CN101022674A - 随机接入信道的频偏估计和补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种随机接入信道频偏估计和补偿装置及方法，其中，该方法包括：步骤S102，对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿，并进行相关积分和非相关积分，根据处理后的相关值进行前导检测、频偏预估计以及多径预选，确定一个或多个预选多径；步骤S104，在所确定的预选多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，在预选多径上对DPCCH进行相关和非相关积分，找到积分值最大的多径并将其偏移量保存到相位列表中，在选择了预选多个多径的情况下，去除其余积分值没有超过多径检测阈值的多径。步骤S106，在所选择后的解调多径上对DPCCH进行残余频偏估计得到残余频偏估计值，并用残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿；以及步骤S108，在选出的解调多径上对DPDCH进行解扰解扩并用预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

Description

随机接入信道的频偏估计和补偿方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及随机接入信道的频偏估计和补偿方法。

背景技术

在实际的移动通信***中，发射端和接收端存在相对速度，由此产生多普勒频偏，多普勒频偏可以达到几百Hz；发射端和接收端使用各自的时钟，造成接收端接收信号的载波和发射端发射信号的载波存在频率差，由此产生固定频偏，这种固定频偏最大可能达到上千Hz。由于这两种频偏的存在，高速移动通信中最大频偏范围可能在-1500～1500Hz，甚至达到-1800～1800Hz，而频率变化会引起信道衰落，特别是频偏比较大的时候，对***性能会造成很大的影响，因此，必须进行补偿，以保证***性能。

随机接入信道是WCDMA(Wideband Code Division MultipleAccess)***中一种很重要的信道。当UE(User Equipment)需要进行注册、位置更新、呼叫时，将发起随机接入过程。随机接入信道分前导和消息两部分。前导由签名和扰码组成，有16种长度为16比特的签名序列，签名序列重复256次，然后通过加扰形成前导，前导长4096chips(码片)。消息通常在其最接近的前导τ_p-m时间之后发射，3GPP TS 25.211规定τ_p-m＝15360chips或者20480chips，换算成时间大约为4ms或者为5.33ms。另外，随机接入消息的长度为10ms或者20ms。10ms的消息由一个帧构成，20ms的消息由两个帧构成，每帧15个时隙，每个时隙有2560chips。每个时隙由两部分构成，数据部分DPDCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道)和控制部分DPCCH(DPCCH Dedicated PhysicalControl Channel，专用物理控制信道)，并且数据部分DPDCH和控制部分DPCCH同时发送。

UE在某个分配的接入时隙发送随机接入前导，Node B在每个可用的接入时隙进行前导搜索，对前导允许接入的签名，再进行多径搜索，频偏估计等处理。

对于专用信道，Node B(B节点)可以接收到足够多的数据进行频偏估计，而对于随机接入信道，只有一个或者两个10ms帧，没有足够的数据进行频偏估计，频偏估计结果方差较大，另外，需要估计的频偏范围较大，算法的选择受到一定限制。

在前导检测时，可以设置多个固定频偏同时进行补偿和解调，然而，由于前导解调需要耗费大量的软硬件资源，所以，预设置的频偏值不能太多，比如3～5个，因此，仅仅依靠前导的预置频偏来进行频偏估计，接入消息解调过程中的频偏补偿得不到高质量的保证。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种随机接入信道的频偏估计和补偿装置及方法，通过本发明可处理***中出现的大的频偏，从而使***性能得到高质量的保证。

为实现上述目的，本发明的随机接入信道频偏估计和补偿方法包括以下步骤：步骤S102，对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿，并进行相关积分和非相关积分，根据处理后的相关值进行前导检测，频偏预估计以及多径预选，确定一个或多个预选多径；步骤S104，在所确定的预选多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，在所有预选多径上进行对DPCCH相关和非相关积分并选出一个或多个多径相位保存在相位列表中；步骤S106，在所选择后的多径上对DPCCH进行残余频偏估计得到残余频偏估计值，并用残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿；以及步骤S108，在选出的多径上对DPDCH进行解扰解扩并用预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

其中，步骤S102包括：步骤S1022，对前导部分进行N个预置频偏补偿，其中，N为正整数；步骤S1024，对前导部分进行相关积分和非相关积分；步骤S1026，通过将N个预置频偏补偿后的最大相关值进行比较，从N个预置频偏中选择最大的相关值对应的频偏作为预估计频偏，设置前导检测阈值Th1、多径预选阈值Th2和多径检测阈值Th3；以及步骤S1028，将上面得到的最大相关值和前导检测阈值Th1比较，确定是否能检测到前导，从频偏f_pre补偿后的超过多径预选阈值Th2的多径中选择若干距离大于或者等于dchip(d的值由仿真确定)的多径，比如p条，作为预选多径，p条多径的选择方法如下：

(1)if ADP_k＜Th2

ADP_k＝0；

end

其中，ADP_k是前导的第k个相关和非相关积分值，k＝1，2，…，n*N_search，N_search是搜索窗宽度，单位是chip，n表示精度是l/n chip。

(2)假设找到最大的ADP是ADP_k，

ifk＝＝1

将k保存到相位列表，ADP_k+1＝0；

elseifk＝＝2*N_search

将k保存到相位列表，ADP_k-1＝0；

elseif ADP_k-1＞λ1*ADP_k & ADP_k+1＞λ1*ADP_k

保存相位k-1，k+1到相位列表，ADP_k-2＝0，ADP_k＝0，ADP_k+2＝0；

else

将k保存到相位列表，ADP_k-1＝0，ADP_k+1＝＝0；

end

其中λ1∈(0，1)，上面(2)中判决式ADP_k-1＞λ1*ADP_k & ADP_k+1＞λ1*ADP_k，也可以用ADP_k-1+ADP_k-1＞λ2*ADP_k，其中λ2∈(1，2)。

(3)超过阈值Th2的ADP处理完或者相位列表中已经有p个相位，预选多径选择过程结束，选出p条多径，否则重复(2)～(3)。

其中，步骤S104包括：步骤S1042，在所确定的多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，得到频偏预补偿之后的值；步骤S1044，在预选多径上对DPCCH进行相关和非相关积分，找到积分值最大的多径并将其偏移量保存到相位列表中，在选择了多个多径的情况下，去除其余积分值没有超过所述多径检测阈值Th3的多径。

其中，步骤S106包括：步骤S1062，在所选的多径上对DPCCH进行残余频偏估计，得到残余频偏估计值；以及步骤S1064，在选取的多径上使用残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿，得到残余频偏补偿结果。

其中，步骤S108包括：步骤S1082，对DPDCH进行解扰解扩；步骤S1084，通过预频偏估计值和残余频偏估计值之和对DPDCH进行频偏补偿或者通过预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行两次频偏补偿，得到频偏补偿结果。

其中，多径检测阈值Th3选择固定值(通过仿真确定)或通过自适应算法来确定。根据不同应用场景的特性设置不同的预置频偏。随机接入信道频偏估计和补偿方法用于码分多址***。

本发明的随机接入信道频偏估计和补偿装置包括：前导处理模块，用于对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿、相关积分和非相关积分，并进行前导检测、频偏预估计和多径预选，得到频偏预估计值和预选多径；DPCCH处理模块，用于对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，并根据对DPCCH的相关和非相关积分结果进行二次多径选择，最后确定一个或多个多径，在所确定的多径上对DPCCH进行残余频偏估计和残余频偏补偿，得到残余频偏估计值和DPCCH残余频偏补偿值；以及DPDCH处理模块，用于对DPDCH进行解扰解扩，并使用频偏预估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到DPDCH频偏补偿结果。

其中，随机接入信道频偏估计和补偿装置用于码分多址***。

本发明提供了一种随机接入信道的频偏估计和补偿装置及方法，其利用前导相关和非相关积分进行初始的频偏估计、前导检测和多径预选，随机接入消息部分DPCCH的相关和非相关值对多径位置进行微调，同时剔除假径，再利用选出的多径上的DPCCH对预置频偏补偿后的信号进行残余频偏估计，用估计的频偏进行DPCCH和DPDCH的频偏补偿，通过两次频偏估计来处理***中出现的大频偏，从而使***得到高质量的保证。

附图说明

此处说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定，在附图中：

图1是本发明的随机接入信道的频偏估计和补偿方法的流程图；

图2是本发明的随机接入信道的频偏估计和补偿装置的结构示意图；

图3是根据本发明一实施例的随机接入信道接收端频偏估计和补偿的实现结构图；以及

图4是根据本发明一实施例的随机接入信道接收端频偏估计与补偿方法的实现流程图。

具体实施方式

下面结合相应的附图以及具体的实施例对本发明的随机接入信道的频偏估计和补偿装置及方法进行详细的描述。

图1是本发明的随机接入信道的频偏估计和补偿方法的流程图如图1所示，本发明的随机接入信道频偏估计和补偿方法包括以下步骤：步骤S102，对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿，并进行相关积分和非相关积分，根据处理后的相关值进行前导检测、频偏预估计以及多径预选，确定一个或多个预选多径；步骤S104，在所确定的预选多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，在所有预选多径上进行对DPCCH进行相关和非相关积分并选出一个或多个多径相位保存在相位列表中；步骤S106，在所选择后的多径上对DPCCH进行残余频偏估计得到残余频偏估计值，并用残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿；以及步骤S108，在选出的多径上对DPDCH进行解扰解扩并用预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

其中，步骤S102包括：步骤S1022，对前导部分进行N个预置频偏补偿，其中，N为正整数；步骤S1024，对前导部分进行相关积分和非相关积分；步骤S1026，通过将N个预置频偏补偿后的最大相关值进行比较，从N个预置频偏中选择最大的相关值对应的频偏作为预估计频偏，设置前导检测阈值Th1、多径预选阈值Th2和多径检测阈值Th3；以及步骤S1028，从预置频偏补偿后的多径中选择其积分值超过多径预选阈值Th2的一个或多个多径。

其中，步骤S104包括：步骤S1042，在所确定的预选多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，得到频偏预补偿值；步骤S1044，在预选多径上对DPCCH进行相关和非相关积分，找到积分值最大的多径并将其偏移量保存到相位列表中，在选择了多个多径的情况下，去除其余积分值没有超过所述多径检测阈值Th3的多径。

其中，步骤S106包括：步骤S1062，在所选的多径上对DPCCH进行残余频偏估计，得到残余频偏估计值；以及步骤S1064，使用残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿，得到残余频偏补偿结果。

其中，步骤S108包括：步骤S1082，对DPDCH进行解扰解扩；步骤S1084，通过预频偏估计值和残余频偏估计值之和对DPDCH进行频偏补偿或通过预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行两次频偏补偿，得到频偏补偿结果。

其中，多径检测阈值Th3选择固定值或通过自适应算法来确定。根据不同应用场景的特性设置不同的预置频偏。随机接入信道频偏估计和补偿方法用于码分多址***。

图2是本发明的随机接入信道的频偏估计和补偿装置的结构示意图。如图2所示，本发明的随机接入信道频偏估计和补偿装置包括：前导处理模块202，用于对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿、相关积分和非相关积分，并进行频偏预估计、前导检测和多径、预选、，得到频偏预估计值；DPCCH处理模块204，用于对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，根据对DPCCH的相关和非相关积分结果确定一个或多个多径，在所确定的多径上对DPCCH进行残余频偏估计和残余频偏补偿，得到残余频偏估计值和残余频偏补偿值；以及DPDCH处理模块206，用于对DPDCH进行解扰解扩，并使用频偏预估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

其中，随机接入信道频偏估计和补偿装置用于码分多址***。

下面通过具体的实施例对本发明的技术方案进行详细地描述。

图3是根据本发明实施例的随机接入信道接收端频偏估计和补偿的实现结构图。如图3所示，本发明采用前导频偏预估计+DPCCH残余频偏估计的结构，前导部分处理采用2倍采样率，前导检测阈值为Th1，通过前导的处理得到预频偏估计值f_pre和预选多径τ_pre预选多径阈值为Th2，精度为1/2chip，前导检测到的预选多径延迟时间作为on-time，同时把延迟时间分别往前往后偏移1/4chip，作为early-time和late-time，送入解调模块对Message的DPCCH进行解调，解调后用前导预估计的频偏f_pre对DPCCH进行一次频偏预补偿，对on-time、early-time和late-time三种延迟的解调数据相关和非相关积分(在本实施例中，相关积分长度为1，即都进行非相关积分)，保留最大积分值的多径，其余的多径与多径检测阈值Th3比较，删除积分值未超过阈值Th3的多径，保留超过阈值Th3的多径，选出最后的解调多径τ_i。在选取的解调多径上，用DPCCH估计出残余频偏f_res，利用残余频偏估计值f_res做DPCCH残余频偏补偿，利用f_e＝f_res+f_pre对DPDCH进行频偏补偿，也可以用f_pre和f_res对DPDCH进行两次频偏补偿。

图4是根据本发明实施例的随机接入信道接收端频偏估计与补偿方法的实现流程图，如图4所示，本发明的随机接入信道频偏估计分为频偏预估计和残余频偏估计，具体的方案如下：

S401.前导部分进行若干个，如5个，预置频偏(-f₂，-f₁，0，f₁，f₂)补偿。

S402.前导部分进行相关和非相关积分。

S403.通过5个预置频偏补偿后的最大的相关值MAXADP_-f2、MAXADP_-f1、MAXADP₀、MAXADP_f1、MAXADP_f2的比较，找到所有频偏中最大的相关值MAXADP，确定预估计频偏f_pre(S401中设定的5个频偏中的一个)，设定合适的前导检测阈值Th1确定是否检测到前导，确定合适的多径预选阈值Th2，从频偏f_pre补偿后的超过多径预选阈值Th2的多径中选择若干距离大于或者等于dchip(本实施例中d取1)的多径，比如p条，作为预选多径，p条多径的选择方法如下：

(1)if ADP_k＜Th2

   ADP_k＝0；

   end

其中，ADP_k是前导的第k个相关和非相关积分值，k＝1，2，…，n*N_search，N_search是搜索窗宽度，单位是chip，n表示精度是l/n chip。

(2)假设找到最大的ADP是ADP_k，

ifk＝＝1

将k保存到相位列表，ADP_k+1＝0；

elseif k＝＝2*N_search

将k保存到相位列表，ADP_k-1＝0；

elseif ADP_k-1＞λ1*ADP_k & ADP_k+1＞λ1*ADP_k

保存相位k-1，k+1到相位列表，ADP_k-2＝0，ADP_k＝0，ADP_k+2＝0；

else

将k保存到相位列表，ADP_k-1＝0，ADP_k+1＝＝0；

end

其中λ1∈(0，1)，上面(2)中判别式ADP_k-1＞λ1*ADP_k & ADP_k+1＞λ1*ADP_k，也可以用ADP_k-1+ADP_k-1＞λ2*ADP_k，其中λ2 ∈(1，2)。

(3)超过阈值Th2的ADP处理完或者相位列表中已经有p个相位，预选多径选择过程结束，选出p条多径，否则重复(2)～(3)。

S404.每个TTI的第一帧，在预选多径的左右1/4chip各***一条多径，共p×3条多径，在这些多径上解调DPCCH。

S405.在所有多径上做DPCCH的相关和非相关积分(本实施例中相关积分长度为1)，得到p×3个非相关积分结果。

S406.选出最大积分值的多径相位，保存在相位列表中。

S407.如果p＝1，转到S414，否则进行下一步。

S408.将余下的各个多径积分值和阈值Th3比较，保留超过阈值Th3的多径，删除没有超过阈值Th3的多径。

S409.如果没有超过阈值Th3的多径，转到S414，否则进行下一步。

S410.选择下一个积分值最大的多径。

S411.将该相位和列表中保存的相位值比较，距离小于1chip，则返回S410，否则进行下一步。

S412.保存该相位。

S413.判断该相位是不是最后一个相位或者相位列表中已经有p个相位，如果不是，返回S410，否则进行下一步。

S414.用选择后的多径上的DPCCH做残余频偏估计，得到残余频偏估计值f_res。

S415.用f_res做DPCCH残余频偏补偿。

S416.用f_e＝f_res+f_pre做DPDCH频偏补偿。

最后，频偏补偿结束。

在本实施例中，需要补偿的频偏范围可以是-1570Hz～1570Hz，搜索窗大小可以为32chips，采样精度为1/2chip，测量参考信道如3GPP 25.141 A.7。

按照图4中步骤S401，前导部分设置5个预置频偏(-1000Hz，-500Hz，0Hz，500Hz，1000Hz)进行补偿，硬件或者软件处理只需要做4个预置频偏补偿，0Hz不需要做处理，实际的应用中，预置频偏可配置，以适应不同应用场景的需要：

a、在城市区，大多数应用是在终端和Node B相对速度较小，频偏较小的情况，这时候可以调整预置频偏的设置，比如设置为(-900Hz，-300Hz，0Hz，300Hz，900Hz)，优先保证低频偏的性能；

b、在人烟稀少的地方，如青藏铁路沿线，这时候终端和NodeB相对速度较大，频偏较大，这时候的预置频偏设置可以优先考虑大频偏的性能，可设置为(-1200Hz，-700Hz，0Hz，700Hz，1200Hz)。

按照图4中步骤S402，前导进行长度为4096chip的相关和长度为1非相关积分。

按照图4中步骤S403，通过5个预置频偏补偿后的最大的相关值MAXADP_-1000，MAXADP_-5001、MAXADP₀、MAXADP₅₀₀₁、MAXADP₁₀₀₀的比较，找到最大的相关值MAXADP，和阈值Th1比较，确定是否检测到前导，同时确定预置频偏f_pre，对于f_pre补偿后的ADP，去掉每个签名的16个最大值，其余的ADP进行平均作为底噪，将底噪×13作为前导检测的阈值Th1，底噪×9.5作为多径检测的阈值Th2，超过阈值Th2的多径作为预选多径，最多选4条距离大于或者等于1个chip预选多径，具体的选择方法如下：

(1)if ADP_k＜Th2

   ADP_k＝0；

   end

其中k＝1，2，…，64；

(2)假设找到最大的ADP是ADP_k，

   ifk＝＝1

将k保存到相位列表，ADP₂＝0；

elseif k＝＝64

将k保存到相位列表，ADP₆₃＝0；

elseif ADP_k-1＞0.55*ADP_k & ADP_k+1＞0.55*ADP_k

保存相位k-1，k+1到相位列表，ADP_k-2＝0，ADP_k＝0，ADP_k+2＝0；

else

将k保存到相位列表，ADP_k-1＝0，ADP_k+1＝＝0；

end

(3)超过阈值Th2的ADP处理完或者相位列表中已经有4个相位，预选多径选择过程结束，选出最多4条多径，否则重复(2)～(3)。

按照图4中步骤S404，每个TTI的第一帧，在预选多径的左右1/4chip各***一条多径，共12条多径，双天线共24条多径，在这些多径上解调DPCCH。

按照图4中步骤S405，利用DPCCH解调结果的前14个时隙，预留10个时隙时间给硬件做其它的处理，14*10个符号，做非相关积分：

$r_{\mathrm{dpcch}}\left(p\right)=\underset{a=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{140}{\mathrm{\Σ}}}\left|S_{\mathrm{dpcch}}(a,p,n)\right|---\left(1\right)$

其中，S_dpcch(a，p，n)是DPCCH解调的结果，p(p＝1，2，3，4)是前导检测到的多径，a(a＝1，2)是天线序号，这里采用双天线解调，n(n＝1，2，...，140)是DPCCH符号序号，r_dpcch(P)前导检测到的多径p的非相关累加结果，总共最多12个非相关累加值。

按照图4中步骤S406，找到最大的r_dpcch(P)，保存它的偏移量到偏移列表中。

按照图4中步骤S407，判断是不是只有一条预选多径，如果是，转到发明步骤S414，否则进行下一步。

按照图4中步骤S408，将其它的r_dpcch(P)和阈值Th3(1.85E+5，可通过仿真和实测确定)比较，去掉没有超过阈值Th3的多径。

按照图4中步骤S409，判断有没有超过阈值Th3的多径，如果有转到发明步骤S414，否则进行下一步。

按照图4中步骤S410，选择次最大的r_dpcch(P)的偏移。

按照图4中步骤S411，将该相位和列表中保存的相位值比较，距离小于2/4chip则返回发明步骤S410，否则进行下一步。

按照图4中步骤S412，保存该相位。

按照图4中步骤S413，判断该相位是不是最后一个相位或者相位列表中已经有4个相位，如果不是，返回发明步骤S410，否则进行下一步。

按照图4中步骤S414，将偏移列表中的多径偏移量拷贝到两根天线，双天线最多共选取8条finger p_sa,用选择后的多径上的DPCCH做残余频偏估计，得到残余频偏估计值f_res，具体方法如下：

首先去导频符号：

V(p_sa，m，n)＝S_dpcch(p_sa，m，n)·P(m，n)            (2)

其中，V(p，m，n)是多径选择之后的多径p_sa的第m个时隙的第n个去导频符号，S_dpcch(p_sa,m，n)是多径选择之后的DPCCH解扩解扰数据，P(m，n)是时隙m的第n个导频符号。

用DPCCH符号做频偏估计的原理如下：

$V=\underset{p=1}{\overset{N_{p_{\mathrm{sa}}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{V}^{*}(p_{\mathrm{sa}},m,n)\·V(p_{\mathrm{sa}},m,n+2)---\left(\text{3}\right)$

实际的相移，

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}=\frac{\mathrm{imag}\left(V\right)}{\mathrm{real}\left(V\right)}---\left(4\right)$

$f_{\mathrm{res}}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}/t_{{2\mathrm{Symbol}}_{\mathrm{dpcch}}}$ 是通过DPCCH估计的残余频偏，t_2Symboldpcch是2个DPCCH符号的时间。N_psa是多径选择得到的两根天线上的多径数目，最大为8，N_s是时隙数目，数值为15。

按照图4中步骤S415，用f_res做DPCCH残余频偏补偿。

按照图4中步骤S416，用f_e＝f_res+f_pre做DPDCH频偏补偿。

最后，频偏补偿结束。

在本实施例中采用ADP_k-1＞λ1*ADP_k & ADP_k+1＞λ1*ADP_k，λ1＝0.55，作为多径选择的判决式，采用其它λ1值或者其它类似的判决式，比如ADP_k-1+ADP_k-1＞λ2*ADP_k，其中λ2 ∈(1，2)，进行多径选择，也属于本发明的权利要求保护范围。

本实施例中阈值Th3采用了固定值1.85E+5，由于(1)式采用不同的天线数目，如单天线、四天线，采用不同长度的相关和非相关积分，或者采用某种自适应算法来计算阈值Th3，再通过阈值Th3进行多径处理，也属于本发明的权利要求保护范围。

本领域技术人员将很容易了解到本发明其它优点和修改。因此，上述针对实施例的描述为本发明具体应用实施例，本发明更广泛的方面并不限于本文中示出以及描述的特定细节和典型实施例。因此，可在不脱离由权利要求及其等效物所限定的本发明的精神或范围的条件下作出各种修改。

Claims (10)

1.一种随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤S102，对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿，并进行相关积分和非相关积分，根据处理后的相关值进行前导检测、频偏预估计以及多径预选，确定一个或多个预选多径；

步骤S104，在所确定的预选多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，在所有预选多径上进行对DPCCH进行相关和非相关积分并选出一个或多个多径相位保存在相位列表中；

步骤S106，在所选择后的多径上对DPCCH进行残余频偏估计得到残余频偏估计值，并用所述残余频偏估计值对DPCCH进行残余频偏补偿；以及

步骤S108，在选出的多径上对DPDCH进行解扰解扩并用所述预频偏估计值和所述残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

2.根据权利要求1所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，所述步骤S102包括：

步骤S1022，对所述前导部分进行N个预置频偏补偿，其中，N为正整数；

步骤S1024，对所述前导部分进行相关积分和非相关积分；

步骤S1026，通过将N个预置频偏补偿后的最大相关值进行比较，从所述N个预置频偏中选择最大的相关值对应的频偏作为预估计频偏，设置前导检测阈值Th1、多径预选阈值Th2、和多径检测阈值Th3；以及

步骤S1028，从预置频偏补偿后的多径中选择其阈值超过所述多径预选阈值Th2的一个或多个多径。

3.根据权利要求2所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，所述步骤S104包括：

步骤S1042，在所确定的多径上对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，得到频偏预补偿值；

步骤S1044，在预选多径上对DPCCH进行相关和非相关积分，找到积分值最大的多径并将其偏移量保存到相位列表中，在选择了多个多径的情况下，去除其余积分值没有超过所述多径检测阈值Th3的多径。

4.根据权利要求3所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，步骤S106包括：

步骤S1062，在所选的多径上对DPCCH进行残余频偏估计，得到残余频偏估计值；以及

步骤S1064，使用所述残余频偏估计值对所述DPCCH进行残余频偏补偿，得到残余频偏补偿结果。

5.根据权利要求4所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，步骤S108包括：

步骤S1082，对所述DPDCH进行解扰解扩；

步骤S1084，通过所述预频偏估计值和所述残余频偏估计值之和对所述DPDCH进行频偏补偿或通过预频偏估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行两次频偏补偿，得到频偏补偿结果。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，所述多径检测阈值Th3选择固定值或通过自适应算法来确定。

7.根据权利要求6所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，根据不同应用场景的特性设置不同的预置频偏。

8.根据权利要求7所述的随机接入信道频偏估计和补偿方法，其特征在于，所述随机接入信道频偏估计和补偿方法用于码分多址***。

9.一种随机接入信道频偏估计和补偿装置，其特征在于包括：前导处理模块，用于对随机接入信道的前导部分进行预置频偏补偿、相关积分和非相关积分，并进行前导检测、频偏预估计和多径预选，得到频偏预估计值；

DPCCH处理模块，用于对DPCCH进行解扰解扩和频偏预补偿，根据对DPCCH的相关和非相关积分结果确定一个或多个多径，在所确定的多径上对DPCCH进行残余频偏估计和残余频偏补偿，得到残余频偏估计值和残余频偏补偿值；以及

DPDCH处理模块，用于对DPDCH进行解扰解扩，并使用所述频偏预估计值和残余频偏估计值对DPDCH进行频偏补偿，得到频偏补偿结果。

10.根据权利要求8所述的随机接入信道频偏估计和补偿装置，其特征在于，所述随机接入信道频偏估计和补偿装置用于码分多址***。

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