CN100594685C

CN100594685C - 电抗调整器,收发器和发送装置,电抗调整、发送和接收方法

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Publication number: CN100594685C
Application number: CN200480004193A
Authority: CN
Inventors: 美浓谷直志; 柴田信太郎; 品川满
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2003-12-05
Filing date: 2004-12-01
Publication date: 2010-03-17
Anticipated expiration: 2024-12-01
Also published as: DE602004009663D1; EP1804382A3; DE602004018203D1; DE602004009663T2; EP1804382A2; JPWO2005060131A1; JP2008035570A; US20060052074A1; EP1587226A4; US7636547B2; KR100777766B1; KR100759359B1; EP1587226B1; EP1804382B1; WO2005060131A1; EP1587226A1; CN1751463A; KR20070007208A; JP4209924B2; KR20060024340A

Abstract

电抗调整器具有：在电场传输介质(121)中感生电场的电极(123)，用于调整电抗值的共振部(7)，对于共振部(7)交替输出高电平以及低电平信号的调整信号生成部(13)，生成基于电场传输介质(121)内的电场的电信号的电场检测部(15)，在调整信号生成部(13)输出高电平信号时蓄积对应所述电信号的电荷的第一电荷蓄积设备(C1)、在输出低电平信号时蓄积对应电信号的电荷的第二电荷蓄积设备(C2)、输出对应它们的电压差的预定的信号的电压比较部(10)，在第一或者第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积中对于共振部(7)输出恒定电压值的电压、在电荷蓄积结束后输出基于预定的信号的电压的控制部(18)。

Description

电抗调整器，收发器和发送装置，电抗调整、发送和接收方法

技术领域

本发明涉及调整由通过电场传输介质发送或者接收或者收发要收发的信息的通信装置和电场传输介质产生的电抗的电抗调整器、以及使用该电抗调整器的发送装置和收发器、以及适合它们的信号处理电路。再有，本发明涉及电抗调整方法、发送方法以及接收方法。

背景技术

随着便携终端的小型化以及高性能化，正在注意可安装在活体上的可佩带计算机。过去，作为在这样的可佩带计算机间的数据通信，例如在特开2001-352298号公报中提出在计算机上连接收发器，通过把该收发器感生的电场传输到作为电场传输介质的活体内部进行收发数据的方法。

在活体内感生基于包含要收发的数据的信号的电场、检测感生的电场进行通信的人体通信中，在使用通过大地接地无静电耦合的收发器的场合，如图1所示，在调制电路的输出和收发电极间设置可变电抗部，适当控制其电抗值，因而使在活体内感生的电场增大，可以实现良好的通信状态。

图1表示人体内部通信中使用的收发器的结构的一例。如图所示，该收发器具有：输出作为载波的交流信号的振荡器125、使用要收发的数据调制载波的调制电路101、在电抗调整时以及发送时关闭或在接收时打开的开关102、为和活体121和大地接地之间以及收发器电路的接地和大地接地之间以寄生电容产生共振的可变电抗部106、在电抗调整时检测电抗值大时的电场振幅时打开、其余以外关闭的开关103、在电抗调整时检测电抗值小时的电场振幅时打开、其余以外关闭的开关104、检测电抗值大时的电场振幅的检波器107和滤波器108、检测电抗值小时的电场振幅的检波器109和滤波器110、取电抗值大时和小时的电场振幅的差的差动放大器111、积分差动放大器111的输出信号、输出控制电抗的控制信号的积分器112、电抗调整时向积分器112输入来自差动放大器111的信号、发送时向积分器112输入来自恒压电源113的信号的开关105、向积分器112输出作为零的电信号的恒压电源113、输出用于电抗调整的调整信号的调整信号源114、相加调整信号和控制信号且向可变电抗部106输出的加法器115、变换在活体上感生的电场为电信号的电场检测光学部116、放大电场检测光学部116的输出信号、用滤波器进行噪声消除等的信号处理部117、解调接收的信号的解调电路118、修整波形的波形整形电路119、在电抗调整时以及发送时向开关103和开关104输入信号处理部117的输出信号、在接收时向解调电路118输入输出信号的开关120、I/O电路122、收发电极123和绝缘体124。

在具有上述图1所示结构的收发器中，控制可变电抗器的电抗值，使在活体121上感生的电场成为最大。在该控制中，从用控制信号设定的电抗值，使电抗值随时间变化。在电抗值大时电场振幅大的场合，变化控制信号使变大，在小的场合使电抗值变小那样变化。在电场振幅成为相等之前继续该动作进行控制。

在图1中，电抗值大时的电场振幅用开关103侧的电路检测，小时的电场振幅用开关104侧的电路检测。用差动放大器111比较这些值。在电抗值大时的电场振幅的大的场合，在积分器112中输入正的信号，因而控制信号变大电抗值变小。在小的场合，因为在积分器112中输入负的信号，所以电抗值变小。在这一方法中，如果调整用信号和电抗值的振幅关系是正的话，则被自动控制为最大值。

为更详细地进行说明，使用图2A所示各元件的输出波形、图2B所示电抗值的变化进行说明。图2B中的B1、C1相应于分别调整信号B1和C1时的电抗值。另外，A1是开始的电抗值。在图1的结构中，在检测电压振幅时，在积分器112上也输入信号。在控制信号的变化比调整信号的振幅小的场合，如图2B所示，C1时的电抗值接近A1的电抗值，但是比在B1时的电抗值小。因为调整信号和电抗值之间的关系不变，所以可以没有问题的进行电抗的控制。

图3A和图3B分别表示在控制信号的变化比调整信号大的场合的各元件输出波形和电抗值的变化。图3B中的B2、C2，是在图3A中调整信号分别是B2和C2时的电抗值。

另外，历来，作为积分器112，使用电路结构适合简单集成化的信号处理电路，详细说，使用电荷泵。这样的电荷泵，例如详见Behzad Razavi箸、Tadahiro Kuroda监译“A design and application of an analog CMOS integrationcircuit”，Maruzen CO.，LMD，2003年3月，686-688页。

图4是表示使用电荷泵的信号处理电路的一例的电路框图。该图所示的信号处理电路4由两个开关SW1以及SW2、电容器241构成。

在该信号处理电路4中，从外部输入UP信号，闭合开关SW1成为导通状态后，从比接地高的电位的电压源Vdd向电容器241一方流过电荷，输出电压变大。此时，因为开关SW1的导通电阻不为零，电荷的时间变化量即电流有限，所以输出电压不是在瞬时增加到电压源Vdd的电压。

另一方面，从外部输入DOWN信号后，开关SW2成为导通状态，在电容器241上蓄积的电荷流到接地侧，输出电压下降。

另外，任何一个开关都为关断状态(打开)时，在电容器241上蓄积的电荷的量不变动，电压保持。

在这样的信号处理电路4中，通过在UP信号和DOWN信号输入的一段时间上积分而变动输出电压。

在根据现有技术的收发器中，在控制信号的变化比调整信号大的场合，因为在调整信号C2下的电抗值比B2下的电抗值大，所以调整信号和电抗值之间的振幅关系反转，变成危害获取最大值的控制。

另外，在开始控制电抗后，为缩短使在活体121上感生的电场振幅到达最大值的时间，需要较大地变化控制信号，但是例如在图1的结构中，不能较大地使控制信号变化，从而延长到或获得最大值的时间。

另外，因为要发送的数据在电抗的控制结束后发送，如果花费获得最大值的时间长的话，分配给数据的传送的时间变短，实际数据的传送速度变慢。

另外，作为积分器的上述的信号处理电路4，经常在作为能够使输出信号的频率和输入信号等的基准频率一致的电子电路的PLL(Phase LockedLoop)电路中使用，但是因为在PLL电路内UP和DOWN信号不能同时输入，所以从电压源Vdd对接地不能流入大的电流。

与此相对，在把信号处理电路4使用于能够同时输入UP信号和DOWN信号那样的电路的场合，因为两个开关SW1和SW2一起成为导通状态，从电压源Vdd对接地流入大的电流，所以存在增大的能量消耗的问题。

发明内容

本发明鉴于上述问题提出，其目的是提供收发器，其配置为能够构成保持稳定性、而且使到获得最大值的时间变短的控制电路，并且能够进行稳定而且实际有效的数据传送速度快的通信。

再有，本发明的另一目的是提供信号处理电路(积分器)，其能够避免能量消耗的增大、适合电路集成化，因而降低通信装置等的能量消耗。

为解决上述问题，本发明的第一形态提供一种收发器，它在电场传输介质中感生基于要发送的数据的电场，使用该感生电场进行数据的发送，另一方面，通过接收基于要接收的数据在所述电场传输介质中感生的电场进行数据接收。该收发器具有：输出具有预定频率的交流信号、调制所述要发送的数据，发送涉及该调制的所述要发送的数据的调制信号的发送设备；进行基于所述要发送的数据的电场的感生以及基于所述要接收的数据的电场的接收的收发电极；对于在所述发送设备的接地和大地接地之间产生的寄生电容以及所述电场传输介质和大地接地之间产生的寄生电容调整电抗值、为产生串联共振串联所述发送设备以及所述收发电极的共振设备；检测基于所述要接收的数据的电场、把该检测出的电场变换为电信号的电场检测设备；输出在调整所述共振设备具有的电抗值时使用的调整信号的调整信号生成设备；使用从该调整用信号发生设备输出的调整用信号、在用于检测从所述电场检测设备输出的电信号的振幅的所述振幅设备中的所述电抗值的调整中蓄积在所述电抗值大时检测出的所述电信号的第一蓄积设备；蓄积在电抗值小时检测出的所述电信号的第二蓄积设备；检测所述电抗值大时的电场振幅的检测设备；从检测出的所述电场振幅除去高频成分的滤波器、放大所述电抗值大时和小时的所述电场振幅的差的差动放大设备、具有生成一定电压信号的恒压电源的振幅检测设备；基于该振幅检测设备检测的振幅生成控制所述共振设备具有的特性的控制信号的控制信号生成设备；解调用所述电场检测设备变换的电信号的解调设备。

另外，依照第一形态本发明的第二形态提供收发器，其中，所述控制信号生成设备具有生成对来自所述差动放大设备的输出信号进行积分的积分器、和在该积分器生成产生的信号上相加从所述调整信号生成设备输出的调整信号的加法器。

另外，依照第二形态本发明的第三形态提供收发器，所述积分器具有比较所述电抗值大时和小时的所述电场振幅的电压比较器；在所述振幅检测时成为关断、在积分时成为导通的第一P沟道MOS-FET以及第二N沟道MOS-FET；为在所述电抗值大时所述电场振幅大的场合使第二P沟道MOS-FET导通使第一N沟道MOS-FET关断而使输出电压变大、在所述电抗值大时所述电场振幅小的场合使第二P沟道MOS-FET关断使所述第一N沟道MOS-FET导通而使输出电压变小的第二P沟道MOS-FET以及第一N沟道MOS-FET；以及用于保持所述控制信号的电容器。

另外，依照第三形态，本发明的第四形态提供收发器，第三形态的所述积分器具有输出预定的第一阈值的第一恒压电源；输出预定的第二阈值的第二恒压电源；输出比较所述第一阈值和所述差动放大设备的输出的结果的第一电压比较器；输出比较所述第二阈值和所述差动放大设备的输出的结果的第二电压比较器。

另外，依照第四形态本发明的第五形态提供收发器，第四形态的所述积分器具有：用于电压增加时控制所述控制信号的电压的变化率的第一可变电阻；用于电压减小时控制所述控制信号的电压的变化率的第二可变电阻；比较所述差动放大设备的输出和所述第一阈值、输出用于控制所述第一可变电阻的信号的第一差动放大器；以及比较所述差动放大设备的输出和所述第二阈值、输出用于控制所述第二可变电阻的信号的第二差动放大器。

另外，依照第四形态本发明的第六形态提供收发器，其中，代替所述检测设备和所述滤波器，具有用于采样从所述电场检测设备输出的所述电信号的采样设备。

另外，依照第四形态本发明的第七形态提供收发器，其中代替所述检测设备和所述滤波器，具有用于保持从所述电场检测设备输出的所述电信号的振幅的峰值的峰值保存设备。

另外，涉及本发明的第八形态的收发器，依照第七形态的所述峰值保存设备具有检测相加预定次数的峰值且保持相加值的加法设备。

为实现上述目的，本发明的第九方面提供一个信号处理电路，其特征在于，具有：为保持输出电压蓄积电荷的电荷蓄积设备；在该电荷蓄积设备上蓄积电荷使输出电压升高时闭合的第一连接设备；在使在所述电荷蓄积设备上蓄积电荷释放到接地使输出电压降低时闭合的第二连接设备；比较从外部输入的信号的输入电压和规定的第一阈值，如果所述输入电压低的话则输出闭合所述第一连接设备的控制信号的第一信号比较设备；比较所述输入电压和作为比所述第一阈值大的值而预先设定的第二阈值，如果所述输入电压低的话则输出闭合所述第二连接设备的控制信号的第二信号比较设备。

本发明的第十方面是一个信号处理电路，其特征在于，其中，进一步具有分别与所述第一以及第二连接设备串联生成生成电流的第一以及第二电流源；比较所述输入电压和作为比所述第一阈值小的值而预先设定的第三阈值，且在所述输入电压比所述第三阈值小的场合输出电流控制信号到第一电流源，使所述第一电流源流过具有预定值的第一恒定电流，并且在所述输入电压比所述第三阈值大而比所述第一阈值小的场合向所述第一电流源输出电流控制信号，使得第一电流源流过比所述第一恒定电流小的值的第二恒定电流的第三信号比较设备；比较所述输入电压和作为比所述第二阈值大的值而预先设定的第四阈值，在所述输入电压比所述第四阈值大的场合输出控制信号到第二电流源，使得第二电流源流过与所述第一恒定电流相同值的恒定电流，在所述输入电压比所述第二阈值大且比所述第四阈值小的场合向所述第二电流源输出控制信号，使得第二电流源流过与所述第二恒定电流相同值的恒定电流的第四信号比较设备。

本发明的第十一方面是一个依照第九方面的信号处理电路，其特征在于，具有：分别与所述第一以及第二连接设备串联生成成电流的第一以及第二电流源；获取所述输入电压和所述第一阈值的差、向所述第一电流源输出连续变化的电流控制信号使所述输入电压越小从第一电流源流过电流越大的第一差动放大设备；获取所述输入电压和所述第二阈值的差、向所述第二电流源输出连续变化的电流控制信号使所述输入电压越大从第二电流源流过电流越大的第二差动放大设备。

根据本发明，可以构成保持稳定性而且使到获得最大值的时间变短的控制电路，可以提供能够进行稳定而且实际有效的数据传送速度快的通信的收发器。

另外，根据本发明，即使在目标值和观察值一致的场合也没有大的电流流过，可以降低能量消耗的增大，提供适合集成化的信号处理电路。

附图说明

图1是根据现有技术的收发器的概略结构图；

图2A是用于说明根据现有技术的收发器的操作的说明图；

图2B是用于说明根据现有技术的收发器的操作的说明图；

图3A是用于说明根据现有技术的收发器的操作的说明图；

图3B是用于说明根据现有技术的收发器的操作的说明图；

图4是表示现有的信号处理电路的结构的电路框图；

图5是用于说明涉及本发明的第一实施形态的收发器的整体结构图；

图6A是表示涉及本发明的第一实施形态的收发器的各构成要素的输出波形的示图；

图6B是表示涉及本发明的第一实施形态的收发器的操作的说明图；

图7是表示作为涉及本发明的第一实施形态的收发器的积分器的适合的信号处理电路的结构的电路框图；

图8是表示在图7的信号处理电路中输入电压(IN)和电信号比较器的输出信号(OUT1，OUT2)的关系的示图；

图9是表示作为涉及本发明的第一实施形态的收发器的积分器的适合的信号处理电路的结构的电路框图；

图10是表示在图9的信号处理电路中输入电压(IN)和电信号比较器的输出信号(OUT1，OUT2)的关系、以及输入电压(IN)和从电流源输出的电流(I1，I2)的关系的图；

图11是表示作为涉及本发明的第一实施形态的收发器的积分器的适合的信号处理电路的结构的电路框图；

图12是表示从可变电流源输出的电流和电流控制信号的关系的示图；

图13是表示在图11的信号处理电路中输入电压(IN)和电信号比较器的输出信号(OUT1，OUT2)的关系、以及输入电压(IN)和从电流源输出的电流(I1，I2)的关系的图；

图14是用于说明涉及本发明的第二实施形态的收发器的整体结构图；

图15是用于说明涉及本发明的第三实施形态的收发器的整体结构图；

图16是说明涉及本发明的第三实施形态的收发器的操作的说明图；

图17是涉及本发明的第四实施形态的收发器的控制部的结构图；

图18是表示适合涉及本发明的第五实施形态的收发器的控制部的结构概略图；

图19是表示涉及本发明的第六实施形态的收发器的结构的整体结构图；

图20是说明涉及本发明的第六实施形态的收发器的操作的说明图；

图21是用于说明涉及本发明的第七实施形态的收发器的整体结构图；

图22是用于说明涉及本发明的第七实施形态的收发器的操作的说明图；

图23是用于说明涉及本发明的第七实施形态的收发器的操作的说明图；

图24是用于说明涉及本发明的第八实施形态的收发器的整体结构图；

图25是用于说明涉及本发明的第八实施形态的收发器的部分结构图；

图26是用于说明涉及本发明的第八实施形态的收发器的操作的说明图；

图27是涉及本发明的第九实施形态的收发器的整体结构图；

图28是涉及本发明的第十实施形态的收发器的整体结构图；

图29是表示信号处理电路可使用于的放大电路的结构框图。

具体实施方式

下面参考附图说明涉及本发明的收发器的优选实施形态。另外，以下说明的收发器包含涉及本发明的电抗调整器。因此，在下面，关于收发器的说明，也一并说明电抗调整器。

(第一实施形态)

图5表示根据本发明的第一实施形态的收发器的方框图。图5所示的根据第一实施形态的收发器具有：输出成为具有从1MHz左右到数十MHz的频率的载波的交流信号的振荡器5；使用从计算机(未图示)经由后述的I/O电路得到的要发送数据调制载波的调制电路6；在电抗调整时以及发送时导通在接收时关断的开关2；用于以在活体121和大地接地以及收发器的接地和大地接地之间的寄生电容引起共振的可变电抗部7；在电抗调整时电抗值大时为把检测出的信号在电容器C1上蓄积而连接接点a3和b3、电抗值小时为把检测出的信号在电容器C2上蓄积而连接接点a3和c3的开关3；检测电抗值大时的电场振幅的检测器8和滤波器9；获取电抗值大时和小时的电场振幅的差的差动放大器10；积分差动放大器10的输出信号、输出控制电抗的控制信号的积分器11；为在振幅检测时积分器11的输出不变化把来自恒压电源12的信号向积分器11输入而连接接点a4和接点c4、积分时为把来自差动放大器10的信号向积分器11输入连接接点a4和接点b4的开关4；向积分器11输出为零的电信号的恒压电源12；输出电抗值调整时使用的调整信号的调整信号源13；相加调整信号和控制信号、向可变电抗部7输出相加的信号的加法器14；把在活体121上感生的电场变换为电信号的电场检测光学部15、放大电场检测光学部15的输出信号、通过未图示的滤波器进行噪声消除等的信号处理部16；解调接收的信号的解调电路17；整形波形的波形整形部18；电抗调整时以及发送时为把信号处理部16的输出信号输入检测器8连接接点a1和b1、在接收时为向解调电路17输入信号连接接点a1和c1的开关1。

参照图5、图6A以及图6B，首先说明涉及第一实施形态的收发器中的电抗调整器的操作。从振荡器5以及调制电路6输出的预定的信号经由开关2以及可变电抗部7向收发电极123提供，通过该收发电极123，感生基于活体123生成的信号的电场，这里所述的预定的信号，只要是适合电抗值的调整的信号(探测用信号)，都可以适宜选择。例如，预定的信号可以是从振荡器5输出的载波，另外，也可以是通过要发送的数据调制载波的调制信号。再有，也可以对于振荡器5以及调制电路设置分离的信号生成部，从该信号生成部生成探测用信号。

另外，该电场通过电场检测部经由收发电极123接收，被变换为电信号。该电信号，通过信号处理部16除去噪声后，通过连接开关1中的接点a1和b1，经由检测器8以及滤波器9到开关3。这里，检测器8具有把来自信号处理部16的电信号变换为对应其振幅的直流电压的功能，滤波器9具有除去从检测器8输出的电压的高频谐波成分的功能。

另一方面，在该预定的信号被提供给收发电极123时，从调整信号源13，作为调整信号A的高电平信号(H)和低电平信号(L)通过加法器14对可变电抗部7交替施加(图6A)。通过调整信号A的施加，使可变电抗部7的电抗变化。以下，在不加说明的场合，从调整信号源13对于可变电抗部7施加高电平信号时，可变电抗部7的电抗变大，施加低电平信号时，可变电抗部7的电抗变小。

另外，与调整信号A同步的从调整信号源13输出对开关3控制开关3的切换的调整信号B。具体说，在从调整信号源13对于可变电抗部7正输出高电平信号时，在开关3上连接接点a3和接点b3。由此，在从调整信号源13输出高电平信号时，由于通过检测器8变换电信号得到的直流电压，电容器C1被充电。反之，在从调整信号源13输出低电平信号时，由于基于电信号的直流电压，电容器C2被充电。

在电容器C1以及C2的任何一个被充电时，在开关4中，通过来自调整信号源13的调整信号C连接接点b4和接点c4，因此，来自恒压电源12的零电压被输入积分器11。因此积分器11的输出不变动。电容器C1以及C2的充电结束后，在开关4中，通过调整信号C连接接点b4和接点a4。因此，从差动放大器10向积分器11输入基于电容器C1以及C2的端子间电压的差的电压(预定电压值的电压)。

根据涉及这样的结构的本发明的第一实施形态的收发器，参照图6A以及图6B，通过在差动放大器10和积分器11之间***开关4，为了在正在检测电场振幅时不使积分器11的输出变化，实现进行称为“电抗值大时的电场振幅的检测”、“小时的电场振幅的检测”、“取两振幅的差积分”的各自的动作的周期。在电抗值大的场合，连接开关3的a3和b3，在电容器C1上蓄积用检测器8和滤波器9检测电场振幅的信号。在电抗值小的场合，连接接点a3和接点c3，在电容器C2上蓄积检测电场振幅的信号。在这些期间，连接开关4中a4和向积分器11发送为零的信号的恒压电源的连接接点c4，使积分器11的输出不变化。检测出电场振幅后，在开关3中进入不使接点a3连接节点b3和接点c3中的任何一个的状态，在开关4中连接接点a4和b4进行积分。此外，表示图6A中的开关3的一个连接状态的NC表示接点a3既不连接接点b3也不连接接点c3。

通过以上的操作，因为在电场振幅检测中积分器11的输出(控制信号)不变化，所以即使控制信号的变化比调整信号A的振幅大，也可以不反转电抗值的大小和调整信号A的摆动的关系进行正常的控制操作。由此，可以使到获得最大值的时间缩短，可以实现稳定的而且实际有效的数据传送速度快的通信。

在图6A中，进行积分期间(调整信号C为高电平期间)使调整信号A成为低电平，但是，即使使成为高电平控制电路也正常动作。另外可以使用作为调整信号A、B、C的信号源的振荡装置的信号。再有，为蓄积表示电场振幅的电信号使用了电容器C1以及C2，但是其他蓄积设备也能实现同样的控制操作。例如，作为蓄积设备，可以使用存储装置。

如上述，以适当控制电抗值的状态为基础，通过I/O电路122对于调制电路6输出要发送的信号，根据该信号调制从振荡器5提供的载波，得到调制信号。在活体121内感生依照该调制信号的电场。

再有，在开关1中连接接点a1和接点c1，向解调电路17提供来自电场检测光学部15的电信号。电信号中包含的要接收的信号通过解调电路17解调，用波形整形部18进行波形整形，通过I/O电路122向管理要收发的信号的计算机提供。由此，该收发器和其他收发器之间进行经由活体121的数据通信。

此外，在使用载波振幅不变化的调制方式(例如相位调制或者频率调制)的场合，因为振幅不携带数据，所以其振幅也可以变化。因此，在这样的场合在数据发送时也可以不停止调整信号源的输出。

下面，作为根据第一实施形态的收发器的变形例，说明积分器11分别具有下面的结构的收发器。

(第一变形例)

图7是表示作为涉及第一实施形态的收发器的积分器所适合的信号处理电路的结构的电路框图。在该信号处理电路100中，使用比目标值稍小的电压V1、以及比其目标值稍大的电压V2分别作为第一以及第二阈值。然后，在信号处理电路100中，取开关SW1以及SW2两者都作为正逻辑，设计电路使在电信号比较器211上输入电压比V1小时成为高电位，另一方面，在电信号比较器212上输入电压比V2大时成为高电位。

信号处理电路100具体有下面那样的结构。亦即，信号处理电路100，具有比较阈值V1和从外部输入的信号的输入电压IN，如果输入电压低，则输出为使作为第一连接设备的开关SW1成为导通(闭合)状态的信号OUT1的电信号比较器211、比较阈值V2和输入电压IN，如果输入电压高，则输出为使作为第二连接设备的开关SW2成为导通状态的信号OUT2的电信号比较器212、以及为保持输出电压蓄积电荷的电容器213。

这里，输入电压IN是经由涉及第一实施形态的收发器中的开关4(图5)提供的来自恒压电源12的预定电压值的电压、或者来自差动放大器10的电压。另外，电容器213的端子间电压向收发器的可变电抗部7(图5)施加。

图8是表示分别从电信号比较器211以及212输出的信号OUT1以及OUT2(纵轴)和输入电压IN(横轴)的关系的示图。

根据该图所示的线2101，在输入电压IN的值取作为包含目标值的区域的阈值V1以及V2之间的值的场合，从电信号比较器211以及212不分别输出信号OUT1以及OUT2，于是开关SW1和SW2一起关断(打开)因此，输出电压不变动，不流过大电流。

与此相对，在输入电压IN比阈值电压V1低时输出为使开关SW1成为导通状态的信号OUT1，开关SW2维持关断。因此，从电源Vdd通过开关SW1向电容器213移动电荷，电容器213的端子间电压增加而与电压源Vdd的电压相同。

另外，在输入电压IN比阈值V2大时输出为使开关SW2成为导通状态的信号OUT2，开关SW1维持关断。在这一场合，因为在电容器213上蓄积的电荷通过开关SW2向接地移动，所以电容器213的端子间电压降低。

此外，在使用信号处理电路100作为积分器的收发器中，在电荷蓄积设备C1或者C2(图5)中的任何一个蓄积电荷的期间，在开关4中连接接点a4和接点b4，恒压电源12的电压向信号处理电路100输入。这里，该电压具有上述阈值V1和V2间的电压值。因此，在电荷蓄积设备C1或者C2蓄积电荷期间，开关SW1和SW2都不导通，因此，信号处理电路100的输出电压(控制信号)保持为电容器213的端子间电压。

根据作为以上说明的积分器11的信号处理电路100，因为开关SW1和SW2都不导通，所以不从电压源Vdd向接地流过大电流。因此，可以降低电力消费的增大。由此，可以提供适合集成化的信号处理电路。

(第二变形例)

图9是表示作为涉及本发明的第一实施形态的收发器的积分器适合的另一个信号处理电路的结构的电路框图。如图所示，在信号处理电路200中，特征为在电源Vdd的正电极和开关SW1之间连接电流源225、在接地和开关SW2之间连接电流源226，通过从电信号比较器223、224分别对电流源225、226输出电流控制信号调整控制信号。另外，在信号处理电路200中开关SW1以及SW2两者也都取正逻辑。

此外，信号处理电路200具有比较第一阈值V1和输入电压IN，如果输入电压低的话输出使作为第一连接设备的开关SW1成为导通状态的信号OUT1的电信号比较器221；比较第二阈值V2和输入电压IN，如果输入电压IN高的话输出使作为第二连接设备的开关SW2成为导通状态的信号OUT2的电信号比较器222；以及为保持输出电压蓄积电荷的电容器227，这一点上和上述的信号处理电路100相同。

另外，输入电压IN是经由涉及第一实施形态的收发器中的开关4(图5)提供的、来自恒压电源12的预定电压值的电压，或者来自差动放大器10的电压，另外，电容器213的端子间电压向收发器的可变电抗部7(图5)施加这一点也和信号处理电路100相同。

在上述结构之外，信号处理电路200具有比较第三阈值V3(＜V1)和输入电压IN，如果输入电压IN低的话输出使电流源225流过大的电流的电流控制信号的电信号比较器223；和比较第四阈值V4(＞V2)和输入电压IN，如果输入电压IN高的话输出使电流源226流过大的电流的电流控制信号的电信号比较器224。

说明具有以上结构的信号处理电路200的操作。分别串联开关SW1以及SW2的两个电流源225以及226，对应从各自连接电流源225以及226的电信号比较器223以及224输出的电流控制信号的值是1还是0，输出电流值不同的电流。

图10是表示输入电压IN和流过开关SW1的电流I1以及流过开关SW2的电流I2的关系的图。这里的各电流的正的方向，是图9所示箭头的方向。

根据图10的线2201，输入电压比V3低时，从电信号比较器223对电流源225输出取1的值的电流控制信号。与此对应，如图10的线2201所示，从电流源225流过电流I1(第一恒定电流)。其结果，输出电压(电容器227的电压)增加。

另外，输入电压比V3高比V1低时，从电信号比较器223对电流源225输出取0的值的电流控制信号，从电流源225流过比电流I1小的电流(第二恒定电流)。其结果，比从电流源225流过电流I1的场合，输出电压缓慢增加。

从图10可知，根据从电信号比较器223输出的电流控制信号的值是1还是0，从电流源225流过具有大电流值的电流、具有小电流值的电流。亦即，在输入电压与目标值有大的偏差时，从电流源225流过具有大电流值的电流，输出电压(电容器227)急剧增加，输入电压与目标值的偏差小时，从电流源225流过具有小电流值的电流，输出电压缓慢增加。

另一方面，输入电压比V4高时，从电信号比较器224输出取1的值的电流控制信号，从电流源226流过大的电流I2(第三恒定电流)。其结果，输出信号急剧减小。此外，可以使电流I2的电流值等于电流I1(第一恒定电流)。

另外，输入电压比V2高比V4低时，从电信号比较器224对电流源226输出取0的值的电流控制信号，从电流源226流过比电流I2小的电流(第四恒定电流)。因此，在电容器227上蓄积的电荷，比从电流源226流过电流I2的场合，缓慢向接地流出，因此，输出电压缓慢减小。此外，第四恒定电流可以具有和第二恒定电流相同的电流值。

电流源226也和电流源225同样，对应从电信号比较器224输出的电流控制信号是1还是0，输出具有大的电流值和小的电流值的电流。

通过使用具有这样的功能的电流源225以及226，在输入电压IN和目标值的偏差大的场合，流过大的电流，使输出电压变快，另一方面，在这两者的偏差小的场合，因为流过的电流也小，输出电压的变化也小，所以更加提高了电路的稳定性。

亦即，根据以上说明的作为积分器11的信号处理电路200可以得到和上述信号处理电路100同样的效果。

此外，根据信号处理电路100，通过在开关上串联电流源，可以对应输入电压和目标值的偏差使输出电压变化，其结果，可以更加提高信号处理电路的稳定性。

(第三变形例)

图11是表示作为涉及本发明的第一实施形态的收发器的积分器11适合的再一个信号处理电路的结构的电路框图。如图所示，在信号处理电路203中，在电源Vdd的正电极和开关SW1之间连接可变电流源235、在接地和开关SW2之间连接可变电流源236，对于可变电流源235、236分别从差动放大器233、234输入电流控制信号。差动放大器233，输入阈值V1(正相输入)和输入电压IN(反相输入)，随其差值增大从可变电流源235流过大的电流那样对可变电流源235输出电流控制信号。差动放大器234，输入输入电压IN(正相输入)和阈值V2(反相输入)，随其差值增大从可变电流源236流过大的电流那样对可变电流源236输出电流控制信号。

此外，在信号处理电路203中开关SW1以及SW2两者也都取正逻辑。

另外，信号处理电路203和上述信号处理电路100、200同样，具有比较第一阈值V1和输入电压IN，如果输入电压低的话输出使开关SW1成为导通状态的信号OUT1的电信号比较器231；比较第二阈值V2和输入电压IN，如果输入电压IN高的话输出使开关SW2成为导通状态的信号OUT2的电信号比较器232；为保持输出电压蓄积电荷的电容器237。

在信号处理电路203中，因为从差动放大器233、234向可变电流源235以及236分别输出的电流控制信号连续变化，所以该电流控制信号和从可变电流源输出的电流的关系，无论在哪种场合都如图12所示的特性曲线301表示的那样，从可变电流源来的电流值对应电流控制信号的值连续变化。

图13是表示在使用具有图12所示特性曲线2301的可变电流源的场合的输入电压IN和从可变电流源输出的电流I1、I2的关系的图。如上所述，输入电压IN在两个差动放大器233以及234上互成逆相那样输入。更具体说，输入电压IN在差动放大器233上从逆相输入端子(-)输入，另一方面，在差动放大器235上从正相输入端子(+)输入。其结果，如图7所示，得到把目标值作为轴对称的曲线2401。不用说，曲线2401中的电流值I1以及I2的斜率的绝对值(absolute slope)，等于图12的曲线的斜率的绝对值。

在输入电压IN比阈值V1低的场合，从差动放大器233对于可变电流源235输出电流控制信号。这里，使输入电压IN比阈值V1越低从可变电流源235输出的电流越大那样(图13的线2401)对于电流源235输出电流控制信号。因此，从电流源流过大的电流，输出电压迅速增加。另外，在信号处理电路203的场合，随输入电压IN变高电流I1变小，输出电压缓慢增加。

与此相对，在输入电压IN比阈值V2高的场合，此次从电流源236流过电流I2，输出电压减小，也就是，输入电压IN越大，输出电压减小越快。

在输入电压IN比V1大比V2小的场合，没有电流流过，输出电压恒定。

根据以上说明的作为积分器11的信号处理电路203，可以得到和上述的信号处理电路100同样的效果。

此外，根据信号处理电路203，通过在开关上串联可变电流源，可以对应输入电压和目标值的偏差使输出电压连续变化，其结果，可以更加提高信号处理电路的稳定性。

(第四变形例)

可以代替上述第三变形例中的电流源235以及236设置可变电阻器。在这一场合，电信号比较器233以及234，使预定的电压(IN)和固定电压V1或者V2的差越大可变电阻器的电阻值越小那样，向可变电阻器输出电流控制信号而构成。由此，预定的电压和恒定电压的偏差越大，越大的电流流过，输出电压急剧变化。另外，在预定的电压和恒定电压的偏差小的场合，因为可变电阻器的电阻变大，电流值缓慢变化。因此，可以迅速而且稳定地实现电抗调整。

(第二实施形态)

接着，说明涉及本发明的第二实施形态的收发器。在第二实施形态中，根据积分器说明具体的结构。图14是表示涉及第二实施形态的收发器的图，是在其积分器内使用电荷泵电路的场合的结构例。

如图14所示，积分器20由在积分器用的电压源的正极和接地间从正极顺序串联的pMOS1、pMOS2、nMOS1以及nMOS2，和在pMOS2以及nMOS1之间的节点和接地之间与nMOS1以及nMOS2并联的电容器Cp构成。这里pMOS意味着p沟道MOS-FET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransister)，nMOS意味着n沟道MOS-FET。

pMOS1以及nMOS2，在电容器C1以及C2蓄积电荷期间关断，使积分器20的输出电压(电容器Cp的端子间电压)不变化，pMOS1以及nMOS2在电容器C1以及C2蓄积电荷结束后导通。

此外，如图14所示，在pMOS1的栅极上从调整信号源13通过电压反转器输入调整信号C，在nMOS2的栅极上从调整信号源13直接输入调整信号C。调整信号C是根据控制由电容器C1以及C2蓄积电荷的调整信号B生成的信号。亦即，调整信号源13在电容器C1以及C2蓄积电荷期间输出作为调整信号C的低电平信号，蓄积电荷结束后输出高电平信号(图16)。而且，控制pMOS1以及nMOS2，使在电容器C1以及C2蓄积电荷期间关断，电荷蓄积结束后导通。

另一方面，在pMOS2以及nMOS1的栅极上输入来自电压比较器10的信号。电压比较器10比较电容器C1以及C2的电压，在C1的电压高的场合，输出低电平信号。由此，pMOS2导通，nMOS1关断。然后，按照调整信号C电容器C1以及C2的电荷蓄积结束且pMOS1(以及nMOS2)导通后，从电压电源经由pMOS1以及pMOS2，电荷向电容器Cp移动，控制信号的电压上升。

反之，在电容器C1的电压比电容器C2的电压低的场合，电压比较器10输出高电平信号。因此，pMOS2关断，nMOS1导通。这里，通过调整信号C电容器C1以及C2的电荷蓄积结束且nMOS2(以及pMOS1)导通，从电容器Cp经由nMOS1以及nMOS2电荷向接地移动，控制信号的电压下降。

对比本实施形态与第一实施形态的第一变形例(图7)，PMOS2具有与开关SW1相同的功能，nMOS1具有与开关SW2相同的功能，pMOS1和nMOS2具有相当于开关SW4的功能。然后，当调整信号C为低电平时，pMOS1以及nMOS2关断，因而不发生电荷移动，其结果，输出电压(控制信号)保持为电容器Cp的端子间电压。换言之，在涉及本实施形态的收发器中，不使用第一实施形态中的恒压电源12，回避了在电容器C1以及C2蓄积电荷期间控制信号的变动。

通过以上的结构，涉及本实施形态的收发器和涉及第一实施形态的收发器同样的效果。

(第三实施形态)

图15表示根据涉及本发明的第三实施形态的收发器的框图。

如图所示，在第三实施形态的收发器的框图中，其包括：由在检测振幅时使积分器的输出不变化那样关断的、在积分时导通的pMOS1和nMOS2；用于保持输出电压(控制信号)的电容器Cp；输出阈值X(基准电压)的恒压电源SX；输出阈值Y(基准电压)的恒压电源SY；输出阈值X和差分检测器22的输出的比较结果的电压比较器X；输出输入信号和阈值Y的比较结果的电压比较器Y。

在根据第三实施形态的收发器中，在电荷泵电路的前级设置分别具有不同的阈值X和阈值Y的电压比较器X和电压比较器Y。另外，差分检测器22输入的差为零时进行电压电平的变换输出一定的电压值。图15中的恒压电源SX和恒压电源SY分别是用于给与电压比较器X和电压比较器Y阈值的信号源。另外，图16表示本实施形态的收发器中进行控制时的各元件的输出波形。如图16所示，把阈值X和阈值Y夹着收敛值那样设定。这里，所谓差分检测器22的收敛值指输入信号的差为零时输出的电信号。

在该控制部21中，电容器C1的电压比电容器C2的电压高，而且，在差分检测器22的输出比阈值X以及阈值Y高的场合，因为电压比较器X和电压比较器Y两者都输出低电平信号，所以pMOS2导通，nMOS1关断。当C1的电压和C2的电压几乎相等，而且，在差分检测器22的输出位于阈值X以及阈值Y之间的场合，因为电压比较器X的输出为高电平，电压比较器Y的输出为低电平，所以pMOS2和nMOS1两者都关断。C1的电压比C2的电压低，而且，在差分检测器22的输出比阈值X以及阈值Y低的场合，因为电压比较器X和电压比较器Y的输出两者都成为高电平，所以pMOS2关断，nMOS1导通。

因此，因为在电抗值大时的电场振幅比电抗值小时的电场振幅高的场合(C1的电压比C2的电压高的场合)，控制信号变大；在低的场合控制信号变小，所以可以进行和第一实施形态的控制电路同样的操作。

但是，对于在第一实施形态中电抗值大时的电场振幅和小时的电场振幅成为完全相等之前控制信号继续变化这点，在本第三实施形态中通过使用两个阈值，可以允许电场振幅的差这点不同。由此，不存在由于从在收发器内使用的电子电路等生成的噪声引起的电场振幅的误差下的控制信号变化(图16的差分检测输出)。因此，比之第一实施形态的收发器，本实施形态的收发器对于噪声的稳定性高。

(第四实施形态)

图17是适合根据本发明的第四实施形态的收发器的控制部23的结构图。如图所示，控制部23和第三实施形态中的控制部21(图15)同样具有pMOS1、pMOS2、nMOS1以及nMOS2；电容器Cp；输出阈值X的恒压电源SX；输出阈值Y的恒压电源SY。

在这之外，控制部23具有在pMOS1以及pMOS2之间设置的可变电阻器RX；在nMOS1以及nMOS2之间设置的可变电阻器RY；比较输入电压和阈值X、输出控制可变电阻器RX的电阻值的差动放大器AX；比较输入电压和阈值Y、输出控制可变电阻器RY的电阻值的差动放大器AY。

差动放大器AX，具体说，对于可变电阻器RX在输入电压和阈值X的差越大时使可变电阻器RX的电阻值越小那样输出电阻控制信号。由此，输入电压和阈值X的差越大，从电压源向电容器Cp的电荷的移动越迅速。另外，差动放大器AY，对于可变电阻器RY在输入电压和阈值Y的差越大时使可变电阻器的电阻值越小那样输出电阻控制信号。由此，输入电压和阈值Y的差越大，从电容器Cp向接地的电荷的移动越迅速。

因此，根据控制部23，可以提供能够改变控制信号的变化率的积分器。亦即，控制部23可以在输入电压远离阈值X或阈值Y时，使控制信号(电容器Cp的端子间电压)的变化率增大；在阈值附近时使控制信号的变化率减小。因此，可以用更短的时间获得电抗的最佳值，而且可以实现稳定性高的控制。

(第五实施形态)

图18是表示适合涉及本发明的第五实施形态的收发器的控制部230的结构的概略图。控制部230和第三实施形态中的控制部21(图15)同样具有pMOS1、pMOS2、nMOS1以及nMOS2；电容器Cp；输出恒定电压V1的恒压电源；输出恒定电压V2的恒压电源。

在这之外，控制部230还具有：输出比恒定电压V1低的恒定电压V3的第三恒压电源；在pMOS1以及pMOS2之间连接的电流源250；比较输入电压和恒定电压V3、在输入电压比恒定电压V3低的场合从电流源250流过第一恒定电流、在输入电压比恒定电压V3高比恒定电压V1低的场合从电流源250流过比第一恒定电流小的第二恒定电流那样、对电流源250输出电流控制信号的电信号比较器223；输出比恒定电压V2高的恒定电压V4的恒压电源；在nMOS1以及nMOS2之间连接的电流源226；比较输入信号和恒定电压V4、在输入电压比恒定电压V4高的场合从电流源226流过第三恒定电流、在输入电压比恒定电压V2高比恒定电压V4低的场合从电流源226流过比第三恒定电流小的第四恒定电流那样、对电流源226输出电流控制信号的电信号比较器224。

具有上述结构的控制部230如下操作。在输入电压比恒定电压V3高时，亦即输入电压与恒定电压V1相比有大的偏差时，使从电流源250向pMOS2流过第一恒定电流那样从电信号比较器223对于电流源250输出电流控制信号。在输入电压比恒定电压V3低比恒定电压V1高时，亦即输入电压和恒定电压V1的偏差不十分大时，使从电流源250向pMOS2流过第二恒定电流那样从电信号比较器223对于电流源250输出电流控制信号。这里第一恒定电流比第二恒定电流大。因此，输入电压与恒定电压V1的偏差越大，从电流源250流过的电流越大，其结果，可以以更短的时间充电电容器Cp。电信号比较器224以及电流源226互相协同作用，和上述电信号比较器223以及电流源250同样动作。

因此，根据控制部230，可以在输入电压远离恒定电压V1或者V2时，控制信号(电容器Cp的端子间电压)的变化率变大，在恒定电压V1或者V2附近时，控制信号的变化率变小。因此，可以用更短的时间获得电抗的最佳值，同时可以实现稳定度高的控制。

此外，代替电流源225以及226也可以使用可变电流源。在这一场合，电信号比较器224以及226构成为向可变电流源输出电流控制信号，使输入电压和恒定电压V1或V2的差越大从可变电流源流过的电流越大。例如，电信号比较器224以及226较优的是差动放大器。由此，输入电压和固定电压的偏差越大，则流过电流越大，输出电压急剧变化，上述的偏差小时，流过的电流小，输出电压缓慢变化。因此，可以用短时间而且稳定地实现电抗调整。

(第六实施形态)

图19是表示涉及本发明的第六实施形态的收发器的结构的结构图。在该第六实施形态的收发器中，为了检测经由收发电极123通过电场检测光学部15检测的电信号的振幅，所以使用采样电路24。在用集成电路构成收发器的场合，使用需要大的静电容量的滤波器使集成电路的面积增大，因而集成电路价格高。因此，需要采用不使用滤波器的振幅检测方法。

因此，在本实施形态中，用采样电路24检测振幅。在用采样电路24检测振幅的场合，因为需要采样信号的周期与在活体内感生的电场的周期一致，所以在生成采样信号的调整信号源13中需要从振荡器5输入信号。

图20表示本实施形态的收发器的电抗调整时的各构成要素的输出波形。这里，向采样电路24输入与正弦波的峰值同步的采样信号。在C1以及C2上，分别蓄积采样电抗大时和小时信号处理部16的输出的信号。使用差分检测器22确定C1以及C2上蓄积的差，且向控制部21输入。用控制部21根据差分检测器22的输出信号输出控制信号。通过这样的结构，可以不用滤波器检测振幅。

(第七实施形态)

图21是表示根据本发明的第七实施形态的收发器的框图。在第七实施形态的收发器的模块中，为了检测经由收发电极123通过电场检测光学部15检测的电信号的振幅，所以使用峰值保持电路25。在已经说明的根据第六实施形态的收发器的结构中，为检测振幅使用采样电路24，但是在本实施形态中代之使用峰值保持电路25。在采样电路24中需要同步在波形的峰值采样的信号，而在峰值保持电路25中，因为其保持在某期间内输入的信号的峰值，所以只要把该期间设定的长，就不需要同步波形的峰值。因此，比之使用采样电路24的场合，在载波和使峰值保持电路25动作的信号之间可以允许的相位差中有裕度(large phase difference)。这里，图22表示具体的峰值保持电路25的结构例。在图22所示的峰值保持电路25的结构中，由为在检测器驱动信号为高电平时输入信号而成为导通的开关SWD1、为保持输入信号的峰值的电容器Cpk、和为复位在电容器Cpk上保持的复位信号的复位开关SWD2组成。

图23表示各构成要素的波形。在该峰值保持电路25中，在差动检测器22的驱动信号为高电平、复位信号为低电平时，输入波形的峰值在电容器Cpk上蓄积。然后，复位信号成为低电平后在电容器Cpk上蓄积的电荷释放，返回到初期状态。这点在电抗大时和小时执行，在C1和C2上蓄积表示振幅的电信号。蓄积的电信号使用差分检测器22取差，用控制部21积分，输出控制信号。通过这样的动作，实现使用峰值保持电路25的电抗的控制。

(第八实施形态)

图24是涉及本发明的第八实施形态的框图。在根据图24所示本实施形态的收发器中，为了检测经由电极123通过电场检测光学部检测的电信号的振幅，所以使用峰值保持/加法电路26。另外，图25表示峰值保持/加法电路26的内部结构。如图所示，表示出相加时连接接点a5和接点b5、在这以外为保持信号而连接接点a5和接点c5的开关SWD4、在复位积分器的输出时成为导通的开关SWD3。

在这样的参照图24和图25构成的收发器中，用图25所示那样的峰值保持电路27检测后，用下一级的积分器28相加。在峰值保持中由于突发的噪声，即使峰值变得比本来的振幅大，也保持该峰值。因为这引起控制的误动作，所以在本实施形态的电路中若干次检测峰值相加后，在C1或者C2上蓄积信号，缓和噪声的影响。

图26表示电抗调整时的各构成要素的输出波形。开始复位信号Q以及复位信号R是低电平，图25的SWD2和SWD3一同关断。另外，在SWD4中接点a5和接点c5连接。检测器驱动信号为高电平时向峰值保持电路27输入信号，保持输入波形的峰值。这之后，使对于SWD4的输入信号(加法信号)变为高电平，把用峰值保持电路27保持的信号输入积分器28，相加后，使SWD2导通，使保持的信号变为零。重复这一点若干次后，在C1上蓄积表示电抗值大时的振幅的信号的相加的值。使电抗值变小后，执行相同的处理，在C2上蓄积相加后的信号。此后，向控制部21输入用差分检测器22取差的信号，向可变电抗部7输出控制信号。通过这样的处理，缓和噪声的影响，控制电抗。

(第九实施形态)

参照图27，说明根据本发明的第九实施形态的收发器。在上述各实施形态中，把活体内的电场通过专门的电场检测光学部变换成电信号。然后，该电信号，通过开关的切换，在电抗调整时提供给信号输出部；在要发送的信号的收发时经解调部提供给I/O电路。对此，在根据本实施形态的收发器中在电抗调整时以及收发时分别使用专用的接收部。此外，在本实施形态的收发器中，除接收部不同外，具有和第一实施形态相同的结构，进行相同的动作。

具体说，如图27所示，在本实施形态的收发器中，在收发电极123以及检测器8之间设置前置处理部31，在收发电极123以及I/O电路122之间设置接收部32。另外，例如不设置图5所示的开关1。因此用于电抗调整的信号经前置处理部31向信号生成部提供，要接收的信号经接收部32向计算机提供。

更详细说，前置处理部31具有有高输入阻抗的滤波器311、把活体121内的电场变换为电信号的电场检测部312、包含除去该电信号的噪声的滤波器的信号处理部313。因为在电场检测部312的前级设置滤波器311所以可以减低给与共振状态的恶劣影响。另外，在除去噪声的同时在后级的检测器8中的信号处理也变得容易。

另外，接收部32具有变换活体121内的电场为电信号的电场检测部321、包含用于除去噪声的滤波器的信号处理部322、除去噪声放大信号的放大器323、解调该电信号中包含的要接收的信号的解调电路324、以及整形解调信号的波形的波形整形部325。由此，在活体121内感生的电场中包含的要接收的信号经由I/O电路122向计算机提供。

如上所述，在根据第九实施形态的收发器中，分别个别设置电抗调整用以及收发信用的接收部。因为在电抗调整时在专门利用的前置接收部31中设置高输入阻抗滤波器，所以可以更确实而且稳定地进行电抗调整。

此外，如果在第九实施形态中不设置接收部32的话，则该收发器可以作为只进行发送的发送装置使用。

(第十实施形态)

接着，参照图28，说明根据第十实施形态的收发器。如图28所示，该收发器，除接收部32在开关2和I/O电路122之间设置这一点与根据第九实施形态的收发器不同外，其他的结构相同。以下把不同点作为中心进行说明。

在根据本实施形态的收发器中，开关2具有接点a1、接点b1以及接点c1。然后，在电抗调整时或者发送时连接接点a1和接点b1，从振荡器5以及调制电路6经由可变电抗部7向收发电极123提供包含适合电抗调整操作的信号或者要发送的信息信号。另外，在接收时，连接开关2的接点b1和接点c1，活体121内的电场经由开关2通过接收部32接收。此外，在接收时使可变电抗部7的电抗值变小那样向可变电抗部7输入控制信号。

根据上述的结构，在电抗调整时以及发送时，因为接收部32与其他电路要素分离，所以可以减低接收部，特别是接收部的输入级，给与电抗调整操作的影响。另外在电抗调整时由于共振生成高电压。在该电压比构成接收部的输入级的电子电路的耐压电压高的场合，有时会破坏该电子电路。但是，根据上述的结构，因为电抗调整时接收部32被分离，所以这样的高电压不会输入到接收部，于是可以防止接收部的电子电路被破坏。亦即，在根据本实施形态的收发器中，具有提高可靠性的优点。

此外，代替开关2，也可以在接收部32和收发电极123之间设置个别的机械动作的开关，该开关在电抗调整操作中被关断，在收发中被导通。可以消除接收部的电子电路被破坏的危险。此外，作为这样的开关，通过微机械技术制作的开关是适合的。

以上参照了几个实施形态说明了涉及本发明的电抗调整器、使用它的接收装置以及通信装置，和信号处理电路，但是本发明不限于这些实施形态，而可以有各种变形。

例如，涉及第一实施形态的变形例的信号处理电路，也可以适用于本发明的电抗调整器以外的电子设备。

作为本发明的一个实施例，图29是表示适用于在上述实施形态中说明的信号处理电路100、200以及203中任何一个的放大电路的概略结构的框图。该图所示的放大电路150，具有通过负反馈电路自动调整放大器的增益的功能，作为调整、控制放大器的增益的控制信号生成设备可以使用上述信号处理电路中的任何一个。

说明放大电路150的结构。放大电路150由包括：可变增益放大器251，其可变更增益，从而即时输入的交流信号的振幅变化输出的交流信号的振幅也保持一定；输入、检波该可变增益放大器251的输出的检波器252；平滑从该检波器252输出的信号的滤波器253；输出作为可变增益放大器251的输出信号的振幅的目标值的基准信号的基准信号源254；比较相应于可变增益放大器251的输出信号的振幅的滤波器253的输出信号、和基准信号源254的输出信号求其差分的比较器255、以及积分比较器255的输出信号、根据该积分结果输出控制信号的积分器256组成。作为该积分器，不用说可以使用信号处理电路100、200和203中任何一个。

在具有以上结构的放大电路150中，在滤波器253的输出信号比基准信号大的场合，积分器256的输出信号，亦即控制可变增益放大器251的增益的控制信号变大。其结果，可变增益放大器251的增益变大。另一方面，在滤波器253的输出信号比基准信号小的场合，积分器256的输出信号(控制信号)变小，可变增益放大器251的增益变小。这样的信号处理，在相应于可变增益放大器251的输出信号的振幅的滤波器253的输出信号等于基准信号(目标值)之前继续。即使向可变增益放大器251输入的交流信号的振幅变化，也能保持可变增益放大器251的输出信号恒定。

在具有这样的作用的放大电路150中，不会出现即使目标值和观察值一致而状态不稳定的现象。因此，在积分器256(信号处理电路)内部，不从电压源Vdd向接地流过大的电流，可以抑制能量损耗的增大。

此外，上述的信号处理电路100、200、203的各个，不过是涉及本发明的信号处理电路的一个实施形态，作为积分器256使用的信号处理电路不应该限定于此，亦即，在本发明中，在不脱离权利要求的范围内记载的内容的范围内，存在产生和信号处理电路100、200、203同样的作用效果的各种各样的实施形态，即使使用那样的信号处理电路也可以构成涉及本实施例的放大电路150。

涉及本发明的电抗调整器、使用它的收发器以及发送装置、及适合它们的信号处理电路，例如可以在可在人体上安装的可佩带计算机***中特别合适地使用。

Claims

1.电抗调整器，用于调整通过经由电场传输介质(121)进行信号的发送或者接受或者收发双方的通信装置和所述电场传输介质(121)产生的电抗，具有：

生成探测用信号的信号生成部，所述信号生成部由振荡器(5)和调制电路(6)组成，

在所述电场传输介质(121)中感生基于所述探测用信号的电场的电极(123)，

在所述信号生成部和所述电极(123)之间串联，并且通过对于在所述电场传输介质(121)、所述通信装置、以及大地接地之间感生的寄生电容调整电抗值，感应串联共振的共振部(7)，

对于所述可变电抗部(7)交替输出高电平信号以及低电平信号的调整信号源(13)，

经由所述电极(123)接收所述电场传输介质(121)中的电场，生成基于接收的电场的电信号的电场检测光学部(15)，

信号输出部，具有：在所述调整信号源(13)对于所述可变电抗部(7)输出高电平信号时蓄积对应所述电信号的电荷的第一电荷蓄积设备(C1)，在所述调整信号源(13)对于所述可变电抗部(7)输出低电平信号时蓄积对应所述电信号的电荷的第二电荷蓄积设备(C2)，以及比较所述第一电荷蓄积设备(C1)的电压和所述第二电荷蓄积设备(C2)的电压、输出对应该比较结果的预定的信号的差动放大器(10)，

所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时对于所述可变电抗部(7)输出一定电压值的电压，并且在所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后输入所述预定的信号、对于所述可变电抗部(7)输出基于该预定的信号的电压的控制部(19；20；21；23；230)。

2.如权利要求1所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(19)具有：

输出预定电压值的电压的恒定电压源(12)，

在接收具有所述预定电压值的电压时输出具有所述恒定电压值的电压，并且在接收所述预定电压时输出基于所述预定信号的电压给所述可变电抗部(7)的积分器(11，100，200，203)，

选择输入所述预定电压值的电压以及所述预定的信号，在所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时把所述预定电压值的电压对所述积分器(11)输出、在所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后把所述预定的信号对所述积分器(11)输出的输出切换部(4)。

3.如权利要求2所述的电抗调整器，其中，

所述积分器(100)具有：

一端连接输出预定的电压的电压源(Vdd)的正极的第一连接设备(SW1)，

一端连接所述第一连接设备(SW1)的另一个端子、另一端连接所述电压源的负极的第二连接设备(SW2)，

比较预定的第一阈值电压(V1)与所述预定的信号，在所述预定的信号比所述第一阈值电压(V1)低时输出使所述第一连接设备(SW1)导通的信号的第一电信号比较器(211；221；231)，

比较比所述第一阈值电压(V1)高的第二阈值电压(V2)与所述预定的信号，在所述预定的信号比所述第二阈值电压(V2)高时输出使所述第二连接设备(SW2)导通的信号的第二电信号比较器(212；222；232)，

一端连接所述第一连接设备的所述另一端、另一端连接所述负极的电容器(213；227；237)。

4.如权利要求3所述的电抗调整器，其中，

所述积分器(200)进一步具有：

在所述正极和所述第一连接设备(SW1)之间设置的第一电流源(225)，

比较所述预定的信号和比所述第一阈值电压(V1)低的第三阈值电压(V3)、在所述预定的信号比所述第三阈值电压(V3)低的场合，对所述第一电流源(225)输出电流控制信号从而从所述第一电流源(225)流过预定电流值的第一恒定电流；在所述预定的信号比所述第三阈值电压(V3)高比所述第一阈值电压(V1)低的场合对于第一电流源(225)输出电流控制信号使流过比所述第一恒定电流小的第二恒定电流的第三电信号比较器(223)，

在所述负极和所述第二连接设备之间设置的第二电流源(226)，

比较所述预定的信号和比所述第二阈值电压(V2)高的第四阈值电压(V4)、在所述预定的信号比所述第四阈值电压(V4)高的场合，对于所述第二电流源(226)输出电流控制信号从而从所述第二电流源(226)流过第三恒定电流；在所述预定的信号比所述第二阈值电压(V2)高比所述第四阈值电压(V4)低的场合对于所述第二电流源(226)输出电流控制信号使从所述第二电流源(226)流过比所述第三恒定电流小的第四恒定电流的第四电信号比较器(224)。

5.如权利要求3所述的电抗调整器，其中，

所述积分器(203)进一步具有：

在所述正极和所述第一连接设备(SW1)之间设置的第一可变电流源(235)，

比较所述预定的信号和所述第一阈值电压(V1)、对于所述第一可变电流源(235)输出电流控制信号使所述预定的信号越小从所述第一可变电流源(235)输出越大的电流的第一差动放大设备(233)，

在所述负极和所述第二连接设备(SW2)之间设置的第二可变电流源(236)，

比较所述预定的信号和所述第二阈值电压(V2)、对于所述第二可变电流源(236)输出电流控制信号使所述预定的信号越大从所述第二可变电流源(236)输出越大的电流的第二差动放大设备(234)。

6.如权利要求3所述的电抗调整器，其中，

所述积分器进一步具有：

在所述正极和所述第一连接设备(SW1)之间设置的第一可变电阻器，

比较所述预定的信号和所述第一阈值电压，对于所述第一可变电阻器输出电阻值控制信号、使所述预定的信号越小所述第一可变电阻器的电阻值越小的第一差动放大设备，

在所述负极和所述第二连接设备之间设置的第二可变电阻器，

比较所述预定的信号和所述第二阈值电压，对于所述第二可变电阻器输出电阻值控制信号、使所述预定的信号越大所述第二可变电阻器的电阻值越小的第二差动放大设备。

7.如权利要求1所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(20)具有：

在所述第一以及所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时成为关断、在所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后成为导通的第一p通道MOS-FET(pMOS1)，

与所述第一p沟道MOS-FET(pMOS1)串联、在通过所述电压比较器(10)判断所述第一电荷蓄积设备(C1)的电压比所述第二电荷蓄积设备(C2)的电压高时成为导通、判断为低时关断的第二p沟道MOS-FET(pMOS2)，

与所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)串联、在通过所述电压比较器(10)判断所述第一电荷蓄积设备(C1)的电压比所述第二电荷蓄积设备(C2)的电压低时成为导通、判断为高时为关断的第一n沟道MOS-FET(nMOS1)，

与所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)串联、在所述第一以及所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时成为关断、在所述第一以及所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后成为导通的第二n通道MOS-FET(nMOS2)，

一端与所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)以及所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)之间的节点连接、另一端接地的电容器(Cp)。

8.如权利要求7所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(21)进一步具有：

输出预定的第一基准电压的第一基准电压源(SX)，

比较所述预定的信号以及所述第一基准电压，对于所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)输出对应该比较结果的电压的第一电压比较器(X)，

输出预定的第二基准电压的第二基准电压源(SY)，

比较所述预定的信号以及所述第二基准电压，对于所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)输出对应该比较结果的电压的第二电压比较器(Y)。

9.如权利要求8所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(23)进一步具有：

在所述第一p沟道MOS-FET(pMOS1)以及所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)之间连接的第一可变电阻器(RX)，

比较所述第一基准电压和所述预定的信号，输出基于该比较结果的信号、控制所述第一可变电阻器(RX)的电阻值的第三比较器(AX)，

在所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)以及所述第二n通道MOS-FET(nMOS2)之间连接的第二可变电阻器(RY)，

比较所述第二基准电压和所述预定的信号，输出基于该比较结果的信号、控制所述第二可变电阻器(RY)的电阻值的第四比较器(AY)。

10.如权利要求8所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(230)进一步具有：

在所述第一p沟道MOS-FET(pMOS1)以及所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)之间连接的第一电流源(250)，

比较所述预定的信号和比所述第一基准电压低的第三基准电压、在所述预定的信号比所述第三基准电压低的场合，对于所述第一电流源(250)输出电流控制信号，从而从所述第一电流源(250)流过第一恒定电流；在所述预定的信号比所述第三基准电压高比所述第一基准电压低的场合对于所述第一电流源(250)输出电流控制信号，使从所述第一电流源(250)流过比所述第一恒定电流小的第二恒定电流的第三电信号比较器(223)，

在所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)以及所述第二n沟道MOS-FET(nMOS2)之间连接的第二电流源(226)，

比较所述预定的信号和比所述第二基准电压高的第四基准电压、在所述预定的信号比所述第四基准电压高的场合，对于所述第二电流源(226)输出电流控制信号，从而从所述第二电流源(226)流过第三恒定电流；在所述预定的信号比所述第二基准电压高比所述第四基准电压低的场合对于所述第二电流源(226)输出电流控制信号，使从所述第二电流源(226)流过比所述第三恒定电流小的第四恒定电流的第四电信号比较器(224)。

11.如权利要求4所述的电抗调整器，其中，

所述第一恒定电流和所述第三恒定电流具有相等的电流值，所述第二恒定电流和所述第四恒定电流具有相等的电流值。

12.如权利要求10所述的电抗调整器，其中，

13.如权利要求8所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(21)进一步具有：

在所述第一p沟道MOS-FET(pMOS1)以及所述第二p沟道MOS-FET(pMOS2)之间连接的第一可变电流源，

比较所述预定的信号和所述第一基准电压、对于所述第一可变电流源输出电流控制信号使所述预定的信号越小从所述第一可变电流源输出流过越大的电流的第一差动放大设备，

在所述第一n沟道MOS-FET(nMOS1)以及所述第二n沟道MOS-FET(nMOS2)之间连接的第二可变电流源，

比较所述预定的信号和所述第二阈值电压、对于所述第二可变电流源输出电流控制信号使所述预定的信号越大从所述第二可变电流源输出越大的电流的第二差动放大设备。

14.如权利要求1所述的电抗调整器，其中，

所述信号输出部进一步具有：

检测所述电信号的振幅、输出对应该振幅的检测电压的检测器(8)，

从所述检测电压除去高频谐振成分的滤波器(9)。

15.如权利要求1所述的电抗调整器，其中，

所述信号输出部进一步具有采样所述电信号、输出对应所述电信号的电压的采样电路(24)。

16.如权利要求1所述的电抗调整器，其中，

所述信号输出部具有保持所述电信号的振幅的峰值、输出对应峰值的电压的峰值保持电路(25)。

17.如权利要求15所述的电抗调整器，其中，所述峰值保持电路(25)具有以预定的次数检测所述峰值进行相加的加法电路(26)。

18.如权利要求1到17中任何一项所述的电抗调整器，其中，

所述控制部(19；20；21；23；230)进一步具有相加从所述控制部(19；20；21；23；230)对于所述可变电抗部(7)输出的所述恒定电压值的电压或者基于所述预定的信号的电压、和从所述调整信号源(13)对于所述可变电抗部(7)交替输出的高电平信号或者低电平信号的加法器(14)。

19.收发器，其经由电场传输介质(121)收发数据，由下述设备构成：

如权利要求1到18中任何一项所述的电抗调整器，

为与管理要发送的数据的计算机连接使用的接口部(122)，

在所述接口部(122)和所述可变电抗部之间设置的、生成包含经由所述接口部(122)得到的要发送的数据的信号波向所述可变电抗部(7)提供的数据信号生成部，以及

在所述接口部(122)以及所述电极(123)之间设置的、经由所述电极(123)检测所述电场传输介质(121)内的电场、从检测的电场取得要接收的数据向所述接口部(122)提供的接收部(32)。

20.如权利要求22所述的收发器，其中，所述接收部(32)，通过所述电场检测光学部(15)输入变换后的电信号，从该电信号取得要接收的数据向所述接口部(122)提供。

21.如权利要求22或者23所述的收发器，其中，所述数据信号生成部生成所述探测用信号。

22.发送装置，其经由电场传输介质(121)发送数据，具有：

如权利要求1到18中任何一项所述的电抗调整器，

为与管理要发送的数据的计算机连接使用的接口部(122)，

在所述接口部(122)和所述可变电抗部之间设置的、生成包含经由所述接口部(122)得到的要发送的数据的信号波向所述可变电抗部(7)提供的数据信号生成部。

23.如权利要求25所述的发送装置，其中，所述数据信号生成部生成所述探测用信号。

24.一种方法，用于调整通过经由电场传输介质(121)进行信号的发送或者接收或者收发的通信装置和所述电场传输介质产生的电抗，包括步骤：

通过电极(123)在电场传输介质(121)中感生基于从信号生成部生成的探测用信号的电场，所述信号生成部由振荡器(5)和调制电路(6)组成，

对于在所述信号生成部和所述电极(123)之间串联的、通过在所述电场传输介质(121)、所述通信装置、以及大地接地之间产生的寄生电容调整电抗值、感应串联共振的可变电抗部(7)交替输出高电平信号以及低电平信号，

经由所述电极(123)接收所述电场传输介质(121)内的电场，

生成基于接收的电场的电信号，

在对于所述可变电抗部(7)输出高电平信号时在第一蓄积设备(C1)上蓄积对应所述电信号的电荷、在对于所述可变电抗部(7)输出低电平信号时在第二蓄积设备(C2)上蓄积对应所述电信号的电荷、并且输出对应所述第一电荷蓄积设备(C1)的电压和所述第二电荷蓄积设备(C2)的电压的电压差的预定的信号，

所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时对于所述可变电抗部(7)输出恒定电压值的电压，在所述第一以及所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后对于所述可变电抗部(7)输出基于所述预定的信号的电压。

25.一种发送方法，用于经由电场传输介质(121)进行信号的发送，包括步骤：

经由所述电极(123)接收所述电场传输介质(121)内的电场，

生成基于接收的电场的电信号，

所述第一或者所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的任何一个蓄积电荷时对于所述可变电抗部(7)输出恒定电压值的电压，在所述第一以及所述第二电荷蓄积设备(C1，C2)的电荷蓄积结束后对于所述可变电抗部(7)输出基于所述预定的信号的电压，

对所述电极提供包含要发送的数据的信号波。

26.一种接收方法，用于经由电场传输介质(121)进行信号的接收，包括步骤：

经由所述电极(123)接收所述电场传输介质(121)内的电场，

生成基于接收的电场的电信号，

经由所述电极接收所述电场传输介质内的电场，生成包含要接收的数据的接收数据电信号，

解调接收数据电信号取得所述数据。