CN100542012C - 一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法。将共源级和共栅级晶体管均偏置在中等反型区，使用的电源为低压电源，并在共源级晶体管的栅极和源极间并联一个电容混联阵列，通过低压电源和电容混联阵列的设定值的调整以及源简并电感和串联电感的选用，在保证一定增益的情况下，大大降低噪声放大器的功耗，提高了增益—功耗比，使增益—功耗比达到了20dB/mW。本低噪声放大器在输入级同时做到了噪声匹配和功率增益匹配，降低了无线通信***和导航***接收机对电池容量的要求。本发明中的电感、电容均可用现代集成电路工艺实现，因此本发明所涉及的高增益—功耗比低噪声放大器不仅设计简单，同时具有单片集成的特点。

Description

一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法

技术领域

本发明属于无线通信领域和导航领域，涉及一种低噪声放大器及实现方法，特别设计一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法。

背景技术

低噪声放大器是无线通信***和导航***接收机射频前端的关键模块。低噪声放大器在尽可能减少信噪比恶化的前提下，对射频信号进行尽可能的放大，以降低后级模块引入的噪声。当今，为了使得无线通信***和导航***接收机更小巧、更具有便携性，通常都采用电池对接收机电路进行供电，这就对电路的功耗提出了很高的要求。对于低噪声放大器，又必须提供尽量高的增益，所以增益-功耗比就成为了一项衡量低噪声放大器的重要指标。在其他指标相同的情况下，增益-功耗比越高的低噪声放大器就越好。

在MOS管放大器和网络噪声理论中，一般有如下的参数定义：MOS管源漏电压，源漏电流，栅源电压，栅源电容，工作频率分别为V_DS，I_DS，V_GS，C_gs，ω，跨导为g_m，且有如下关系， $g_m=\frac{{\∂I}_{\mathrm{DS}}}{\∂V_{\mathrm{GS}}},$ $g_{d0}=\frac{\∂I_{\mathrm{DS}}}{{\∂V}_{\mathrm{DS}}}{|}_{V_{\mathrm{DS}}=0},$ $\mathrm{\α}=\frac{g_m}{g_{d0}},$ 其中α，g_d0为参数。由沟道热噪声引起的沟道噪声电流的功率谱密度可表示 $\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{nd}}^2}=4\mathrm{kT\γ}{g}_{d0},$ 其中k和T分别为玻尔兹曼常数和绝对温度。串联在MOS管栅极的噪声电流源的功率谱密度为 $\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ng}}^2}=4\mathrm{kT\δ}{g}_g,$ 其中 $g_g=\frac{{\mathrm{\ω}}^2{C}_{\mathrm{gs}}^2}{5g_{d0}}.$ $c=\frac{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ng}}\·i_{\mathrm{nd}}^{*}}}{\sqrt{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ng}}^2}}\·\sqrt{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{nd}}^2}}},$ 表示i_nd ²和i_ng ²的相关程度。长沟道器件的α，γ，δ和c的参考典型值分别为1、

和0.395。

常见的低噪声放大器均将共源级晶体管偏置在强反型区，这样做会得到很大的增益，但同时也会带来很大的功耗，导致增益-功耗比不高。另外，常见的低噪声放大器在输入级要么做到了噪声匹配，要么做到了功率增益匹配，两者只能居其一。所以目前低噪声放大器的增益-功耗比最高仅能达到10dB/mW左右。

发明内容

本发明公开了一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法。将共源级和共栅级晶体管均偏置在中等反型区，使用的电源为低压电源，并在共源级晶体管的栅极和源极间并联一个电容混联网络，通过低压电源和电容混联网络的设定值的调整以及源简并电感和串联电感的选用，在保证一定增益的情况下，大大降低了低噪声放大器的功耗，提高了增益-功耗比，使得本低噪声放大器在输入级同时做到了噪声匹配和功率增益匹配，降低了无线通信***和导航***接收机对电池容量的要求。

一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器，包括共源级、共栅级、输出匹配网络、低压偏置电压源、电源耦合电感，并且低压偏置电压源将共源晶体管和共栅晶体管均偏置在中等反型区。

其中的共源级包括：

1.用于为低噪放的输入端提供50欧姆输入阻抗的匹配电路，由共源晶体管、输入隔直电容、源简并电感、输入串联电感以及电容混联网络组成。共源晶体管的栅极同时与输入串联电感和电容混联网络的A端相连，其源极同时与源简并电感的一端和电容混联网络的B端相连，其漏极与电源耦合电感的一端相连；输入隔直电容可将低噪放前级的直流电平滤除；源简并电感的另一端接地，其中的共源晶体管同时对输入射频信号进行放大；

2.用于为共源晶体管提供偏置的偏置电阻和输入隔直电容，该偏置电阻的一端接输入串联电感，一端接低压偏置电压源，输入隔直电容一端接偏置电阻，一端接射频输入端；

其中的共栅级包括：

用于为共栅晶体管提供直流通路和输出隔直的电路，由共栅晶体管、地耦合电感和输出隔直电容组成，共栅晶体管栅极接地，其漏级同时接地耦合电感和输出隔直电容的一端，地耦合电感的另一端接地，输出隔直电容的另一端接输出匹配网络。

根据 $C_{\mathrm{ex}}=C_{\mathrm{gs}}(\sqrt{\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{50\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}-\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}-\mathrm{\α}|c|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}-1)$ 计算电容混联网络的等效电容值C_ex，利用工艺库中的射频电容组成电容混联网络，使其等效电容值为C_ex，其中α，δ，γ，c均为与工艺相关的常数，C_gs为共源级晶体管的栅源电容值，ω为所设计放大器的工作频率。

所述低压偏置电压源的电压为0.4V到0.7V之间。

一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器实现方法，包括如下步骤：

步骤1：选定频率ω作为所设计放大器的工作频率

步骤2：在0.4V到0.7V之间选择一点电压作为低压电源的电压；

步骤3：在射频MOS工艺库中选择一个NMOS晶体管作为共源晶体管

步骤4：在射频MOS工艺库中选择长度与共源晶体管相同，但宽度比共源晶体管大的PMOS晶体管作为共栅晶体管。

步骤5：将共源晶体管的栅极同时与输入串联电感和电容混联网络的A端相连，其源极同时与源简并电感的一端和电容混联网络的B端相连，并将源简并电感的另一端接地，共源晶体管的漏极与电源耦合电感的一端相连，对输入射频信号进行放大；将共栅晶体管栅极接地，其漏级分别接地耦合电感的一端和输出隔直电容的一端，地耦合电感的另一端接地，输出隔直电容的另一端接输出匹配网络，输出射频信号，共栅晶体管的源极与共源晶体管的漏极相连；将偏置电阻的一端与输入隔直电容和输入电感相连的一端相连，另一端接低压偏置电压源；输入隔直电容一端与输入串联电感相连，另一端与射频输入相连；

步骤6：计算并设定电容混联网络的等效电容值C_ex，并根据设定的C_ex计算并设定源简并电感的电感值L_s和输入串联电感的电感值L_g；

步骤7：通过仿真判断增益-功耗比是否达到最优，如果未达到最优增益-功耗比则转到步骤2，重新选择低压电源的电压，否则结束。

所述步骤6中，根据 $C_{\mathrm{ex}}=C_{\mathrm{gs}}(\sqrt{\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{50\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}-\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}-\mathrm{\α}|c|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}-1)$ 和共源级晶体管的栅源电容值C_gs设定电容混联网络的等效电容值C_ex，其中，α，δ，γ，c均为与工艺相关的常数，ω为所设计放大器的工作频率。

所述步骤6中，根据设定的等效电容值C_ex、选用的栅源电容值C_gs和跨导g_m，利用公式 $L_s=\frac{50(C_{\mathrm{ex}}+C_{\mathrm{gs}})}{g_m}$ 求得并设定源简并电感的电感值L_s。

所述步骤6中，根据设定的等效电容值C_ex、选用的栅源电容值C_gs和所得的源简并电感的电感值L_s，用公式 $L_g=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{ex}})}-L_s$ 求得并设定输入串联电感的电感值L_g。

本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法的优点在于：

(1)本发明将共源级和共栅级晶体管均偏置在中等反型区，在保证一定增益的情况下，大大降低了噪声放大器的功耗，提高了增益-功耗比。本发明的增益-功耗比达到了20dB/mW，比现有增益-功耗比的最大值增大了近10dB/mW。

(2)本发明通过低压电源和在共源级晶体管的栅极和源极间连接电容混联网络的设定值的调整以及源简并电感和串联电感的选用，使得本低噪声放大器在输入级同时做到了噪声匹配和功率增益匹配。

(3)本发明中的电感、电容均可用现代集成电路工艺实现，因此本发明所涉及的高增益-功耗比低噪声放大器不仅设计简单，同时具有单片集成的特点。

附图说明

图1为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的结构图；

图2为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大实现方法的设计流程图；

图3为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的S参数响应曲线图；

图4为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的最小噪声系数和噪声系数曲线图；

图5为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的工作功率增益和可用功率增益曲线图；

图6为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的稳定性曲线；

图7为本发明一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器的输入端口反射系数S11和输出端口反射系数S22的smith圆图。

图中：1.输入隔直电容  2.偏置电阻  3.输入串联电感4.电容混联网络  5.源简并电感  6.电源耦合电感  7.共源晶体管8.共栅晶体管  9.地耦合电感  10.低压偏置电压源11.输出隔直电容  12.输出匹配网络

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本发明公开了一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器及实现方法，使用的电源为低压电源，并通过在共源级晶体管的栅极和源极间并联一个电容混联网络，实现了输入的噪声和功率增益的同时匹配，并通过低压电源和电容混联网络的设定值的调整以及源简并电感和串联电感的选用，使得本发明提出的低噪声放大器同时具有较高的功率增益、较低的噪声系数和很高的增益-功耗比，可以降低无线通信***和导航***接收机对电池容量的要求。

一种用于无线通信***和导航***接收机的高增益-功耗比低噪声放大器，如图1所示，给出了本发明提出的高增益-功耗比低噪声放大器电路图，它是一个折叠共源共栅型的放大器，由共源级、共栅级、输出匹配网络12、低压偏置电压源10、电源耦合电感6组成。共源级由共源晶体管7、源简并电感5、输入串联电感3以及电容混联网络4组成。低压偏置电压源10通过一个偏置电阻2给共源晶体管7提供偏置，并将其偏置在中等反型区。在本实例中，低压偏置电压源10电压为0.6V，并且将共源晶体管7和共栅晶体管8均偏置在中等反型区。

其中的共源级包括：用于为低噪放的输入端提供50Ω输入阻抗的匹配电路和用于为共源晶体管7提供偏置的偏置电阻2和输入隔直电容1。匹配电路由共源晶体管7、源简并电感5、输入串联电感3以及电容混联网络4组成，共源晶体管7的栅极同时与输入串联电感3和电容混联网络4的A端相连，其源极同时与源简并电感5的一端和电容混联网络4的B端相连，其漏极与电源耦合电感6的一端相连，源简并电感5的另一端接地，其中的共源晶体管7同时对输入射频信号进行放大；偏置电阻2的一端接输入串联电感3，一端接低压偏置电压源10，输入隔直电容1一端接偏置电阻2，一端接射频输入端。

其中的共栅级包括：用于为共栅晶体管8提供直流通路和输出隔直的电路，由共栅晶体管8、地耦合电感9和输出隔直电容11组成，共栅晶体管8栅极接地，其漏级同时接地耦合电感9和输出隔直电容11的一端，地耦合电感9的另一端接地，输出隔直电容11的另一端接输出匹配网络12。

一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大实现方法，设计流程如图2所示，包括如下步骤：

步骤一：选定频率ω作为所设计放大器的工作频率；

步骤二：在0.4V到0.7V之间选择一点电压作为低压电源的电压；这个电压将直接加到共源晶体管7和共栅晶体管8的栅极和源极之间，并使之偏置在中等反型区，保证了本装置低功耗的可能性。

在0.4V到0.7V之间选择低压偏置电压源10的电压的原因是，对于短沟道晶体管而言，在考虑载流子速度饱和效应、迁移率退化等二阶效应的条件下，MOS管从弱反型到强反型的漏源电流可以统一表示为：

$I_D=\frac{{\mathrm{\μ}}_0{C}_{\mathrm{ox}}W}{2\mathrm{nL}}\·\frac{X^2}{1+\mathrm{\ρX}}\·(1+\mathrm{\λ}{V}_{\mathrm{DS}})---\left(1\right)$

其中， $X=2n{V}_T\ln [1+\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{th}}}{2n{V}_T}\right)],\mathrm{\ρ}=\mathrm{\θ}+\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{2n{v}_{\mathrm{sat}}L}---\left(2\right)$

这里参数μ₀，C_ox，n，V_T，V_th，θ，v_sat分别是低电场下的载流子迁移率、单位面积栅氧化层电容、亚阈值斜率因子、热力学电压、阈值电压、迁移率退化系数和饱和速率。W，L，λ，V_GS，V_DS分别表示晶体管的宽、长，沟道长度调制系数，栅源电压和漏源电压。

根据跨导g_m的定义，可以得到从弱反型到强反型的跨导统一表达式为：

$g_m=\frac{{\mathrm{\μ}}_0{C}_{\mathrm{ox}}W}{2\mathrm{nL}}\·(\frac{X}{1+\mathrm{\ρX}}+\frac{X}{{(1+\mathrm{\ρX})}^2})\·\{1-{\left[\exp \left(\frac{X}{2n{V}_T}\right)\right]}^{-1}\·(1+\mathrm{\λ}{V}_{\mathrm{DS}})---\left(3\right)$

利用上式，并根据截止频率的定义：

$f_T=\frac{g_m}{2\mathrm{\π}(C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GB}})}---\left(4\right)$

其中，C_GS、C_GB分别表示晶体管的栅源电容和栅体电容。

可以得到：

$\frac{g_m{f}_T}{I_D}=\frac{4{\mathrm{\μ}}_0}{\mathrm{\π}{L}^2}\·\frac{I_N{[n-1+{(\frac{3}{2}+\frac{1+\sqrt{4I_N+1}}{2I_N})}^{-1}]}^{-1}}{(1+\mathrm{\θ}\sqrt{I_N}){(1+\sqrt{{4I}_N+1})}^2}---\left(5\right)$

其中， $I_N=\frac{I_D}{2n{V}_T^2(W/L){\mathrm{\μ}}_0{C}_{\mathrm{ox}}}.$

在深亚微米工艺参数条件下，令：

$\frac{\∂\left(\frac{g_m{f}_T}{I_D}\right)}{\∂V_{\mathrm{GS}}}=0---\left(6\right)$

由(6)式可以知道，(5)式的极值点大约发生在V_GS等于0.4V到0.7V之间。而这个栅源电压正好对应于MOS管的中等反型区。由此可见，通过将本装置的电源电压设置在0.4V到0.7V的某一合适值上时，本装置的增益-功耗比这个设计指标将趋近于最优。

步骤三：在射频MOS工艺库中选择一个NMOS晶体管作为共源晶体管7；

步骤四：在射频MOS工艺库中选择长度与共源晶体管7相同，但宽度比共源晶体管大的PMOS晶体管作为共栅晶体管8；

步骤五：将共源晶体管7的栅极同时与输入串联电感3和电容混联网络4的A端相连，其源极同时与源简并电感5的一端和电容混联网络4的B端相连，并将源简并电感5的另一端接地，共源晶体管7的漏极与电源耦合电感6的一端相连，对输入射频信号进行放大；将共栅晶体管8栅极接地，其漏级分别接地耦合电感9的一端和输出隔直电容11的一端，地耦合电感9的另一端接地，输出隔直电容11的另一端接输出匹配网络12并输出射频信号，共栅晶体管8的源极与共源晶体管7的漏极相连；将偏置电阻2的一端与输入隔直电容1和输入串联电感3相连的一端相连，另一端接低压偏置电压源10；输入隔直电容1一端与输入串联电感3相连，另一端与射频输入相连；

步骤六：根据 $C_{\mathrm{ex}}=C_{\mathrm{gs}}(\sqrt{\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{50\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}-\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}-\mathrm{\α}|c|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}-1)$ 和共源晶体管7的栅源电容值C_gs，计算出电容混联网络4的等效电容值C_ex，利用工艺库中的射频电容组成电容混联网络4，使其等效电容值为C_ex，若射频电容值为C_ex的两倍或以上，则电容混联网络4采用并联形式，若射频电容值为C_ex的一倍以下，则电容混联网络4采用串联形式，若射频电容值为C_ex的一到两倍之间，则电容混联网络4采用先串联后并联的混联形式。

根据设定的电容混联网络4等效电容值C_ex、选用的共源晶体管7的栅源电容值C_gs和跨导g_m，利用公式 $L_s=\frac{50(C_{\mathrm{ex}}+C_{\mathrm{gs}})}{g_m}$ 求得源简并电感5的电感值L_s。

根据设定的电容混联网络4等效电容值C_ex、选用的共源晶体管7的栅源电容值C_gs和所得的源简并电感5的电感值L_s，用公式 $L_g=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{ex}})}-L_s$ 求得输入串联电感3的电感值L_g。

上述各个参数的取值的依据是，根据本实例的小信号等效电路，可以得到本发明低噪声放大器的噪声最优源阻抗为：

$Z_{\mathrm{opt}}=\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}+j(\frac{C_{\mathrm{tot}}}{C_{\mathrm{gs}}}+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}[\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)+{(\frac{C_{\mathrm{tot}}}{C_{\mathrm{gs}}}+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}^2]}-\mathrm{j\ω}{L}_s---\left(7\right)$

其中，C_tot＝C_gs+C_ex，C_ex为电容混联网络4的等效电容值，ω为本发明低噪声放大器的工作频率，C_gs为共源晶体管7的栅源电容值，L_s为源简并电感5的电感值。

根据噪声匹配条件有：

$\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}[\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)+{(\frac{C_{\mathrm{tot}}}{C_{\mathrm{gs}}}+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}^2]}=\mathrm{Re}\left[Z_s\right]=50\mathrm{\Ω}---\left(8\right)$

$\frac{j(\frac{C_{\mathrm{tot}}}{C_{\mathrm{gs}}}+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}[\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)+{(\frac{C_{\mathrm{tot}}}{C_{\mathrm{gs}}}+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}^2]}-\mathrm{j\ω}{L}_s=\mathrm{Im}\left[Z_s\right]=\mathrm{j\ω}{L}_g---\left(9\right)$

其中，L_g为输入串联电感3的电感值。

根据功率匹配条件有：

$\mathrm{j\ω}{L}_s+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{tot}}}=-\mathrm{Im}\left[Z_s\right]=-\mathrm{j\ω}{L}_g---\left(10\right)$

$\frac{g_m{L}_s}{C_{\mathrm{tot}}}=\mathrm{Re}\left[Z_s\right]=50\mathrm{\Ω}---\left(11\right)$

(8)到(11)式就是在增益和噪声同时取得最优的匹配条件。

由于在典型深亚微米工艺参数下有：

$\frac{1+\mathrm{\α}\left|c\right|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}}{[\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)+{(1+\mathrm{\α}|c\left|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}\right)}^2]}\≈1---\left(12\right)$

将(12)式代入(9)、(10)式，发现(9)、(10)两个式子是等价的。于是功率增益和噪声同时取得最优的匹配条件为(8)、(10)和(11)式。所以，若按照本步骤中的方法来选取源简并电感5的值L_s、输入串联电感3的值L_g和电容混联网络4的值，就可使本发明的低噪声放大器同时达到功率增益优化和噪声匹配优化。

步骤七：通过仿真判断增益-功耗比是否达到最优；仿真本放大器的最小噪声曲线和噪声曲线并相比，若两曲线在工作频率点重合，则说明已达到噪声匹配最优化；仿真本放大器的可用功率增益曲线和工作功率增益曲线并相比，若两曲线在工作频率点重合，则说明已达到功率增益最优化；仿真本放大器的稳定性曲线，在图中若曲线在工作频率范围内均大于1，则说明本放大器始终稳定；仿真本放大器的输入端口反射系数S11和输出端口反射系数S22的Smith圆图，在图中若曲线在工作频率点穿过圆心，则说明本放大器在输入和输出端口都匹配到了50Ω标准阻抗；如果以上条件全都符合则说明本低噪声放大器的增益-功耗比已达到最优，如果未达到则转到步骤二，重新选择低压电源的电压，否则结束。

本实例中，在Red Hat Advanced Server 3.0操作***环境下，利用Cadence设计软件和SMIC 0.18μm RF CMOS工艺对本发明的设计实例进行了1GHz到2GHz频段的S参数仿真测试，测试结果如下：

如图3所示，本实施例中所设计的低噪声放大器，在1.57GHz的工作频率处的正向增益为18.4dB，反向增益为-28.74dB。从上述指标可以看出本发明所设计的低噪声放大器具有适当的功率增益和合理的泄漏。

如图4所示，本实施例中所设计的低噪声放大器的最小噪声系数(NFmin)和噪声系数(NF)曲线在工作频率处几乎重合于1dB，这说明该电路达到了良好的噪声匹配，且噪声系数很低，约为1dB。

如图5所示，本实施例中所设计的低噪声放大器的工作功率增益(GP)和可用功率增益曲线(GA)在工作频率1.57GHz处几乎重合于18dB，这说明该电路也达到了良好的功率匹配。

如图6所示，本实施例中所设计的低噪声放大器的稳定性因子(Kf)曲线始终大于1，说明该实例在工作频段内始终稳定。

如图7所示，为本实施例输入端口反射系数S11和输出端口反射系数S22的smith圆图，所设计实例的S11和S22曲线在smith圆图上几乎均穿过原点，说明该实例的输入输出端口都良好地匹配到了50Ω标准阻抗。

从以上结论可得，本实例较好的满足了所有的最优条件，并且通过直流仿真，测得该实例在0.6V的电源电压下抽取约1.54mA的电流，功耗仅为927μW，增益-功耗比为 $\frac{18.4\mathrm{dB}}{927\mathrm{\μW}}\≈20\mathrm{dB}/\mathrm{mW}.$

从以上的测试结果可以看出，本发明所提出的一种用于无线通信***和导航***接收机的高增益-功耗比低噪声放大器，在输入和输出端都实现了50Ω的阻抗匹配，并且在其他参数都保持在合理值的情况下，其增益-功耗比非常高，而噪声系数却很低。

Claims (7)

1、一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器，包括共栅级、输出匹配网络和电源耦合电感，其特征在于：还包括共源级和低压偏置电压源，所述低压偏置电压源将共源晶体管和共栅晶体管均偏置在中等反型区；

所述共源级包括：用于为低噪放的输入端提供50欧姆输入阻抗的匹配电路，由共源晶体管、输入隔直电容、源简并电感、输入串联电感以及电容混联网络组成，共源晶体管的栅极同时与输入串联电感和电容混联网络的A端相连，其源极同时与源简并电感的一端和电容混联网络的B端相连，其漏极与电源耦合电感的一端相连；输入隔直电容可将低噪放前级的直流电平滤除；源简并电感的另一端接地，其中的共源晶体管同时对输入射频信号进行放大；

所述共源级还包括用于为共源晶体管提供偏置的偏置电阻和输入隔直电容，偏置电阻的一端接输入串联电感，一端接低压偏置电压源，输入隔直电容一端接偏置电阻，一端接射频输入端；

所述共栅级由共栅晶体管、地耦合电感和输出隔直电容组成，共栅晶体管栅极接地，其漏级同时接地耦合电感和输出隔直电容的一端，地耦合电感的另一端接地，输出隔直电容的另一端接输出匹配网络。

2、根据权利要求1所述一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器，其特征在于：所述电容混联网络的等效电容值C_ex根据 $C_{\mathrm{ex}}=C_{\mathrm{gs}}(\sqrt{\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{50\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}-\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}-\mathrm{\α}|c|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}-1)$ 计算，且由工艺库中的射频电容连接而成，使其等效电容值为C_ex，其中α，δ，γ，c均为与工艺相关的常数，C_gs为共源级晶体管的栅源电容值，ω为所设计放大器的工作频率。

3、根据权利要求1所述一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器，其特征在于：所述低压偏置电压源的电压为0.4V到0.7V之间。

4、一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器实现方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤一：选定频率ω作为所设计放大器的工作频率；

步骤二：在0.4V到0.7V之间选择一点电压作为低压电源的电压；

步骤三：在射频MOS工艺库中选择一个NMOS晶体管作为共源晶体管；

步骤四：在射频MOS工艺库中选择长度与共源晶体管相同，但宽度比共源晶体管大的PMOS晶体管作为共栅晶体管；

步骤五：将共源晶体管的栅极同时与输入串联电感和电容混联网络的A端相连，其源极同时与源简并电感的一端和电容混联网络的B端相连，并将源简并电感的另一端接地，共源晶体管的漏极与电源耦合电感的一端相连，对输入射频信号进行放大；将共栅晶体管栅极接地，其漏级分别接地耦合电感的一端和输出隔直电容的一端，地耦合电感的另一端接地，输出隔直电容的另一端接输出匹配网络，输出射频信号，共栅晶体管的源极与共源晶体管的漏极相连；将偏置电阻的一端与输入隔直电容和输入电感相连的一端相连，另一端接低压偏置电压源；输入隔直电容一端与输入串联电感相连，另一端与射频输入相连；

步骤六：计算并设定电容混联网络的等效电容值C_ex，并根据设定的C_ex计算并设定源简并电感的电感值L_s和输入串联电感的电感值L_g；

步骤七：通过仿真判断增益-功耗比是否达到最优，如果未达到最优增益-功耗比则转到步骤二，重新选择低压电源的电压，否则结束。

5、根据权利要求4所述一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器实现方法，其特征在于：所述步骤六中，根据 $C_{\mathrm{ex}}=C_{\mathrm{gs}}(\sqrt{\frac{\mathrm{\α}\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}}{50\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}-\frac{{\mathrm{\α}}^2\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}(1-{\left|c\right|}^2)}-\mathrm{\α}|c|\sqrt{\frac{\mathrm{\δ}}{5\mathrm{\γ}}}-1)$ 和共源级晶体管的栅源电容值C_gs设定电容混联网络的等效电容值C_ex，其中，α，δ，γ，c均为与工艺相关的常数，ω为所设计放大器的工作频率。

6、根据权利要求4所述一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器实现方法，其特征在于：所述步骤六中，根据设定的等效电容值C_ex、选用的栅源电容值C_gs和跨导g_m，利用公式 $L_s=\frac{50(C_{\mathrm{ex}}+C_{\mathrm{gs}})}{g_m}$ 求得并设定源简并电感的电感值L_s。

7、根据权利要求4所述一种用于无线通信和导航接收机的低噪声放大器实现方法，其特征在于：所述步骤六中，根据设定的等效电容值C_ex、选用的栅源电容值C_gs和所得的源简并电感的电感值L_s，用公式 $L_g=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{ex}})}-L_s$ 求得并设定输入串联电感的电感值L_g。

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