)的同向端与第一分压子模块的分压端相连；所述运放(U701)的输出端与脉宽调制控制芯片COMP端之间连接限流电路(22)。
9.根据权利要求8所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电阻控制模块包括第二分压子模块(31)，该第二分压子模块(31)的分压端与所述移相脉宽调制控制芯片的振荡器之间连接电阻(R703)。
10.根据权利要求4或8所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的第一分压子模块包括串联电阻(R712)、(R713)，并连接于环路电压Vloop与地之间。
11.根据权利要求5或9所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的第二分压子模块包括串联电阻(R701)、(R702)，并连接于环路电压Vloop与地之间。
12.根据权利要求5或9所述的谐振电路调制控制***，其特征在于：所述的电阻控制模块还包括比较电压子模块(32)，所述比较电压子模块(32)产生参考电平Vref，所述的参考电平Vref、环路电压Vloop与第二分压子模块(31)的输入端之间分别连接第一二极管(D702)和第二二极管(D701)，所述的第一二极管(D702)和第二二极管(D701)的负极与第二分压子模块(31)相连。
13.一种谐振电路调制控制方法，其特征在于：采用移相脉宽调制控制芯片，通过电压匹配模块和电阻控制模块对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。
14.根据权利要求13所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：它采用如下步骤：
AA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
AA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制。
15.根据权利要求13所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：它采用如下步骤：
BA1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，电阻控制模块对移相脉宽调制控制芯片产生恒定等效电阻并使其输出脉冲频率最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BA2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BA3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于移相脉宽调制控制芯片产生调频控制。
16.根据权利要求14或15所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的最大占空比Dmax为50％。
17.根据权利要求14或15所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的第一区间为谐振电路空载或轻载时环路电压Vloop的移相电压区间。
18.根据权利要求15所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的第三区间为谐振电路重载时环路电压Vloop的调频电压区间。
19.一种谐振电路调制控制方法，其特征在于：采用脉宽调制控制芯片，通过电压匹配模块和电阻控制模块对谐振电路实现调频、调宽及其混合的控制模式。
20.根据权利要求19所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：它采用如下步骤：
AB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
AB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制。
21.根据权利要求19所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：它采用如下步骤：
BB1、当环路电压Vloop工作于第一区间时，电阻控制模块对脉宽调制控制芯片产生恒定等效电阻并使其输出脉冲频率最大值fmax，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BB2、当环路电压Vloop工作于第二区间时，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制；同时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生调宽控制；
BB3、当环路电压Vloop工作于第三区间时，环路电压Vloop使电压匹配模块作用于脉宽调制控制芯片产生最大占空比Dmax，环路电压Vloop使电阻控制模块作用于脉宽调制控制芯片产生调频控制。
22.根据权利要求20或21所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的最大占空比Dmax为50％。
23.根据权利要求20或21所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的第一区间为谐振电路空载或轻载时环路电压Vloop的调宽电压区间。
24.根据权利要求21所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的第三区间为谐振电路重载时环路电压Vloop的调频电压区间。
25.根据权利要求20或21所述的谐振电路调制控制方法，其特征在于：所述的环路电压Vloop为谐振电路输出电压Vo经过采样电路和调节器后的输出电压。
CN2006100747941A 2006-04-14 2006-04-14 一种谐振电路调制控制方法和*** Active CN101056061B (zh)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2006100747941A CN101056061B (zh) 2006-04-14 2006-04-14 一种谐振电路调制控制方法和***
PCT/CN2007/000509 WO2007118401A1 (fr) 2006-04-14 2007-02-13 Procédé et système de commande de modulation de circuit syntonique
RU2008143194/07A RU2436210C2 (ru) 2006-04-14 2007-02-13 Система и способ управления с модуляцией для резонансного контура
EP07710934A EP2009758A4 (en) 2006-04-14 2007-02-13 METHOD AND SYSTEM FOR SYNTONIC CIRCUIT MODULATION CONTROL
US12/297,044 US8284570B2 (en) 2006-04-14 2007-02-13 Method and system of syntonic circuit modulation controlling

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2006100747941A CN101056061B (zh) 2006-04-14 2006-04-14 一种谐振电路调制控制方法和***

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101056061A true CN101056061A (zh) 2007-10-17
CN101056061B CN101056061B (zh) 2012-12-05

Family

ID=38609055

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006100747941A Active CN101056061B (zh) 2006-04-14 2006-04-14 一种谐振电路调制控制方法和***

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8284570B2 (zh)
EP (1) EP2009758A4 (zh)
CN (1) CN101056061B (zh)
RU (1) RU2436210C2 (zh)
WO (1) WO2007118401A1 (zh)

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101969303A (zh) * 2010-06-30 2011-02-09 艾默生网络能源***北美公司 一种谐振电路输出特性控制方法
CN102447397A (zh) * 2010-10-13 2012-05-09 日立电脑机器股份有限公司 电源装置
CN102735941A (zh) * 2011-04-13 2012-10-17 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 偏置电阻测试装置及偏置电阻测试装置的使用方法
CN101741255B (zh) * 2008-11-04 2012-11-14 虹冠电子工业股份有限公司 具有高于和低于谐振频率的操作模式的谐振切换转换器
WO2013167002A1 (zh) * 2012-10-31 2013-11-14 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
CN104158411A (zh) * 2014-08-08 2014-11-19 华中科技大学 一种对高压电容器充电限功率及充电保持控制方法
CN106300917A (zh) * 2016-10-09 2017-01-04 深圳市钜能科技有限公司 负反馈电路
CN106300976A (zh) * 2015-05-19 2017-01-04 福州瑞芯微电子股份有限公司 开关电源的多时钟域控制装置、方法、及一种开关电源
CN108075663A (zh) * 2016-11-07 2018-05-25 赤多尼科两合股份有限公司 开关电源的控制电路
CN108695829A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN109240399A (zh) * 2018-10-29 2019-01-18 北京无线电测量研究所 一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路
CN109600047A (zh) * 2018-12-27 2019-04-09 上海电力学院 一种dc/dc电路中llc模块的参数优化方法
US10715047B1 (en) 2019-02-15 2020-07-14 Chicony Power Technology Co., Ltd. Resonant power conversion device
CN111786567A (zh) * 2020-07-28 2020-10-16 石家庄通合电子科技股份有限公司 用于减小全桥llc变换器间歇时输出纹波的控制方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200923631A (en) * 2007-11-22 2009-06-01 Inventec Corp Apparatus and method for adjusting working frequency of VRD by detecting current
US8811039B2 (en) * 2010-07-16 2014-08-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Pulse width modulated resonant power conversion
TWI434622B (zh) * 2011-12-30 2014-04-11 Macroblock Inc 轉換器之等效電阻值的控制方法與裝置
US9263960B2 (en) * 2013-09-16 2016-02-16 Delta Electronics, Inc. Power converters for wide input or output voltage range and control methods thereof
DE102015004742A1 (de) * 2015-04-11 2016-10-13 Finepower Gmbh Verfahren zum Betrieb eines Resonanzkreises
FR3082680B1 (fr) 2018-06-15 2020-05-29 Renault S.A.S Procede de commande en frequence de la tension d'entree d'un convertisseur courant continu-courant continu
CN115528918A (zh) * 2021-06-25 2022-12-27 台达电子工业股份有限公司 Llc谐振转换器及其控制方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4136315A (en) * 1977-07-27 1979-01-23 Westinghouse Air Brake Company Low and high frequency oscillators having common voltage regulator circuit
US4888821A (en) * 1988-12-09 1989-12-19 Honeywell Inc. Synchronization circuit for a resonant flyback high voltage supply
US4964028A (en) * 1989-10-26 1990-10-16 Plessey Electronic Systems Corp. Current limited quasi-resonant voltage converting power supply
JP3547837B2 (ja) * 1995-03-31 2004-07-28 ミネベア株式会社 インバ−タ装置
US5754414A (en) * 1996-02-23 1998-05-19 Hanington; Gary J. Self-compensating switching power converter
US5847942A (en) * 1996-05-30 1998-12-08 Unitrode Corporation Controller for isolated boost converter with improved detection of RMS input voltage for distortion reduction and having load-dependent overlap conduction delay of shunt MOSFET
WO2001026207A2 (en) * 1999-10-01 2001-04-12 Online Power Supply, Inc. Non-saturating magnetic element(s) power converters and surge protection
CN1118129C (zh) * 2000-08-01 2003-08-13 艾默生网络能源有限公司 脉冲混合调制型开关电源
CN2433774Y (zh) * 2000-08-10 2001-06-06 北京通力环电气有限公司 电压谐振软开关变换器的变频变脉宽综合控制器
US6717389B1 (en) * 2001-12-21 2004-04-06 Unisys Corporation Method and apparatus for current controlled transient reduction in a voltage regulator
JP3800415B2 (ja) * 2002-07-30 2006-07-26 ミネベア株式会社 パルス幅変調回路及びそれを用いた照明装置
CN100541992C (zh) * 2003-09-08 2009-09-16 艾默生网络能源有限公司 串联谐振直流／直流变换器的控制方法及装置
US7498786B2 (en) * 2003-12-01 2009-03-03 Fairchild Semiconductor Corporation Digital control of switching voltage regulators
JP2005210759A (ja) * 2004-01-19 2005-08-04 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
DE102004006004A1 (de) * 2004-02-06 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Schaltwandler mit Resonanztopologie
WO2007138344A2 (en) * 2006-05-26 2007-12-06 Cambridge Semiconductor Limited Forward power converters and controllers

Cited By (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101741255B (zh) * 2008-11-04 2012-11-14 虹冠电子工业股份有限公司 具有高于和低于谐振频率的操作模式的谐振切换转换器
CN101969303A (zh) * 2010-06-30 2011-02-09 艾默生网络能源***北美公司 一种谐振电路输出特性控制方法
CN102447397A (zh) * 2010-10-13 2012-05-09 日立电脑机器股份有限公司 电源装置
CN102447397B (zh) * 2010-10-13 2014-12-03 株式会社日立信息通信工程 电源装置
CN102735941A (zh) * 2011-04-13 2012-10-17 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 偏置电阻测试装置及偏置电阻测试装置的使用方法
WO2013167002A1 (zh) * 2012-10-31 2013-11-14 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
CN103795252A (zh) * 2012-10-31 2014-05-14 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
CN103795252B (zh) * 2012-10-31 2016-02-24 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
US9425676B2 (en) 2012-10-31 2016-08-23 Zte Corporation Control method for series resonant converter
CN104158411A (zh) * 2014-08-08 2014-11-19 华中科技大学 一种对高压电容器充电限功率及充电保持控制方法
CN106300976B (zh) * 2015-05-19 2020-02-07 福州瑞芯微电子股份有限公司 开关电源的多时钟域控制装置、方法、及一种开关电源
CN106300976A (zh) * 2015-05-19 2017-01-04 福州瑞芯微电子股份有限公司 开关电源的多时钟域控制装置、方法、及一种开关电源
CN106300917A (zh) * 2016-10-09 2017-01-04 深圳市钜能科技有限公司 负反馈电路
CN108075663A (zh) * 2016-11-07 2018-05-25 赤多尼科两合股份有限公司 开关电源的控制电路
CN108695829A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN108695829B (zh) * 2017-04-03 2022-05-17 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 谐振电路的保护方法、保护装置、电气***及充电器***
CN109240399A (zh) * 2018-10-29 2019-01-18 北京无线电测量研究所 一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路
CN109240399B (zh) * 2018-10-29 2020-10-20 北京无线电测量研究所 一种用于电源控制的调频/移相复合控制电路
CN109600047A (zh) * 2018-12-27 2019-04-09 上海电力学院 一种dc/dc电路中llc模块的参数优化方法
US10715047B1 (en) 2019-02-15 2020-07-14 Chicony Power Technology Co., Ltd. Resonant power conversion device
CN111786567A (zh) * 2020-07-28 2020-10-16 石家庄通合电子科技股份有限公司 用于减小全桥llc变换器间歇时输出纹波的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
RU2436210C2 (ru) 2011-12-10
US20090303750A1 (en) 2009-12-10
WO2007118401A1 (fr) 2007-10-25
CN101056061B (zh) 2012-12-05
RU2008143194A (ru) 2010-05-20
EP2009758A4 (en) 2009-05-20
US8284570B2 (en) 2012-10-09
EP2009758A1 (en) 2008-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101056061A (zh) 一种谐振电路调制控制方法和***
CN1182599C (zh) 压电变压器逆变器
CN1241317C (zh) 开关电源装置
CN102065600B (zh) 一种led调光驱动***
CN101060285A (zh) 一种实现隔离高频开关dc－dc变换的***及方法
CN101064476A (zh) 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN1924648A (zh) 用于液晶显示屏的电源拓扑结构
CN1713498A (zh) Dc－dc变换方法及其变换器
CN1992493A (zh) 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN1783715A (zh) 一种改进的用于全数字功率因数校正的正弦脉宽调制方法
CN1918782A (zh) 电动机驱动装置
CN1829055A (zh) Dc－dc变换器及控制装置和方法、电源装置和电子设备
CN102075089B (zh) 带有数字校正功能的功率变换器
CN1486529A (zh) 多路输出直流-直流变换器
CN1238958C (zh) 开关电源装置
CN1764054A (zh) 电功率转换器控制装置和方法以及转换器
CN103124457B (zh) 可调光led照明***中的led电流控制
CN1595780A (zh) 串联谐振直流／直流变换器的控制方法及装置
CN1641959A (zh) ***连接用逆变器装置
CN100588093C (zh) 具空载运作低功率损耗的共振式转换控制方法及装置
CN1578581A (zh) 具有独立调节频率和占空度冷阴极荧光灯的电路
CN101030767A (zh) 控制电路及应用该控制电路的负载***
CN1449594A (zh) 电流型开关稳压器
CN1818706A (zh) 一种电源老化***
CN1746806A (zh) 一次侧控制电源供应器的切换式控制装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: ADDRESS; FROM: SE-141 NO. 1, DIALOGGATAN STREET, STOCKHOLM CITY, SWEDEN TO: NO. 1122, AVENUE F, LORAIN CITY, OHIO, THE USA

TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20110323

Address after: The United States of Ohio city F Lorain Street No. 1122

Applicant after: Emerson Network Power Co., Ltd.

Address before: SE-141 Sweden Stockholm Taylor's grid Street No. 1

Applicant before: Emerson Network Power Co., Ltd.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CP03 Change of name, title or address
CP03 Change of name, title or address

Address after: No. 1510, Kansas Avenue, lureen, Ohio, USA

Patentee after: Walteff energy systems company

Address before: The United States of Ohio city F Lorain Street No. 1122

Patentee before: Emerson Network Power Co., Ltd.

TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20201117

Address after: Columbo Road, Ohio, Dearborn 1050

Patentee after: Dimension Corp.

Address before: 1510 Kansas Avenue, Loren, Ohio, USA

Patentee before: Emerson Energy Systems, AB