CN100571241C - 一种正交频分复用***的半盲信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用***的半盲信道估计方法，包括以下步骤：(a)正交频分复用***接收端逐一获取相邻的两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计；(b)利用步骤(a)得到的导频符号所在时刻/子载波的信道估计，获得其它时频点的信道的初始估计值；(c)利用数字信号取自有限元素集的特性，对此时计算得到的信道估计值进行优化；(d)使用两阶模型模拟法对步骤(c)所得的信道估计优化值进行进一步的校正；(e)根据设定的评估条件对所得的信道估计校正值进行评估，若满足评估条件，返回信道估计结果，结束，否则返回步骤(c)。本发明的半盲信道估计方法，能够在不增加导频符号密度的情况下，提高信道估计的性能。

Description

一种正交频分复用***的半盲信道估计方法

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM)***的信道估计技术，提出了一种新的半盲信道估计方法，适用于OFDM***传输。

背景技术

近几年来，随着下一代无线通信***的发展，OFDM***显示出其强大的优势，被多种标准所采纳，从欧洲DAB(数字广播)、DVB(数字电视)标准、美国高速DSL调制标准，到WLAN、WIMAX以及LTE，OFDM***成为新一代无线通信技术的标志。

OFDM***的主要技术优势在于频谱效率高，带宽扩展性强，抗多径衰落能力强，便于灵活分配频谱资源，便于实现MIMO技术等。

基于上述优点，OFDM已成为新意代无线通信最有竞争力的技术之一，但这种技术也存在内在的局限和设计中必须注意的问题。其中，OFDM***在设计实现信道估计时，从某种意义上讲，比单载波复杂。需要考虑在获得较高性能的同时尽可能减小额外的开销。信道估计是进行相干解调的前提，在OFDM***设计中，普遍采用在数据信号中***导频信号的方法进行信道估计，即通过在固定的时、频点***发送端和接收端已知的导频符号，接收端利用解调后的接收信号运用最小二乘法等方法获取导频符号所在时、频的信道估计，然后通过插值等方法获取其他数据传输部分所在时、频点的信道估计。

图1给出了目前常用的导频分布结构，即时分多路复用(TDM)分布方式、离散式分布方式和FDM分布方式。所谓TDM方式即在一个子帧内只有一个OFDM信号包含导频信号，离散式分布方式则在一个子帧内存在多于一个OFDM信号包含导频信号，而FDM方式则分配每个OFDM信号中固定的子载波为导频信号。通过在已知的时、频点***已知的导频信号，终端通过检测解调后的接收信号，估计该时、频点的信道状况，然后应用插值等信道估计算法获取数据信号所在的时、频点所在的信道状况。

相比其他两种方式，TDM分布方式在低、中速用户速率环境下的信道估计性能相近或更优，同时，TDM分布方式具有一个独特的优点，即控制信道可以分配在和导频符号同一或邻近OFDM符号里，接收器可以通过检测控制信道的调度信息而得知是否存在本用户相关的信息，从而可以在本用户不被调度的情况下，进入休眠状态，大大节约了终端设备的用电。然而，TDM方式相比其他两种分布方式的缺点在于，在高速环境下，信道变化比较快，由于TDM方式在时域的分布密度低于其他两种，因此不能够及时跟踪信道的变化，若仅采用插值等信道估计方法将大大降低信道估计的性能，增加误码率，甚至导致整个传输过程失败。在这种条件下，如果通过增加导频符号的密度来提高信道估计性能，必将带来导频信号以及控制信令等的额外开销。

发明内容

本发明要解决的技术问题是针对OFDM***在高速环境，采用TDM导频分布模式情况下，提出了一种有效的半盲信道估计方法，能够在不增加导频符号密度的情况下，提高信道估计的性能。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种正交频分复用***的半盲信道估计方法，该***采用时分多路复用导频分布模式，该方法包括以下步骤：

(a)正交频分复用***接收端逐一获取相邻的两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计；

(b)利用步骤(a)得到的导频符号所在时刻/子载波的信道估计，对除导频信号以外的时频点的信道采用一阶线性差值方法，先进行频域插值，然后进行时域插值，从而获得信道的初始估计值；

(c)利用数字信号取自有限元素集的特性，对此时计算得到的信道估计值进行优化；

(d)使用两阶模型模拟法对步骤(c)所得的信道估计优化值进行进一步的校正；

(e)根据设定的评估条件对所得的信道估计校正值进行评估，若满足评估条件，返回信道估计结果，结束，否则返回步骤(c)。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(a)中得到的导频符号所在时刻/子载波的信道估计为 ${\tilde{h}}_{i,k}=y_{i,k}/r_{i,k},$ 其中：

为第i时刻第k载波的信道估计，r_i，k为已知的导频信号，y_i，k为第i时刻第k载波的接收信号，k∈[1，2，...，N]，N为全部可用子载波数。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(c)中进一步包括以下步骤：

(c1)首先获得所传数据信号的估计 ${\tilde{x}}_{i,k}=y_{i,k}/{\tilde{h}}_{i,k};$

(c2)利用最小二乘原则，将

匹配为数字信号取自的有限元素集中的数据信号预测值

为第i时刻第k载波的数据信号预测值；

(c3)利用所得的数据信号预测值，计算信道估计优化值 ${\hat{h}}_{i,k}=y_{i,k}/{\hat{x}}_{i,k},$ 其中，为第i时刻第k载波的信道估计优化值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(d)进一步包括以下步骤：

(d1)先根据步骤(c)中获得的信道估计优化值计算时、频区域Q内某一时刻/频率的信道增益二次多项式

$\tilde{m}=\mathrm{PB}$

且有， $Q=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{q}_{\mathrm{ik}}^T,$ P＝Q^-1， $B=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{\hat{h}}_{i,k}^{*}$

(d2)将各时、频点编号代入已获得的信道增益二次多项式

获得信道估计校正值 ${\stackrel{\→}{h}}_{i,k}=q_{\mathrm{ik}}^T{\tilde{m}}^{*}.$

其中，m^H＝(a，b，c，d，e，f)为二次时频域多项式系数，i，k分别为时频域编号； $q_{\mathrm{ik}}^T=(i^2,\mathrm{ik},k^2,i,k,1),$ h_i，k＝ai²+bik+ck²+di+ek+f；(·)^*、(·)^T和(·)^H分别表示共轭、转置及共轭转置。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述时、频区域Q中的时间处理区域为相邻两个子帧的导频符号所在的正交频分复用符号以及期间传输数据的6个正交频分复用符号。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述时、频区域Q中的频率处理区域包含25个子载波，所有可用子载波按照每25个子载波为一个区域划分为12个区域。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(e)中的评估条件是指重复优化过程的次数是否达到预设值，或者两次估计结果的相对差值小于预设值。

综上所述，本发明提供的OFDM***半盲信道估计方法，能够有效地提高TDM导频分配模式下，用户在快衰落信道环境的信道估计性能，从而提高信道估计的准确性，改善传输质量，因此可以充分利用TDM导频分布方式的终端省电等优势，从而既保证了***信道估计的准确性，满足***性能要求，同时又避免了导频信号过于密集而导致***开销过大，提高了***的整体容量。此外，本方法运算简便，保证了实现的可行性。

附图说明

图1A、图1B和图1C分别是频域***式分布，时域***式分布和离散式分布的导频结构示意图，其中打有网格的框表示导频信号，无网格的框表示数据信号。

图2是本发明实施例的信道估计方法的流程图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面以基于OFDM技术的LTE下行链路为例，对本发明做的实施例进一步的描述。

在LTE下行链路中，一个无线帧的长度是10ms。每个无线帧包括20个子帧，每个子帧的长度是0.5ms。对于非广播应用，每个子帧有7个OFDM符号。若采用TDM导频分布方式，在每个子帧中，导频信号分布在一个OFDM符号上。***总带宽为5M，子载波间距为15K，共300个可用子载波。对于OFDM***采用TDM导频分布模式的其它链路，本发明也是同样适用的。

如图2所示，本实施例的信道估计方法的具体实现流程包括以下步骤：

步骤110，OFDM***接收端逐一获取相邻的两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计；

因为在每个时刻的子帧都包含了300个子载波，这里时刻/子载波的意思是指特定时间、特定子载波的两维定义。

具体地，利用导频信号所在的时频点所接收的信号，获得该时频点的信道估计。OFDM的每个子载波数据传输特性可以表示为：

y_i，k＝x_i，k·h_i，k+n_i，k

其中y_i，k，x_i，k，h_i，k，n_i，k分别为第i时刻，第k载波的接收信号、所传输的数据或导频信号、信道增益和噪声，k∈[1，2，...，N]，N为全部可用子载波数。

对于导频信号所在子载波，进行信道估计：

${\tilde{h}}_{i,k}=y_{i,k}/r_{i,k},$

其中r_i，k为已知的导频信号，

为第i时刻，第k载波的信道估计。

对于TDM导频分布方式，在一个子帧内，导频信号仅分布在一个OFDM符号内，导频信号的具体分布位置不在本发明讨论范围内。根据以上方法，同理可得相邻两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计。

步骤120，利用步骤110所得相邻两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计，对除导频信号以外的时、频点的信道采用一阶线性差值方法，先进行频域插值，然后进行时域插值，获得其信道的初始估计值；

步骤130，利用数字信号取自有限元素集的特性，对此时计算得到的信道估计值进行优化；

首先获得所传数据信号的估计

${\tilde{x}}_{i,k}=y_{i,k}/{\tilde{h}}_{i,k},$

由于数据信号的取值选自特定的、有限个数的元素集合，将

利用最小二乘原则匹配为数据信号预测值

然后利用所得的数据信号预测值，对原信道估计进行优化：

${\hat{h}}_{i,k}=y_{i,k}/{\hat{x}}_{i,k}.$

其中，

为第i时刻、第k载波的信道估计优化值。

步骤140，采用现有信道估计中使用的两阶模型模拟法对步骤130所得的信道估计优化值进行进一步的校正；

所谓二阶模型模拟法，即将时、频域信道模型化为二阶时频域多项式，通过信道估计优化值估计二阶时频域多项式的参数，从而得出信道在时、频域的信道估计校正值。

具体而言，在一定的时、频区域内(表示为Ω)某一时刻/频率的信道增益可模型化为二阶时频域多项式：

h_i，k＝ai²+bik+ck²+di+ek+f

其中m^H＝(a，b，c，d，e，f)为二次时频域多项式系数，i，k分别为时频域编号 $q_{\mathrm{ik}}^T=(i^2,\mathrm{ik},k^2,i,k,1),$ (·)^*、(·)^T和(·)^H分别表示共轭、转置及共轭转置。可根据已估计出的

估算出信道的增益二次多项式

$\underset{\tilde{m}}{\min }\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{|{\hat{h}}_{i,k}-{\tilde{m}}^H{q}_{\mathrm{ik}}|}^2.$

该式表示的是求极值的运算，即求使最小的m值，通过极值定理可得： $\tilde{m}=\mathrm{PB}$

其中 $Q=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{q}_{\mathrm{ik}}^T,$ P＝Q^-1， $B=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{\hat{h}}_{i,k}^{*}.$

区域Ω设定为：时间处理区域为相邻两个子帧的导频符号所在的OFDM符号以及期间传输数据的6个OFDM符号，每个频率处理区域包含25个子载波，所有可用子载波按照每25个子载波为一个区域划分为12个区域。需要说明的是，该区域可根据具体的***配置和信道状况进行调整，这里仅给出一个配置实例。

最后，将各时、频点编号代入已获得的信道增益二次多项式获得信道估计校正值 ${\stackrel{\→}{h}}_{i,k}=q_{\mathrm{ik}}^T{\tilde{m}}^{*}.$

步骤150，根据适当的评估条件对所得的信道估计校正值进行评估若评估条件满足：过程结束，返回信道估计结果，若评估条件不满足，返回步骤130。

本实施例的评估条件是重复优化过程的次数是否达到预设值，如3次，或者两次估计结果的相对差值小于预设值，该预设值可根据具体信道条件进行调整。

可以看出，本发明通过将步骤130的优化与步骤140的校正相结合，并在不满足评估条件时反复优化，从而提高信道估计性能。按信道估计方法的分类，信道估计方法可分为基于导频信号的估计，不基于导频信号的盲估计，本发明则属于介于两者之间的半盲估计。

Claims (7)

1、一种正交频分复用***的半盲信道估计方法，该***采用时分多路复用导频分布模式，该方法包括以下步骤：

(a)正交频分复用***接收端逐一获取相邻的两个子帧内的所有导频符号所在时刻/子载波的信道估计；

(b)利用步骤(a)得到的导频符号所在时刻/子载波的信道估计，对除导频信号以外的时频点的信道采用一阶线性差值方法，先进行频域插值，然后进行时域插值，从而获得信道的初始估计值；

(c)利用数字信号取自有限元素集的特性，对此时计算得到的信道估计值进行优化；

(d)使用两阶模型模拟法对步骤(c)所得的信道估计优化值进行进一步的校正；

(e)根据设定的评估条件对所得的信道估计校正值进行评估，若满足评估条件，返回信道估计结果，结束，否则返回步骤(c)。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)中得到的导频符号所在时刻/子载波的信道估计为 ${\tilde{h}}_{i,k}=y_{i,k}/r_{i,k},$ 其中：

为第i时刻第k载波的信道估计，r_i，k为已知的导频信号，y_i，k为第i时刻第k载波的接收信号，k∈[1，2，...，N]，N为全部可用子载波数。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤(c)中进一步包括以下步骤：

(c1)首先获得所传数据信号的估计 ${\tilde{x}}_{i,k}=y_{i,k}/{\tilde{h}}_{i,k};$

(c2)利用最小二乘原则，将

匹配为数字信号取自的有限元素集中的数据信号预测值

为第i时刻第k载波的数据信号预测值；

(c3)利用所得的数据信号预测值，计算信道估计优化值 ${\hat{h}}_{i,k}=y_{i,k}/{\hat{x}}_{i,k},$ 其中，

为第i时刻第k载波的信道估计优化值。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(d)进一步包括以下步骤：

(d1)先根据步骤(c)中获得的信道估计优化值计算时、频区域Q内某一时刻/频率的信道增益二次多项式

$\tilde{m}=\mathrm{PB}$

且有， $Q=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{q}_{\mathrm{ik}}^T,$ P＝Q^-1， $B=\underset{(i,k)\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{q}_{\mathrm{ik}}{\hat{h}}_{i,k}^{*}$

(d2)将各时、频点编号代入已获得的信道增益二次多项式

获得信道估计校正值 ${\stackrel{\→}{h}}_{i,k}=q_{\mathrm{ik}}^T{\tilde{m}}^{*}.$

其中，m^H＝(a，b，c，d，e，f)为二次时频域多项式系数，i，k分别为时频域编号； $q_{\mathrm{ik}}^T=(i^2,\mathrm{ik},k^2,i,k,1),$ h_i，k＝ai²+bik+ck²+di+ek+f；(·)^*、(·)^T和(·)^H分别表示共轭、转置及共轭转置。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述时、频区域Q中的时间处理区域为相邻两个子帧的导频符号所在的正交频分复用符号以及期间传输数据的6个正交频分复用符号。

6、如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，所述时、频区域Q中的频率处理区域包含25个子载波，所有可用子载波按照每25个子载波为一个区域划分为12个区域。

7、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(e)中的评估条件是指重复优化过程的次数是否达到预设值，或者两次估计结果的相对差值小于预设值。

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