CN101036311B - 采用导频信号以及使用自适应滤波器的cdma无线*** - Google Patents

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Abstract

CDMA无线***在接收机中使用自适应滤波器减轻多径无线传播和滤除干扰信号。优选情况下，通过对所生成的导频信号和输入信号进行互相关来确定该滤波器的初始级，其中，将执行相关的积分所用的时间段选为整数倍的符号周期。该积分使得互相关中与用户子信道相对应的那些部分平均约为零，从而，使导频信道信号相关对用来表征信道以确立接收机的自适应滤波器系数的信号起主要影响。

Description

采用导频信号以及使用自适应滤波器的CDMA无线***
发明领域
总体而言，本发明涉及诸如CDMA蜂窝无线电话***之类的CDMA无线***中的信号处理。具体而言，本发明涉及用自适应滤波器(AF)对CDMA信号进行均衡和过滤，该CDMA信号在从基站传输到用户手机的过程中可能受到了失真、噪声和干扰的破坏。
技术背景
码分多址或CDMA技术在当前和下一代无线网络中正越来越普及，因为它不论是在用户数量方面还是在可实现比特率方面都能高效地提高容量。例如，CDMA无线网络包括依据IS-95标准(当前用于美国的移动蜂窝电话网络)工作的网络，也包括用其后继技术(如CDMA2000，尤其是最近的后继技术CDMA2000-1x)工作的网络。WCDMA是另一种正逐渐得到认同的CDMA技术。本申请的技术背景部分和接下来的具体实施方式部分都是围绕CDMA2000-1x的结构和实现方式展开的。但这并无限制性意味。如下面所述，本发明可用于CDMA2000的各种版本、WCDMA的各种版本以及其它后继技术。
由于CDMA信号同时占用给定的频带和任意长的时间间隔，所以，CDMA***用识别用户的码来实现用户的复用(码分)。不同基站(例如，对应于不同小区)需要在CDMA***内隔离开来，以便使接收机能够容易地区分出基站。通常，基站间的隔离用与识别用户不同的另一种码来实现。这样，CDMA2000-1x***，与其前身IS-95相似，用正交码(如Walsh码)来识别或隔离用户子信道和***控制子信道，用最大长度序列(如伪噪声“PN”码)来识别或隔离不同的基站。服务提供商通过在间隔足够远的小区内使用给定频率子带，在其网络内对该给定频率子带进行重用，这样，当相邻小区使用不同的PN码时，多个小区的传输就不会过度地互相干扰。这种差别可以简单到是相同基本PN码的两个拷贝之间的明显时间偏移(timedisplacement)。例如，CDMA2000***中就采用了这种技术。
WCDMA进行类似的操作。在WCDMA中，分隔各用户子信道的函数称为正交可变扩频函数(ovsf)。当在下面的讨论中使用术语“Walsh函数”或“Walsh码”时，它将包括正交可变扩频函数以及使用的其它类似正交函数或码。
CDMA基站通过为每个子信道分配一个识别Walsh码或其它正交码，并用该正交码扩展子信道信号，从而构造其下行链路信号。为用户子信道分配独特的正交码，以便使接收机能够用该码从基站广播中选择出其子信道并拒绝其它子信道。基站还用PN码(和/或公共PN序列的时移版本)对用户信号进行调制，该PN码在网络上具体识别出该基站。各个基站通过在第一子信道上发送通常由全1组成的已知数据流，而将第一子信道用作导频信道。终端接收机用导频信道来识别来自预期基站的信号并锁定于其上。基站的第二子信道(同步信道)用于向接收机终端发送控制信息。在同步信道上发送的大部分比特是可预测的。其它基站子信道包括(在接收机看来)或多或少的随机用户比特。
CDMA***中与接收机相关的干扰源包括多径信号，这些多径信号在接收机用于观测信号的时间窗口(例如，14微妙)内到达。其它干扰源包括来自除接收机用于通信的基站以外的其它基站的下行链路信号。Walsh码和PN码用于防止两个子信道之间以及其它基站的干扰。一些干扰是不可避免的。尽管不同的PN序列接近于(或被迫)互相正交，但正交性条件要求积分时间与码等长。通常，符号周期包括代表Walsh码周期的多个码片。对于IS-95和CDMA-2000***来说，符号周期通常为64个码片，而对于不同的CDMA***来说，符号周期可以在4个码片至512个码片之间。因此，通常的观测间隔相对于这些码太短而不能实现相对于物理上相邻基站的完全正交性，从而不能防止这类基站的干扰。这种干扰可以通过码性质得以降低，但却取决于接收机处来自其它基站的信号功率，当出现衰落时，此信号功率可能高于预期基站的功率。
所有子信道的同时存在以及子信道码(正交或Walsh码)和基站码(如PN码)的同时使用使得很难用均衡技术来提高现有CDMA网络(包括CDMA2000网络)的容量。迄今为止，CDMA接收技术的大部分工作涉及：当发生多用户干扰时，如何用瑞克(rake)接收机来减轻多径效应和改善接收状况。在瑞克接收机中提供多个通常独立的接收机信道，即所谓的瑞克支路(rake fingers)，例如，改进对多径信号和从不同基站接收的信号的处理。
瑞克接收机通常由搜索器和包括瑞克支路的组合器组成。搜索器利用导频信道在时间上针对每个瑞克支路定位独特的强信号。搜索器采用导频子信道识别路径延迟、幅度和相位，并将该信息提供给相应的瑞克支路，从而用该信息更好地恢复不同的多径影响。因为瑞克支路的数量有限，所以，瑞克接收机无法给所有有效多径分配瑞克支路。尽管有提议提出跟踪多达12个路径，但瑞克接收机通常只能跟踪三个路径。跟踪额外多径影响的需求在城市环境下最为明显。瑞克接收机还存在其它缺点，比如，性能取决于路径延迟的分隔情况。
WO 03/085830描述了一种在计算效率高的自适应多级Wiener滤波器，其采用两个模块，线形滤波器模块按照输入数据速率工作，更新模块按照多个速率工作，但它只按照更新速率进行多次计算。当信道状况缓慢改变时，该滤波器尤其有用，从而，滤波器的更新速率能够明显小于输入数据速率。将这些计算分开，优选按照不同的速率进行合适的运算，并且，优选用标量运算取代向量运算，这样就能够提高计算效率，同时保持高等级的性能。
WO 00/67389描述了针对使用导频信号的CDMA接收机如何使用多级Wiener滤波器来进行信道估计。
发明内容
本发明的一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。输入信号通过CDMA发射机定义的符号周期来表征。所述自适应滤波器具有至少一个滤波器系数，所述滤波器系数是通过将输入信号乘以合成的导频信号并在一个或多个符号周期内对结果进行积分而确定的。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应匹配滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。输入信号用CDMA发射机定义的符号周期来表征。所述自适应匹配滤波器具有至少一个滤波器系数，所述滤波器系数是通过将所生成的导频信号与输入信号进行互相关而确定的，其中互相关是在一个或多个符号周期内执行的。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应匹配滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。输入信号用CDMA发射机定义的符号周期来表征。所述自适应匹配滤波器具有一组滤波器系数，所述滤波器系数是通过对输入信号和接收机所生成的预定参考信号进行乘法和平均计算而确定的。求平均是在多个符号周期内进行的。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应匹配滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。输入信号通过正交码调制来表征。所述自适应匹配滤波器具有一组滤波器系数，这一组滤波器系数是通过对输入信号和接收机所生成的参考信号进行互相关而确定的，在互相关中利用两个或更多正交码周期内的积分。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应Wiener滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。所述多个用户信号通过正交码调制来表征。Wiener滤波器具有至少一个滤波器系数，所述滤波器系数是通过对输入信号和接收机所生成的参考信号进行相关处理而确定的，其中在一个或多个正交码周期上进行平均。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应多级Wiener滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和导频信号。所述多个用户信号用正交码调制来表征。自适应多级Wiener滤波器具有至少一组滤波器系数，该组滤波器系数是由导频信号和输入信号在一个处理级中进行互相关而确定的，从而所述互相关表征接收机和CDMA发射机之间的信道，所述自适应多级Wiener滤波器在所述一个处理级和在其它处理级中对输入信号进行滤波。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应滤波器的接收机，所述接收机接收包括多个用户信号的输入信号和至少一个导频信号。用Walsh码对所述多个用户信号的每一个进行调制。还用一组伪随机码中的至少一个伪随机码对所述多个Walsh码调制信号和导频信号进行调制。所述自适应滤波器包括具有至少一个匹配滤波器系数的匹配滤波器，所述至少一个匹配滤波器系数是通过在多个时间段内将输入信号与导频信号进行相关而确定的，用户信号幅度在所述多个时间段内平均约为零，这样，匹配滤波器系数基本上是从导频信号中获得的。相关过程表征了接收机和CDMA发射机之间的信号信道。用匹配滤波器对输入信号进行滤波。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应滤波器的接收机，所述接收机接收至少一个导频信号和包括多个用户信号的输入信号。用Walsh码对用户信号进行调制。还用一组伪随机码中的至少一个伪随机码对所述调制用户信号和导频信号进行调制。所述自适应滤波器包括具有匹配滤波器系数的至少一个匹配滤波器，所述匹配滤波器系数是通过对输入信号与导频信号在一个或多个Walsh码周期内的相关结果进行平均而确定的。在一个或多个Walsh码周期上，输入信号的用户信号分量的相关幅度平均约为零，从而至少从导频信号获得所述至少一个滤波器系数。这些相关表征了接收机和CDMA基站之间的信号信道。用匹配滤波器对所述多个用户信号进行滤波。
本发明的另一个方面提供一种CDMA无线通信***，其包括具有自适应滤波器的接收机，所述接收机接收至少一个导频信号和包括多个用户信号的输入信号。用Walsh码至少对所述多个用户信道进行调制。用一组伪随机码中的至少一个伪随机码对导频信号和所述多个用户信号进行调制。所述自适应滤波器包括具有匹配滤波器系数的至少一个匹配滤波器，所述匹配滤波器系数是通过在一个或多个Walsh码周期上对输入信号进行积分计算而确定的。用户信号幅度在一个或多个Walsh码周期内积分约为零，从而在初始处理级中至少从导频信号获得匹配滤波器系数，所述初始级表征了接收机和CDMA基站之间的信号信道。用匹配滤波器对所述多个用户信号进行滤波。
附图说明
下面参考附图说明本发明的优选示例性的实施例，附图是说明书的一部分，其中相同的标记表示相同的部件，其中：
图1示出了依据本发明的下行链路CDMA***的优选实现方式。在数字化器和接收机解调器之间提供具体优选的自适应滤波器，例如如图2或图6所示。
图2示出了依据本发明的优选方面具有四级的一种Ricks-Goldstein多级Wiener滤波器的结构。
图3示出了图2的自适应滤波器一个级的结构。优选情况下，图2的滤波器的所有四个级在结构上相同。通常四个级就其积分窗口大小(即，积分电路中使用的移位寄存器的长度)而言在参数上可能不同。
图4示出了图3自适应滤波器级的前向子级的结构。
图5示出了图3自适应滤波器级的反向子级的结构。
图6示出了依据本发明的优选方面的Despain多级Wiener滤波器的自适应版本的结构。图6的Despain自适应滤波器具有图7所示的初始级和图8所示的三个级。
图7示出了图6的Despain自适应滤波器的初始级的结构。图7的级与图6滤波器的其它在图8中示出的级相似。
图8示出了图6的Despain自适应滤波器的其它级的结构。图8的级的反向子级与图5中针对Ricks-Goldstein滤波器的所示级相似。
图9示出了图8的Despain自适应滤波器级的前向子级结构。
图10示出了图8的Despain自适应滤波器级的更新子级结构。
图11示出了在依据本发明的优选实施例的接收机中具有两个天线的CDMA***的下行链路。
图12示出了采用图6的Despain自适应滤波器相对于具有三个瑞克支路的瑞克接收机的总体性能。
具体实施方式
最常见的无线应用之一是用于蜂窝电话通信。蜂窝电话通信通常涉及移动接收机和快速改变的多径或物理延迟环境。其它类型的无线接收机，如蜂窝调制解调器，也面临类似的挑战。在一些极端情况下，无线通信信道可在几厘米范围内明显改变而且移动接收机每秒可移动很多厘米。快速改变的多径环境使在移动无线通信应用中使用自适应滤波器变得很困难。这个问题对于码分多址(CDMA)无线通信来说更加困难，其中在执行信道分析和补偿之前通常必须对一级或多级重叠码进行解调。
Visotsky等的美国专利No.6,175,588示出了与将自适应滤波器应用到CDMA无线通信***相关联的问题。该专利的***在接收机的解调部分之前提供了均衡器。均衡器用误差信号达到自适应，该误差信号是通过以下步骤生成的：对导频码信号进行解调；将解调导频码信号与期望形式的导频码信号比较；然后，通过对与期望信号之间的差异进行解调而生成误差信号。由于均衡器是要求长通道存储器的反馈***并且由于误差信号基于对该信道早期采样的分析，所以，Visotsky专利的***具有长信道存储器。它很难适合于快速变化的信道并且不能用于通常的CDMA蜂窝电话应用。
本发明的优选实现方式避免使用具有长通道存储器的滤波器或计算。相反，本发明的优选实现方式对信道进行表征，以便基于信道的瞬时特征确定一组滤波器系数，并用该组瞬时滤波器系数对输入数据进行滤波。与Visotsky专利中描述的反馈类自适应滤波器形成对照的是，这些优选实现方式更加精确地特征化为前馈(feed forward)自适应滤波器。本文的讨论使用术语“自适应滤波器”就其宽泛意义上作为一种考虑其环境并且相应地改变滤波的滤波器。通常来说，存在反馈自适应滤波器和前馈自适应滤波器。
按照另一个优选方面，本发明的实现方式的特征在于，至少信道的物理延迟部分位于对输入信号进行解码之前。本发明的优选实现方式通常用输入信号的可预测部分对信道进行分析，而不是对输入信号进行解码，从而为信道分析获得足以理解的信号。这些优选实现方式进行相关操作，以去除输入信号的不可预测的部分并更好地分隔出输入信号的可预测部分。
最为优选情况下，本发明的实现方式对输入无线CDMA信号进行分析，以分隔出输入信号的可预测部分并使用该部分输入信号来至少部分地表征该信道。这种分析用于确定匹配滤波器的系数，然后该匹配滤波器对用于确定滤波器系数的相同输入信号进行滤波。用这种方式确定的匹配滤波器的部分不受反馈影响，因此具有短通道存储器。优选情况下，这里的匹配滤波器是假设无噪声或无干扰的最佳滤波器。匹配滤波器解决了多径影响、适度地延迟了不同的影响并将多径影响进行相干(coherently)组合。
这类匹配滤波器的一个特别优选实现方案位于多级Wiener滤波器中，其增加了解决噪声和干扰的匹配滤波器级。最为优选情况下，还实现这些附加滤波器级，从而限制信道存储器并强调信道的瞬时表征。
本发明的优选实现方式提供的自适应滤波器能够有利地应用在采用导频信号的CDMA蜂窝无线电话***中。CDMA 2000和WCDMA蜂窝电话***是这种***的例子。移动通信***如CDMA2000***的滤波器适应随移动单元的移动而发生变化的信道状况。在本发明对于CDMA 2000***的优选应用中，连续导频子信道用于使滤波器自适应。自适应滤波器能够改善多径传输失真(例如，均衡)并在一定程度上拒绝干扰信号。有很多不同的可实现本发明的方面的自适应滤波器，包括自适应匹配滤波器、自适应Kalman滤波器、自适应Wiener滤波器以及其它滤波器。
例如，适当的时候，自适应基于导频信道的PN码(针对CDMA-2000)或Gold码(专用于WCDMA的PN码)(和固定Walsh码)，这些码在接收机中是已知的并可直接生成。对于CDMA 2000***中除导频信道之外的每个子信道来说，当在称为Walsh周期的预定周期内进行平均时，Walsh码函数值为零。优选的CDMA接收机将接收机生成的PN码信号的副本(replica)和复合接收信号进行互相关，其中，互相关的积分或平均方面是在整数个完整Walsh码周期内执行的。由于Walsh码在Walsh周期上的正交性，各业务信道(不包括导频信道)当在多个完整Walsh周期上进行互相关或积分时，平均为零或至少接近于零。
接收机生成(同步的)的PN码信号的副本和接收信号的互相关在接收信号的导频信号分量所对应的Walsh周期内不会积分为零或平均为零。相反，同步PN码和复合接收信号进行互相关，以基本识别出在观测窗口(14微妙)内到达的从基站到接收机的导频信号和导频信号的多径版本。这样，对信道进行表征并且按照信道的检测特征使滤波器达到自适应。通过在一个或多个完全Walsh函数周期内计算一个或多个滤波器的参数，优选情况下起始于新符号开始点并且结束于符号结束点，优选滤波器的实现方式继续进行自适应。如果初始互相关的积分区间不同于多个完整Walsh函数周期，则结果将是，滤波器的降级操作大致跟积分区间和多个完整Walsh函数周期的下一较长周期的比值成比例。
在现有CDMA 2000***中，导频信道数据是二进制1的常数序列。用同样为全1的第零阶Walsh函数扩展导频信道。因此，扩展导频信道数据全为1。因此，当将PN码和扩展导频信道数据组合时，与导频子信道一样，所得信号是PN码自身线性组合到基站发送的信号中。还可针对导频信道数据和Walsh码做出其它选择，但是，只要接收机知道这两者，导频信道的使用就不受影响，下面将对此进行说明。导频信道经常是已知量并能够使滤波器达到自适应。
基站下行链路信号的其它可预测方面还可用于使CDMA接收机的滤波器达到自适应。CDMA 2000***用同步信道提供帧同步、时间基准同步并传送所有用户子信道共有的一些控制信息。在一大部分时间中，可提前确定在这个同步子信道上发送的比特。因为这些比特和Walsh码在大部分时间是已知的，所以用同步子信道能够部分或全部地使滤波器达到自适应。另一方面，用同步信道使滤波器达到自适应增加了接收机***的复杂性并且相对于只采用导频子信道来说，可能只是提供微不足道的改进。
每个用户子信道，如果其被使用的话，则包含接收机未知的比特流。然而，使用的调制方案，例如双极信号传送(bipolar signaling)，是提前知道的并也能用于使滤波器达到自适应，但同样以增加复杂性为代价。
最后，可以结合这三种方法，以改善自适应滤波器的性能。为清楚起见，讨论的重点是如何用导频信道使CDMA接收机的滤波器达到自适应。
一些实施例只用导频子信道来计算自适应滤波器。理论***可能仅提取导频子信道，自适应地为其生成滤波器，然后用相同的滤波器对原始接收信号(由所有活动子信道组成)进行滤波，从而均衡和减少干扰和噪声的影响。可以按通常方式处理自适应滤波器的输出。因为所有用户子信道在相同时间、相同路径并且以相同载波频率(即，具有相同的多普勒频移等)进行传播，所以这种***可行，因此一次可用一组自适应滤波器权值对所有子信道进行均衡和滤波。
单单提取导频子信道是很困难的，因而这些理论***并不具有吸引力。本发明的优选实施例通过采用同步PN序列作为计算至少部分自适应滤波器参数的参考基础，达到了相似的结果。一个示例性的***可以是补偿多径效应的自适应匹配滤波器。该***在接收机处将同步PN序列和基带信号进行互相关，并且在整数个Walsh函数周期内对互相关系数进行积分，优选地起始于符号开始处。这保证导频子带信号将主要确定互相关结果。对互相关结果进行归一化并将其作为匹配FIR横向滤波器的一组权值。理想情况下，所有其它子信道对滤波器自适应参数的影响结合起来为零。然后，在将原始接收信号传送给解调器之前，用所得的匹配FIR滤波器对该信号进行滤波。
在整数个Walsh码周期内执行积分或移动平均的积分，即移动平均，是初始表征信道的优选策略。一种效果稍差、但成本却稍低的方法将各个接收数据信号y、PN码流和其它中间信号分割成一系列的块，其中块的长度对应于整数个Walsh码周期，优选情况下起始于Walsh周期的开始。然后，通过计算每单个块y 0与PN码流的相应块的内(点)积，然后对该结果进行归一化，从而逐个块进行相关。基于积分的相关或块相关用于表征该信道并确定一组滤波器系数，以便对输入数据进行滤波。
由于Wiener滤波器是处理接收信号的最优线性滤波器，故在此它格外受到关注。将Wiener滤波器定义为满足矩阵等式Rw＝r的向量w，其中R是提供给Wiener滤波器的接收信号的协方差矩阵，而r是接收信号与发送到传输通信信道中的信号的互相关向量。通常，将Wiener滤波器的时域形式实现为包含抽头延迟线(tapped delay line)的有限冲激响应(FIR)滤波器，其中对所有抽头信号加权及求和，以产生滤波器输出。在求和之前指定施加于抽头信号的加权向量w是描述这种Wiener滤波器实现的一种方式。本文使用尤其具有优势的一种Wiener滤波器，即多级Wiener滤波器，来说明本发明的多个方面和优点。多级Wiener滤波器的实现成本相对较低。
为了使Wiener滤波器达到自适应，重复计算协方差矩阵R和互相关向量r，然后按足以捕获通信信道特征之动态改变的速率重复确定加权向量w。然后，FIR滤波器用这组加权值w对接收信号进行滤波。这样的实现成本是很高的。本文相关的CDMA***不能直接计算相容的(consistent)互相关向量r和协方差矩阵R。另一方面，有些方法能实现Wiener滤波器，而不需要明确地为w确定Wiener公式。这样一些方法不要求计算矩阵R，而只要求为相关的CDMA***容易地计算参数。
如上所述，互相关处理的积分部分优选位于自适应滤波器的至少一个滤波器元件的多个完整Walsh码周期上。在多级Wiener滤波器实现中，优选情况下，所述至少一个滤波器元件是多级Wiener滤波器初始级的一部分。当然，取决于具体的实现方式，这一级可能只是概念上的“初始”。如果多级Wiener滤波器初始级的选中积分区间仅大约为整数多个Walsh函数周期，则预期会造成性能的一些降级。
初始滤波器级的互相关向量对物理信道延迟频谱进行估计。在后继级的互相关向量中对干扰信号的特征进行估计。因为多级Wiener滤波器的一些参数还表征了接收数据中的噪声和干扰，所以积分窗口的其它值针对这些具体的参数可能是优选的。因而，通过用实验方法仿真或分析，针对遇到的各种噪声和干扰情况下的一些滤波器参数，调整积分窗口大小下应当是比较好的。例如，这能适用于多级Wiener滤波器中初始级的后继级。
本发明的实现方案不需要直接提取导频信道来计算滤波器加权值。
图1示出了包括本发明方面的一个示例性实现方式的CDMA***的下行链路。左侧为基站发射机10。基站10馈给物理传播信道12(信息)。如图所示，物理传播信道12包括失真，如加性高斯白噪声、瑞利衰落和多径效应。手机中接收机的前端14接收物理传播信道12的信号，然后接收机的前端14将接收信号转换到基带。在这个例子中，接收机内的模数转换器16对前端14输出的基带信号进行数字化。模数转换器16(数字化器)将数字化的基站信号发送给自适应滤波器18。自适应滤波器18在图1的下行链路中补偿通信信道12中的多径效应并且滤出干扰信号。提供自适应滤波器的输出给信道解调器20，以提取相关的子信道。解调器20提取导频信道、同步信道等以及一个用户业务信道或多个用户信道，并且将它们22发送到其余手机电路。
对于依据本发明的接收机优选实现来说，用搜索器选择落入时间窗口内的一组强路径信号，该时间窗口的宽度是根据从单个基站到该基站所服务的一个手机的期望延迟扩展设置的。例如，在CDMA-2000-1x中，假设延迟扩展大约为14微秒或大约为16个码片时间，所以将其选择为窗口宽度。在本发明优选实现中，优选情况下，搜索器将生成的PN序列跟包含该组强路径信号而非单个强信号的窗口中心对齐。搜索器将本地时钟和PN序列生成器跟基站信号进行同步。将时钟信号、生成的导频PN序列和经过采样的接收信号值的流输入到图1的优选接收机的自适应滤波器18。
优选情况下，图1的自适应滤波器18是多级自适应滤波器，其表征了通信信道多径结构12并用该表征来使至少一个初始滤波器级适应于通信信道。自适应地确定优选多级自适应滤波器的其余级，以过滤出接收信号的噪声、干扰以及其它不良影响。优选情况下，图1的自适应滤波器18利用已知的导频信道信号至少使滤波器初始级达到自适应。具体而言，优选情况下，通过在一个或多个正交或Walsh函数周期内对滤波器系数的瞬时估计进行积分，计算出至少一个滤波器系数。这种积分保证了用正交函数(例如，Walsh或ovsf)进行编码的所有未知用户信号基本上消除，从而不受导频子信道的影响，这样接收机就能确定滤波器系数。由于通信信道相对于积分时间缓慢变化，所以，自适应滤波器能在多个符号上积分同时仍跟踪信道变化并适应于干扰信号。
依据本发明的具体优选实现方式可使用自适应多级Wiener滤波器。自适应多级Wiener滤波器对接收信道进行一次或多次相关操作，从而表征物理通信信道。优选情况下，依据本发明的多级Wiener滤波器的优选实施例处理接收信号和参考PN码信号，该参考PN码信号是在接收机中生成的并跟从预期基站接收的强势导频信号进行同步，从而确定滤波器初始级中所用的一组滤波器特征。所述初始级实际上是匹配滤波器。
以下描述示出了本发明的方面在两个示例性的多级Wiener滤波器中的实现：
1)修改的Ricks-Goldstein多级Wiener滤波器。在公开号为US2002/0152253、题为“System and Method for Adaptive Filtering”的美国专利申请No.09/933,004中详细描述了Ricks-Goldstein多级Wiener滤波器，这份申请所公开的内容全部以引用方式加入本申请；以及
2)修改的Despain多级Wiener滤波器。在WIPO公开号WO03/085830A1、题为“Adaptive Multistage Wiener Filter”的美国专利申请No.10/348,670中描述了Despain多级Wiener滤波器，这份申请所公开的内容全部以引用方式加入本申请。
按照优选只对导频信号敏感的方式，计算依赖于预期信号和接收信号之间的互相关的初始级Wiener滤波器系数的一部分。在Ricks-Goldstein自适应滤波器或Despain自适应滤波器中，通过将输入的接收信号向量y 0和生成的PN码流进行相关和进而将其归一化，计算第一级滤波器h 1。注意，所得的h 1为匹配滤波器。
实际上，在本发明的优选实施例中使用的多级Wiener滤波器在初始级h 1捕获物理信道延迟频谱。对于Ricks-Goldstein自适应滤波器或Despain自适应滤波器来说，在后继级的其它h个滤波器中捕获干扰信号的特征。然后，多级Wiener滤波器实现方案优化地组合所有滤波器级的输出，以获取经过均衡的输出，继而将其发送给解调器(图1中的20)，以恢复用户数据。
不需要直接提取导频信道来计算自适应滤波器加权值。
应用于Ricks-Goldstein多级Wiener滤波器
图2示出了自适应Ricks-Goldstein(RG)多级Wiener滤波器，它可用作图1中的滤波器18。针对图2的RG自适应滤波器示出了四级。简单地增加或删除某些级，即可构造出更大或更小的滤波器。对于给定应用来说，存在最优的级数量，该数量可按照多种方式确定，包括对具体相关的***进行实验。
接收机按照常规方式合成参考导频信号，然后，接收机搜索器(未示出)将聚在一个时间窗口内的一组最强接收导频信号(信号路径)跟合成的导频信号大致地对齐。用移位寄存器30的长度定义时间窗口并且对于CDMA 2000-1x***将其选择为14毫秒。移位寄存器30的输出是采样向量y 0。移位寄存器30提供串-并信道重组功能，将接收信号y变为并行向量y 0。
在图3中示出了这四级的结构(相同的)。每级有两个部分，即图4所示的前向子级42和图5所示的反向子级44。
前向子级42将输入信号向量y i-1乘以中间标量信号di-1的复共轭50。对于第一级来说，y0是框30的输出且d0是合成的导频信号。然后，前向子级42中的移动平均框54按照本发明的优选方面对该乘积进行积分。接下来，归一化56该结果，以生成一组滤波器系数h i。通过y i-1和h i的点乘58，生成新的中间标量信号di，从而将系数h i用于过滤信号向量y i-1。然后，将h i与di相乘60，并且从输出信号y i-1中减去62该结果，生成新的信号y i，将其与di一同输出到下一级。
在第一级，移动平均框54对前向滤波器级系数的瞬时估计进行积分，从而减少或消除除去导频信道信号之外的所有接收信号的影响。通过对初始量(span)求和进而求平均，计算出移动平均值。通过向总和增加n(大于或等于1)个新元素，减去n个最老的元素并计算新的平均值，可计算移动平均值。在54中，例如，每个步骤向总和增加一个值并减去一个值。求和的项的数量(跨度或窗口宽度的长度)是Walsh函数或ovsf的一个完整周期，或优选是多个完整周期。
一种效果稍差但成本却稍低的相关与积分方法把要积分的中间信号分割成一系列块，其中块的长度对应于多个完整的Walsh码周期，优选情况下起始于Walsh周期的开始。然后逐个块进行积分。优选情况下，选择积分的长度，使其长得足以充分降低噪声，且短得足以使信道特征不会过度地变化。
优选情况下，移动平均框消除子信道信号的影响而不是导频信道信号的影响。消除是由于Walsh码或正交码的正交性以及由于在相应的Walsh或正交码周期内的积分而致。优选情况下，选择积分区间为多个完整的码周期。这样减少了噪声的影响。另一方面，对积分区间的持续时间进行限制，从而使信道不会在积分区间内有明显改变。不管是对于这种多级Wiener滤波器实施例还是对于依据本发明的其它自适应滤波器来说，优选情况下，都用实际***的仿真来确定合适的积分区间(以完整的码周期来衡量)。因为需要对初始匹配滤波器级使用一个积分区间以及为后继级使用一个不同的区间，所以，需要用仿真来设置不同的积分间隔。
在图3中示出了反向子级44。可认为反向子级44是Wiener滤波器的一级，其处理前面(i-1)级的输出di-1和下一级的信号epsi+1。当为最后一级(级n)时，用来自级n前向子级的值dn作为反向子级n的输入epsi+1。计算此信号绝对值的平方|epsi+1|2，且如上所述在滑动窗口内对其进行积分78生成信号c。还可在反向子级框74和78中使用与初始级所用跨度相同或更长跨度的移动平均计算。接下来，按照epsi+1与di-1复共轭的乘积72，在滑动窗口内对其进行积分78，计算中间标量值v。v除以c的比值生成这一级的加权值w。然后，将w的复共轭84乘以epsi+186，从而生成信号z。从di-1减去z生成输出信号epsi。将图2滤波器的第一级输出z的副本，作为整个Wiener滤波器的总输出。
在公开号为US 2002/0152253、题为“System and Method forAdaptive Filtering”的美国专利申请No.09/933,004中描述了Ricks-Goldstein多级Wiener滤波器的其它方面，前面已将这份申请所公开的内容全部以引用方式加入本申请。
应用于Despain多级Wiener滤波器
图6示出了自适应Despain多级Wiener滤波器，它可用作图2下行链路中的滤波器18。针对图6的Despain自适应滤波器示出了四级。与Ricks-Goldstein自适应滤波器相同，简单地通过删除或增加某些级，就能够构造更大的或更小的滤波器。同样，对于给定应用将会有最优级数。Despain自适应滤波器与Ricks-Goldstein自适应滤波器的一个显著的不同是：优选情况下，将向量v 0并行地发送给所有级，而不是只发送给第一级。这样加速了计算，并且由于图2和图6滤波器体系结构的巨大差异这是可行的。
在Despain自适应滤波器中，第一级100与后继级102不同，这与Ricks-Goldstein自适应滤波器形成对比，其中所有级都是相同的。在图7中示出了初始级100的结构。初始级100是其它级所采用电路的简化形式。在图8中示出了其它级102的结构。在初始级100中有三个部分：前向子级120、更新子级104和反向子级126。
前向子级120形成输入信号向量y0与滤波器系数h 1的点乘。生成的结果是中间信号d1。将这个信号作为标量并且还作为1元素向量，发送到滤波器的下一级。
初始更新子级104以向量输入信号y 0和合成导频信号d0作为输入。将y 0乘以参考合成导频信号d0的复共轭，然后移动平均框110对结果进行积分。更为优选情况下，在适合于该***的多个完整Walsh或正交码周期内进行积分。如上述讨论，在多个码周期内进行积分，以限制噪声，同时避免信道特征中出现无法接受的变化。结果为发送到归一化框112的向量，该归一化框输出归一化滤波器向量h 1。h 1向量将具有单位幅度。将归一化滤波器向量h 1发送给初始前向子级120并同时发送给第二级。
可认为图7所示初始反向子级126为Wiener滤波器的一级，其对合成导频信号d0和下一级的信号eps2进行处理。140计算eps2绝对值的平方并且在移动平均框142中对其进行积分以生成结果c。130也用eps2乘以信号d0的复共轭128，在移动平均模块132中还对其结果进行积分，从而生成中间信号v。优选情况下，移动平均模块132和142使用与移动平均模块110相同的窗口宽度。v除以c134，生成这一初始级的Wiener滤波器系数w。然后，136获得w的复共轭并且138将其乘以eps2，从而生成结果z，将其作为整个Wiener滤波器的总结果输出。仅对此初始级而言，反向子级的功能是调整总滤波器输出的幅度从而使其匹配输入信号d0的幅度。
图8示出了初始级之后的级i＝2、3或4的结构102。每个级102具有三个部分：前向子级150、更新子级164和反向子级44。级102的反向子级44与图5所示相同。
图9示出了第i个前向子级150。将信号向量[d1d2...di-1]和来自更新子级的系数向量alpha的点积152与输入信号向量v 0和来自更新子级的滤波器系数h i的点积154求和156，从而生成输出信号di。同样地，在框158处形成向量[d1d2...di-1]并将其发送给下一级。
图10所示的第i个更新子级164以向量输入信号v 0、前一个滤波器系数Hi-1＝[h 1 h 2...h i-1]和向量[d1d2...di-1]作为输入。获得前一级di-1信号的复共轭166，然后168将其乘以输入向量信号v 0。然后，将信号q加上这个结果并生成中间结果p。p移动平均值178的范数180为结果h i。通过将向量[d1d2...di-1]乘以170di-1的复共轭166di-1 *，并用这个向量对矩阵H进行缩放172，生成信号q。对缩放矩阵的行进行求和174，以生成中间向量q。h i的转置182与矩阵Hi-1的乘积184生成向量alpha，其去往当前级的前向子级。将h i系数与矩阵Hi-1连接，作为新的一列，以生成发送到下一级的矩阵Hi。
在初始级100后的各级102中，可设置移动平均框178、74和78的积分区间，使其与具有良好结果的初始级相同。在一些环境下，后面级102的改进的积分间隔能生成改善的结果或减少计算复杂性。确定该改进可通过在干扰信号和噪声的环境下进行实验或由干扰信号的已知性质和接收机收到的噪声来计算。对于缓慢变化的干扰信号和噪声参数来说，后面级102中更长的时间可能更优。
还应注意计算初始级100的滤波器系数h 1的改进的方法，以便滤波器系数仅大约为导频子信道信号和合成导频信号的函数，如上所述。
对于Despain自适应滤波器和Ricks-Goldstein自适应滤波器来说，通过对来自天线的下变频信号进行采样而生成向量y 0。采样速率应至少与码片速率相同，从而针对每个码片将有至少一个观测点。优选情况下可进行过采样。向量y 0的长度将是包含延迟扩展的码片数量乘以过采样度数。例如，如果16个码片时间涵盖预期延迟扩展，则对于2倍过采样来说y 0的长度将为32。
应用于具有多个天线的接收机
如果在检测之前适当地组合不同的接收信号，则多个独立天线和调谐到相同发射机信号的接收机前端可用于改善无线***的性能。按照本发明的自适应滤波器非常适合这种任务并可简单地对其进行扩展以处理增加的数据处理。图11示出了如何将按照本发明的自适应滤波器用于两天线的例子。对于本领域的技术人员来讲，将本例扩展到多于两个的天线***是显而易见的。
在两天线情形下，基站和两个天线之间有两个稍微不同的信道202和204。两个前端模块213和214接收这些信号并将其下变频到基带。两通道模数转换器216从两个无线前端模块接受两个模拟输入，然后生成输入信号的交织后的数字表示形式。然后，按照本发明，将数字采样值的这个组合流发送给自适应滤波器218。如前面一样，将自适应滤波器218的输出发送给解调器220。
优选情况下，自适应滤波器218与上面讨论的相同，除非处理带宽优选地相对于前面讨论滤波器带宽加倍。对于本领域的技术人员来讲，使处理带宽加倍有很多公知方式。与图6滤波器实现进行比较，例如，串入并出移位寄存器能够在大小上加倍，从而以与前面相同的速率生成双倍数量的并行输出。然后，可增大滤波器各级，以并行地接受为先前大小两倍的向量v 0。因此，经由各级的适当的数据路径同样在大小上加倍(向量v i等在长度上加倍)。优选情况下，调整表示预期延迟扩展的时间窗口，以便基站到两个天线的强信号位于窗口中。其它处理保持不变。
这种对多个天线信号进行分集组合同时均衡多路径传播效应的所有输入的方法，能大大改善滤波后的信号结果。对于两天线***来说，取决于具体的传播信道和以及两个天线的相对物理分离和方向，模拟结果说明：通过用两个天线，有效SNR(信号噪声)改善了大约2dB到10dB。使用更多的独立天线将提供更多的改进，但代价却是提供接收机前端处理和相应地增加自适应滤波器中v 0向量数据路径。
自适应滤波器与瑞克接收机相对比的性能
在图12中将应用依据本发明的Despain多级自适应滤波器的接收机的性能(通过仿真确定)与三支路瑞克接收机的性能进行比较。在仿真中存在间隔两微秒的三个相同功率的路径。这三个路径代表信号的所有能量。设置多普勒影响为92Hz。在瑞克支路处用削波器(slicer)，而不是Viterbi解码器，计算比特误差率。Viterbi解码器将同时改善瑞克接收机和Despain自适应滤波器的性能。注意，当采用Despain多级自适应Wiener滤波器实现时，性能有明显改善。
对于本领域的技术人员来讲，有多种其它公知的正交码可用于代替CDMA 2000和WCDMA的Walsh码，从而对各个子信道独立地编码。为简单起见，上面的讨论将所有正交码都称为“Walsh码”。
未来对这些CDMA网络进行修改和改进是可预期的，并且，本发明的多个方面预期能够以未来网络使用导频信道或相似信道的程度在这些未来网络中得到应用。需要注意的是，本文引出的结论以上述方式适用于WCDMA***，也适用于其它基于DSSS CDMA通信***。
本发明具体优选的实施例提供了CDMA接收机解决方案，该解决方案在不知道任何底层用户/物理调制信息的前提下以适度的计算开销提供均衡化和干扰拒绝，同时提供的解决方案能够改善小区间干扰和跟踪/减轻发生在蜂窝网络中的已知多径情形。在很多实例中，按照上述讨论实现的在CDMA 2000-1x中提供的编码和扩展增益足以在多径接收和干扰拒绝方面有所改善的情况下按预期比特率进行可靠的通信。
上面围绕特定的优选实施例描述了本发明。对于本领域普通技术人员来说，在不脱离本发明的基本精神的基础上，可对这些实施例进行各种修改。因此，本发明并不限于具体给出的实施例，而应按照下面的权利要求做出解释。

Claims (9)

1.一种CDMA无线通信***，包括具有多级自适应滤波器(18)的接收机(28)，所述接收机(28)接收包括多个用户信号的输入信号(y，y 0)和至少一个导频信号，所述多个用户信号均是用正交码调制的，所述多级自适应滤波器(18)包括具有多个匹配滤波器系数的初始匹配滤波器级和用于补偿干扰的至少一个其它级(102)，
所述接收机(28)的特征还在于：
所述接收机(28)本地合成参考信号(d0)，该参考信号是所述导频信号的本地合成版本，所述接收机(28)将所述输入信号(y，y 0)和所述参考信号(d0)在多个相关区间内进行相关，以使所述多个匹配滤波器系数(h 1)进行自适应改变，所述多个相关区间等于整数个完整的正交码周期，从而使所述多个匹配滤波器系数(h 1)表征所述接收机(28)和CDMA发射机之间的信号信道，所述匹配滤波器过滤所述输入信号(y 0)。
2.如权利要求1所述的***，其中，所述正交码为Walsh码，而所述多个相关区间的持续时间为两倍或更多整数倍的Walsh码周期。
3.如权利要求1所述的***，其中，所述多级自适应滤波器(18)将所述输入信号乘以合成的导频信号，从而得到一个结果，然后将该结果在一个以上Walsh码符号周期内进行积分，从而得到一个积分结果，然后，用所述积分结果确定所述多个匹配滤波器系数(h 1)，然后，用所述匹配滤波器过滤所述输入信号(y)。
4.如权利要求3所述的***，其中，将所述积分结果进行归一化，并对所述归一化结果作进一步处理，以生成所述多个滤波器系数(h 1)，然后所述初始匹配滤波器级用所述多个滤波器系数(h 1)来过滤所述输入信号(y)。
5.如权利要求3所述的***，其中，所述多级自适应滤波器中除所述匹配滤波器之外的其它级(102)执行相关所用的积分区间不同于所述匹配滤波器所用的相关区间。
6.如权利要求3所述的***，其中，所述多级自适应滤波器的匹配滤波器级补偿物理延迟，而所述多级自适应滤波器的其它级(102)补偿干扰。
7.如权利要求1～6中任意一个所述的***，其中，所述多级自适应滤波器(18)是多级Wiener滤波器。
8.如权利要求1和3～6中任意一个所述的***，其中，所述正交码是Walsh码。
9.如权利要求1～6中任意一个所述的***，其中，所述多级自适应滤波器(18)过滤所述匹配滤波器和其它滤波器级(102)中的输入信号，各级并行地接收所述输入信号(y 0)。
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