CN100541998C

CN100541998C - 开关电源电路

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Publication number: CN100541998C
Application number: CNB2006101523755A
Authority: CN
Inventors: 安村昌之
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2006-09-28
Publication date: 2009-09-16
Anticipated expiration: 2026-09-28
Also published as: CN1941593A; JP4353164B2; JP2007104747A

Abstract

本发明公开了一种包括开关元件、变换器变压器、次级侧整流和平滑电路、开关元件控制单元、扼流线圈、初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路和串联电路的开关电源电路。开关元件实现直流(DC)电压的开关以将该电压变换为交流(AC)电压。扼流线圈被提供以电压并且被连接到初级绕组的一个绕组端和开关元件的一个端子。初级侧串联谐振电路连接了初级侧串联谐振电容器，并具有受漏电感支配的谐振频率。初级侧并联谐振电路将初级侧并联谐振电容器并联连接到开关元件，并具有一谐振频率。串联电路是由钳位电容器和在开关元件的非导通时段中导通的辅助开关元件形成的。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及开关电源电路。

背景技术

作为采用谐振变换器的所谓的软开关电源的类型，电流谐振型和电压谐振型已经广为人知。当前，已广泛地采用由两个晶体管开关元件形成的半桥式电流谐振变换器，因为其可以容易地投入实用。

然而，由于例如高击穿电压开关元件的特性当前正得到改善，因此与将电压谐振变换器投入实用相关的与击穿电压有关的问题也正得到解决。此外，已知在DC输出电压线的噪声分量和输入反馈噪声方面，由一个晶体管开关元件形成的单端电压谐振变换器要优于一个晶体管的电流谐振正激变换器。

图16图示了包括单端电压谐振变换器的开关电源电路的一种配置示例。这种电压谐振变换器与稍后要被描述的由次级绕组的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2形成的次级侧串联谐振电路相结合，并且因此被称作多重(multiple)谐振变换器。

在图16的开关电源电路中，来自商用交流电源AC的电压被由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路整流和平滑，从而作为平滑电容器Ci两端的电压，产生了DC输入电压Ei。来自商用电流AC的线路具有噪声滤波器，该噪声滤波器包括一对共模扼流圈CMC和两个跨线电容器CL，该噪声滤波器去除了共模噪声。

DC输入电压Ei被输入到电压谐振变换器作为DC输入电压。电压谐振变换器具有单端配置，包括如上所述的一个晶体管开关元件Q1。该电路中的电压谐振变换器是他励(separately excited)的。具体而言，由MOSFET形成的开关元件Q1被振荡和驱动电路2以开关方式驱动。

MOSFET的体二极管DD1与开关元件Q1并联连接。另外，初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr和隔离变换器变压器中的初级绕组N1的漏电感L1形成了初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。作为开关元件Q1的开关操作，该初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作。

为了以开关方式驱动开关元件Q1，振荡和驱动电路2向开关元件Q1的栅极施加作为驱动信号的栅极电压。从而，开关元件Q1实现具有依赖于驱动信号周期的开关频率的开关操作。

隔离变换器变压器PIT将来自开关元件Q1的开关输出发送到次级侧。如图17所示，隔离变换器变压器PIT由EE形芯构成，EE形芯通过组合例如由铁氧体材料组成的E形芯CR1和CR2来形成。此外，初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在覆盖EE形芯的中心磁芯柱(leg)的线轴B上，其中缠绕部分被划分为初级侧和次级侧。另外，在隔离变换器变压器PIT的EE形芯的中心芯柱中提供有约0.8到1.0mm长度的间隙G，从而在初级侧和次级侧之间获得了约0.80到0.85的耦合系数k。当耦合系数k具有这样的值时，初级和次级侧之间的耦合度可被当作弱耦合，从而难以达到饱和状态。耦合系数k的值是设置漏电感(漏电感L1的电感)时的一个因子。

隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1***在开关元件Q1和平滑电容器Ci的正电极之间，这样允许从开关元件Q1传递开关输出。在隔离变换器变压器PIT的次级绕组N2中，生成了由初级绕组N1感应的交流电压。

在次级侧，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的一端串联连接，因此，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成了次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)。

此外，整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co连接到该次级侧串联谐振电路，如图所示，从而形成了电压倍增器半波整流电路。作为平滑电容器Co两端的电压，该电压倍增器半波整流电路产生了电平是在次级绕组N2中所感应的次级绕组电压V3的两倍的DC输出电压Eo。DC输出电压Eo被提供到负载，并被输入到控制电路1，作为用于恒压控制的检测电压。

控制电路1检测被输入作为检测电压的DC输出电压Eo的电平，随后将所获得的检测输出输入到振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2输出驱动信号，该驱动信号的频率等依赖于由检测输出指示的DC输出电压Eo的电平而变化，从而控制开关元件Q1的开关操作，使得DC输出电压Eo在预定电平保持恒定。从而，实现了DC输出电压Eo的稳定控制。

图18A至18C和19示出了对具有图16所示配置的电源电路的实验结果。对于这些实验，图16的电源电路中的主要部件被设计为具有以下参数。

隔离变换器变压器PIT的芯采用EER-35芯，在其中心芯柱中的间隙被设计为具有1mm的间隙长度。初级绕组N1和次级绕组N2的匝数分别被设为39T和23T。次级绕组N2中每匝(T)的感应电压电平被设为3V/T。隔离变换器变压器PIT的耦合系数k被设为0.81。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容被设为3900pF(微微法拉)。次级侧串联谐振电容器C2的电容被设为0.1μF(微法拉)。因此，初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1被设为230kHz(千赫)，而次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2被设为82kHz。因此，初级侧并联谐振频率fo1和次级侧串联谐振频率fo2之间的相对关系可表达为

DC输出电压Eo的额定电平是135V。可允许负载功率范围从200W的最大负载功率Pomax到0W的最小负载功率Pomin。

图18A至18C是示出了图16所示的电源电路中的主要部件的操作的波形图，其反映了开关元件Q1的相应开关周期。图18A示出了当负载功率为200W的最大负载功率Pomax时被施加到开关元件Q1的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I2、次级绕组电流I3以及整流电流ID1和ID2。图18B示出了当负载功率为120W的中间负载功率Po时的电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I2和次级绕组电流I3。图18C示出了当负载功率为0W的最小负载功率Pomin时的开关电压V1和开关电流IQ1。

电压V1是在开关元件Q1两端获得的电压，并且具有类似于图18A至18C中的波形。具体而言，电压电平在开关元件Q1处于导通状态(ON状态)的时段TON期间处于零电平，而在其处于关断状态(OFF状态)的时段TOFF期间获得了正弦谐振脉冲。该开关电压V1的谐振脉冲波形表明初级侧开关变换器的操作是电压谐振操作。

开关电流IQ1是流经开关元件Q1(以及体二极管DD1)的电流。开关电流IQ1在时段TON期间以图示波形流动，而在时段TOFF期间处于零水平。

流经初级绕组N1的初级绕组电流I2是这样的电流：其得自于在时段TON期间作为开关电流IQ1流动的电流和在时段TOFF期间流向初级侧并联谐振电容器Cr的电流之间的合成。作为次级侧整流电路操作的流经整流二极管Do1和Do2的整流电流ID1和ID2(只在图18A中示出)具有与如图所示的类似的正弦波形。在波形图中，相比于整流电流ID2的波形，整流电流ID1的波形更主要地表明了次级侧串联谐振电路的谐振操作。

流经次级绕组N2的次级绕组电流I3具有得自于整流电流ID1和ID2的波形之间的合成的波形。图19示出了图16所示电源电路的作为负载的函数的开关频率fs、开关元件Q1的时段TON和TOFF的长度以及AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)。

首先参考AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，清楚可见，在负载功率Po从50W到200W的宽范围内获得了90％或更高的高效率。本申请的发明人之前已经基于实验确认，当单端电压谐振变换器与次级侧串联谐振电路相组合时，获得了这种特性。

另外，图19中的开关频率fs、时段TON和时段TOFF指示图16中的电源电路的开关操作，作为相对于负载变化的恒压控制的特性。在该电源电路中，开关频率fs相对于负载变化几乎是恒定的。相反地，时段TON和TOFF显示了具有相反趋势的线性变化，如图19所示。这些特性表明相对于DC输出电压Eo的变化，开关操作被控制，从而导通和关断时段之间的时间比被改变，而使开关频率(开关周期)保持几乎恒定。该控制可被认为是脉宽调制(PWM)控制，其中一个开关周期内的导通和关断时段的长度被改变。就是说，图16中的电源电路利用PWM控制来使DC输出电压Eo稳定。

图20基于开关频率fs(kHz)和DC输出电压Eo之间的关系，示意性地示出了图16中所示的电源电路的恒压控制特性。

图16中所示的电源电路包括初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路，因此具有复合方式的两种谐振阻抗特性：对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1的谐振阻抗特性和对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2的谐振阻抗特性。由于图16中的电源电路具有频率关系

因此次级侧串联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1，同样如图20所示。

图20中的特性曲线示出了恒压控制特性，该特性依赖于开关频率^的控制，并且是基于这些谐振频率并且在某一恒定输入AC电压VAC的条件下而假设的。具体而言，特性曲线A和B分别对应于最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin，并且指示与对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1的谐振阻抗相关的恒压控制特性。特性曲线C和D分别对应于最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin，并且指示与对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2的谐振阻抗相关的恒压控制特性。在图20所示的特性下，当恒压控制想要使得输出电压保持在作为DC输出电压Eo的额定电平的电压tg时，恒压控制所需的开关频率^的变化范围(必要控制范围)可由Δfs指示的区间表示。

图20中所示的控制范围Δfs是从特性曲线C(对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2和最大负载功率Pomax)上的提供电压电平tg的频率，到特性曲线B(对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1和最小负载功率Pomin)上的提供电压电平tg的频率。范围Δfs与特性曲线D相交，并与特性曲线A相交，特性曲线D对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2和最小负载功率Pomin，特性曲线A对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1和最大负载功率Pomax。

因此，作为恒压控制操作，图16中的电源电路基于PWM控制实现了开关驱动控制，在PWM控制中，一个开关周期中的时间比(时段TON与TOFF之间的比)改变，而开关频率fs被保持几乎恒定。PWM控制的实现也由图18A至18C指示，其中时段TOFF和TON的宽度依赖于负载功率而改变，而在Pomax＝200W且Po＝120W时一个开关周期的长度(TOFF+TON)无论负载功率如何变化，几乎都是恒定的。

该操作是由于电源电路相对于负载变化的这种谐振阻抗特性而引起的，在这种特性中，在较窄的开关频率范围(Δfs)内，实现了两种状态之间的转变，其中在一种状态下对应于初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率fo1的谐振阻抗(容性阻抗)占主导地位，在另一种状态下对应于次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振频率fo2的谐振阻抗(感性阻抗)占主导地位。

本发明的相关技术在例如日本专利申请早期公布No.2000-134925中被公开。

发明内容

图16中的电源电路涉及下列问题。

回到图18A到18C的上述波形图，图18A所示的当负载功率是最大负载功率Pomax时的开关电流IQ1表现如下。具体而言，开关电流IQ1处于零电平直到时段TOFF的结束，即开关元件Q1的接通时刻。当时段TON开始时，起初负极性的电流流经体二极管DD1，然后极性被反转使得开关电流IQ1在开关元件Q1的漏极和源极之间流动。在该操作指示的状态下零电压开关(ZVS)被适当地执行。

相反，图18B所示的当负载功率为120W的中间负载功率Po时的开关电流IQ1示出了这样的波形，其中噪声电流在紧接时段TOFF的结束之前的时刻处流动，该时刻是开关元件Q1的接通时刻。该波形指示出ZVS未被适当实现的异常操作。

就是说，已知如图16所示的包括次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器涉及异常操作，其中当负载为中间负载时ZVS未被适当地实现。已得到确认，在图16的实际电源电路中，这种异常操作例如在由图19中的部分A指示出的负载变化范围中产生。

包括次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器原本倾向于具有如上所述的相对于负载变化有利地保持高效率的特性。然而，如图18B的开关电流IQ1所示，相应地峰值电流在开关元件Q1的接通时刻流动。该噪声电流引起开关损耗的增大，这是降低功率变换效率的因素。

另外，这种异常操作的发生引起了例如恒压控制电路的相位增益特性的偏移，这导致了异常振荡状态下的开关操作。因此，当前的强烈共识是难于将电压谐振变换器投入实用。

考虑到上述问题，本发明的一个实施例提供了具有下面配置的开关电源电路。具体而言，开关电源电路包括开关元件、变换器变压器和次级侧整流和平滑电路。开关元件实现了对DC电压的开关，从而将DC电压变换为AC电压。变换器变压器将AC电压输入初级绕组，使得在次级绕组中生成一AC电压。次级侧整流和平滑电路包括用于对次级绕组中生成的AC电压进行整流和平滑以产生输出DC电压的次级侧整流元件和次级侧平滑电容器，还包括基于输出DC电压控制开关元件的开关元件控制单元。开关电源电路还包括扼流线圈，该扼流线圈通过一端被提供DC电压，并且经由另一端连接到变换器变压器中的初级绕组的一个绕组端和开关元件的一个端子。开关电源电路还包括初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路通过将初级侧串联谐振电容器连接在变换器变压器中的初级绕组的另一个绕组端与开关元件的另一个端子之间而形成，并且具有受变换器变压器中的初级绕组中产生的漏电感和所述初级侧串联谐振电容器支配的谐振频率。开关电源电路还包括初级侧并联谐振电路，该初级侧并联谐振电路通过将初级侧并联谐振电容器与开关元件并联连接而形成，并且具有受初级绕组中产生的漏电感和初级侧并联谐振电容器支配的谐振频率。开关电源电路还包括串联电路，该串联电路由钳位电容器和辅助开关元件形成，并且被并联连接到扼流线圈。该辅助开关元件在所述开关元件处于非导通状态时导通。

基于上述配置的开关电源电路包括开关元件、变换器变压器、次级侧整流和平滑电路和开关元件控制单元。开关元件实现了对DC电压的开关，从而将DC电压变换成AC电压。变换器变压器将AC电压输入初级绕组使得在次级绕组中生成一AC电压。次级侧整流和平滑电路包括用于对次级绕组中生成的AC电压进行整流和平滑以产生输出DC电压的次级侧整流元件和次级侧平滑电容器。开关元件控制单元基于输出DC电压控制开关元件。从而，在该开关电源电路中，交流电被变换为直流电，然后直流电通过由开关元件控制单元控制的开关元件变换为交流电，使得可以通过变换器变压器在次级侧得到预定电压。

另外，电源经由扼流线圈而被提供给变换器变压器中的初级绕组的一个绕组端和开关元件的一个端子。因此，从扼流线圈提供的电流是接近于DC电流的纹波电流。另外，通过将串联谐振电容器连接在变换器变压器中的初级绕组的另一个绕组端与开关元件的另一个端子之间，形成了串联谐振电路，其谐振频率受变换器变压器中的初级绕组中产生的漏电感和串联谐振电容器支配。另外，形成了并联谐振电路，其谐振频率受并联连接到开关元件的初级侧并联谐振电容器和初级绕组中产生的漏电感支配。这些谐振电路的形成可以使开关元件的开关频率的可变化范围变窄。

另外，开关电源电路包括并联连接到扼流线圈的辅助开关元件和钳位电容器的串联电路。辅助开关元件在开关元件处于非导通状态时导通，因此被施加到开关元件的电压可以被钳位。

根据本发明的实施例，从在其初级侧包括并联谐振电路的开关电源电路消除了在中间负载条件范围内未实现零电压开关(ZVS)操作的异常操作。

另外，得到了接近于DC电流的纹波电流作为从整流和平滑电路中的平滑电容器流入开关变换器的电流，所述整流和平滑电路从AC电源产生经整流和平滑的电压(DC输入电压)。因此，较小的值可以被分配给作为平滑电容器的组成元件的电容，并且使得可以选择通用产品作为平滑电容器，这提供了例如降低平滑电容器的成本和大小的优势。

另外，如上所述，由电源电路中流动的电流量的减少而实现了功率损耗的降低，从而极大地提高了总功率变换效率特性。另外，低击穿电压的开关元件可以被使用。

附图说明

图1是图示了E类开关变换器的基本配置示例的电路图；

图2是示出了E类开关变换器的操作的波形图；

图3是图示了应用了E类开关变换器的开关电源电路的配置示例的电路图；

图4是图示了作为本发明第一实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图5是图示了第一实施例的隔离变换器变压器的结构示例的示图；

图6A和6B是示出了作为第一实施例的电源电路中的主要部件的操作同时反映了相应开关周期的波形图；

图7是示出了第一实施例的电源电路的AC到DC功率变换效率和开关频率的变化特性作为负载的函数的示图；

图8是示出了第一实施例的电源电路的AC到DC功率变换效率和开关频率的变化特性作为AC输入电压的函数的示图；

图9是图示了第一实施例的次级侧电路的变体的示图；

图10是图示了第一实施例的次级侧电路的另一个变体的示图；

图11是图示了第一实施例的初级侧电路的变体的示图；

图12是图示了作为本发明的第二实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图13是示出了第二实施例的电源电路的AC到DC功率变换效率和开关频率的变化特性作为负载的函数的示图；

图14是图示了第二实施例的次级侧电路的变体的示图；

图15是示出了第二实施例的次级侧电路的另一个变体的示图；

图16是图示了作为背景技术的电源电路的配置示例的电路图；

图17是图示了背景技术的隔离变换器变压器的结构示例的示图；

图18A到18C是示出了作为背景技术示出的电源电路中的主要部件的操作的波形图；

图19是示出了与作为背景技术示出的电源电路有关的AC到DC功率变换效率、开关频率和开关元件的导通和关断时段的长度的变化特性作为负载的函数的示图；

图20是原理性地示出了作为背景技术示出的电源电路的恒压控制特性的示图。

具体实施方式

在说明用于实现本发明的最佳模式(在下文中称为实施例)之前，将参照图1和2在下面描述作为实施例的背景技术的实现E类(class-E)谐振开关操作的开关变换器(在下文中也被称作E类开关变换器)的基本配置。

图1图示了E类开关变换器的基本配置。该图中的E类开关变换器具有象以E类谐振模式操作的DC-AC逆变器一样的配置。

这种E类开关变换器包括一个晶体管开关元件Q1。在该变换器中，该开关元件Q1是MOSFET。体二极管DD1被并联连接到MOSFET开关元件Q1的漏极与源极之间的沟道。体二极管DD1的正向是从开关元件Q1的源极到其漏极。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr被并联连接到开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道。开关元件Q1的漏极被串联连接到扼流线圈L10，并且经由扼流线圈L10被耦合到DC电源Ein的正极。开关元件Q1的源极被连接到DC电源Ein的负极。开关元件Q1的漏极被连接到扼流线圈L11的一端。扼流线圈L11的另一端被串联连接到初级侧串联谐振电容器C11。作为负载的阻抗Z***在初级侧串联谐振电容器C11与DC电源Ein的负极之间。阻抗Z的具体示例包括压电变压器和高频兼容荧光灯。

具有这种配置的E类开关变换器可以被认为是复合谐振变换器的一种形式，该复合谐振变换器包括由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的并联谐振电路，以及由扼流线圈L11的电感和初级侧串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。此外，因为E类开关变换器包括一个开关元件，所以它可以被看作相当于单端电压谐振变换器。

图2示出了图1所示的E类开关变换器中的主要部件的操作。

开关电压V1是从开关元件Q1两端得到的电压，并且具有象图2中波形的波形。具体而言，电压电平在开关元件Q1处于导通状态的时段TON期间处于零电平，而在其处于关断状态的时段TOFF期间获得了正弦脉冲。该开关脉冲是由上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)引起的。

开关电流IQ1是流经开关元件Q1(和体二极管DD1)的电流。在时段TOFF期间，开关电流IQ1处于零电平。在时段TON期间，开关电流IQ1具有象图示波形的波形。具体而言，在从时段TON之初开始的某一时段期间，开关电流IQ1最初流经体二极管DD1，并且从而具有负极性。接着，电流的极性被反转为正极性，使得开关电流IQ1从开关元件Q1的漏极流向其源极。作为E类开关变换器的输出的流经串联谐振电路的电流I2得自于流经开关元件Q1(和体二极管DD1)的开关电流IQ1与流向初级侧并联谐振电容器Cr的电流之间的合成，并且具有包括正弦波成分的波形。开关电流IQ1和开关电压V1的波形指示出在开关元件Q1的关断时刻实现了ZVS操作，并且在开关元件Q1的导通时刻实现了ZVS和ZCS操作。

从DC电源Ein的正极通过扼流线圈L10流向E类开关变换器的输入电流I1具有象图示那样具有一定平均电流电平的纹波波形，因为扼流线圈L10的电感被设为大于扼流线圈L11的电感。该纹波电流可以被近似认为是DC电流。

本申请的发明人已经基于上述基本配置构造了应用有E类开关变换器的电源电路，并且已经对该电源电路进行了实验。图3是示出了这种电源电路的配置示例的电路图。

在图3中的开关电源电路中，来自商用交流电源AC的线路设有一对共模扼流线圈CMC和两个跨线电容器CL。共模扼流线圈CMC和跨线电容器CL形成了噪声滤波器，该噪声滤波器去除在来自商用电源AC的线路上附加的共模噪声。

来自商用电源AC的交流电被桥式整流电路Di整流，并且经整流的输出在平滑电容器Ci中充电。就是说，交流电被由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路整流和平滑，以被变换为直流电。从而，得到了作为平滑电容器Ci两端电压的DC输入电压Ei。DC输入电压Ei充当用于开关变换器的后继级(subsequent stage)处的DC输入电压。

在图3的电源电路中，被馈送有作为DC输入电压的DC输入电压Ei并实现了开关操作的开关变换器被基于图1的基本配置形成作为E类开关变换器。在该电路中，高击穿电压MOSFET被选作开关元件Q1。此外，该电路中的E类开关变换器是他励的。具体而言，振荡和驱动电路2以开关方式驱动开关元件。

开关元件Q1的漏极被串联连接到扼流线圈L10，并且经由扼流线圈L10被耦合到平滑电容器Ci的正极。因此，在该电路中，DC输入电压Ei经由串联连接的扼流线圈L10而被提供给开关元件Q1的漏极和隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的一个绕组端。开关元件Q1的源极被耦合到初级侧的地。由扼流线圈绕组N10形成的电感L10充当等同于图1所示的E类开关变换器中扼流线圈L10的功能组件。

从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)被施加到开关元件Q1的栅极。因为MOSFET被选作开关元件Q1，所以开关元件Q1包括体二极管DD1使得该体二极管DD1被如图所示地并联连接到开关元件Q1的源极与漏极之间的沟道。体二极管DD1的阳极被连接到开关元件Q1的源极，并且其阴极被连接到开关元件Q1的漏极。体二极管DD1形成了允许开关电流反向通过的通道，该开关电流是由开关元件Q1的导通/关断操作(交替重复分别指示导通状态和非导通状态的ON和OFF的开关操作)产生的。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr被并联连接到开关元件Q1的漏极与源极之间的沟道。初级侧并联谐振电容器Cr的电容和由隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1形成的漏电感L1的漏电感形成了用于流经开关元件Q1的开关电流的并联谐振电路(电压谐振电路)。在该电源电路中，基于扼流线圈L10的电感高于漏电感L1的电感的假设，对于该初级侧并联谐振电路不考虑扼流线圈L10的影响。然而，如果由扼流线圈L10、平滑电容器Ci和初级侧并联谐振电容器Cr形成的谐振电路的谐振频率由于下列情况中的任何一种而接近于由初级侧并联谐振电阻器Cr和漏电感L1形成的谐振电路的谐振频率的话，则扼流线圈L10对初级侧并联谐振电路的贡献也需要被考虑：扼流线圈L10的电感接近于漏电感L1的电感；稍后要描述的初级侧串联谐振电容器C11的电容接近于初级侧并联谐振电容器Cr的电容；平滑电容器Ci的电容接近于初级侧并联谐振电容器Cr的电容；等等。该初级侧并联谐振电路的谐振操作将电压谐振操作作为开关元件Q1的一个开关操作来提供。由于该操作，在开关元件Q1的关断时段期间，作为开关元件Q1的漏极与源极之间电压的开关电压V1具有正弦谐振脉冲波形。

此外，由稍后将要描述的隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11形成的串联电路被并联连接到开关元件Q1的漏极与源极之间的沟道。

具体而言，初级绕组N1的一个绕组端(例如绕组结束端)被连接到开关元件Q1的漏极，而其另一绕组端(例如绕组开始端)被连接到初级侧串联谐振电容器C11的一个电极。初级侧串联谐振电容器C11的未被耦合到初级绕组N1的另一个电极被连接到处于初级侧地电势的开关元件Q1的源极。

为了通过例如他励来驱动开关元件Q1，振荡和驱动电路2基于振荡电路和由振荡电路得到的振荡信号产生作为用于以开关方式驱动MOSFET的栅极电压的驱动信号，并且将该驱动信号施加到开关元件Q1的栅极。从而，开关元件Q1根据驱动信号的波形连续地执行导通/关断操作。就是说，开关元件Q1执行开关操作。

隔离变换器变压器PIT将来自初级侧开关变换器的开关输出发送到次级侧，同时把初级侧和次级侧在其间的DC传输方面隔离。为了该传输，初级绕组N1和次级绕组N2被绕着隔离变换器变压器PIT而缠绕。

本电路中的隔离变换器变压器PIT包括EE形芯，EE形芯通过组合例如由铁氧体材料组成的E形芯来形成。此外，作为绕组，初级绕组N1和次级绕组N2被绕着EE形芯的中心磁心柱而缠绕，其中缠绕部分被分为初级侧和次级侧。

另外，在隔离变换器变压器PIT的EE形芯的中心芯柱中提供有约1.6mm长度的间隙，从而在初级侧和次级侧之间获得了约0.75的耦合系数k。该耦合系数k的值通常是如下的值：其使得初级和次级侧之间的耦合度被当作弱耦合，从而隔离变换器变压器PIT难以进入饱和状态。

隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1是用于形成在初级侧上形成的E类开关变换器中的初级侧串联谐振电路的元件，如稍后所描述的。在初级绕组N1中得到取决于开关元件Q1的开关输出的交流输出。

在隔离变换器变压器PIT的次级侧上，在次级绕组N2中生成由初级绕组N1感应的交流电压。次级侧串联谐振电容器C2被串联连接到次级绕组N2。从而，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成了次级侧串联谐振电路。该次级侧串联谐振电路实现了与稍后要描述的次级侧整流电路的整流操作相联系的谐振操作。从而，流经次级绕组N2的次级绕组电流具有正弦波形。就是说，在次级侧实现了电流谐振操作。

通过将两个整流二极管Do1和Do2与一个平滑电容器Co耦合到次级绕组N2，该电源电路中的次级侧整流电路被形成为电压倍增器半波整流电路，如上所述次级侧串联谐振电容器C2被串联连接到次级绕组N2。电压倍增器半波整流电路的连接结构如下。次级绕组N2的绕组结束端经由次级侧串联谐振电容器C2而被耦合到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极。整流二极管Do1的阴极被连接到平滑电容器Co的正极。次级绕组N2的绕组开始端和整流二极管Do2的阳极被连接到处于次级侧地电势的平滑电容器Co的负极。

这样形成的电压倍增器半波整流电路的整流操作如下。在与次级绕组N2两端由次级绕组N2感应出的交流电压(次级绕组电压)的一个极性相对应的半个周期的时段里，正向电压被施加到整流二极管Do2，从而整流二极管Do2导通。因此，经整流的电流在次级侧串联谐振电容器C2中充电。从而，所具有的电平与次级绕组N2中感应出的交流电压的电平相同的电压被生成在次级侧串联谐振电容器C2的两端。在与次级绕组电压V3的另一个极性相对应的半个周期的时段里，整流二极管Do1被提供正向电压并因此导通。这时，平滑电容器Co被由次级绕组电压V3与次级侧串联谐振电容器C2两端电压的叠加而产生的电势充电。

从而，DC输出电压Eo被生成在平滑电容器Co的两端，Eo所具有的电平等于在次级绕组N2中激励的交流电压的电平的两倍。在该整流操作中，仅在次级绕组N2中激励的交流电压的一个极性的半个周期的时段里实现平滑电容器Co的充电。就是说，实现了作为电压倍增半波整流的整流操作。另外，该整流操作可以被认为是用于由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联连接形成的次级侧串联谐振电路的谐振输出的操作。这样产生的DC输出电压Eo被提供给负载。此外，电压Eo被分流并被输出到控制电路1作为检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供取决于输入的DC输出电压Eo的电平变化的检测输出。振荡和驱动电路2根据从控制电路1输入的检测输出，利用变化开关频率并随之变化一个开关周期内的时段TON与TOFF之间的时间比(导通角)，来驱动开关元件Q1。该操作充当了对次级侧DC输出电压的恒压控制操作。

对开关频率和开关元件Q1的导通角的变化控制引起电源电路中的初级和次级侧的谐振阻抗和功率传输有效时段的改变。这些改变引起了隔离变换器变压器PIT中从初级绕组N1传输到次级绕组N2的功率量的改变，并引起了应该从次级侧整流电路提供给负载的功率量的改变。从而，DC输出电压Eo的电平被控制，使得其电平变化被抵消。就是说，可以使DC输出电压Eo稳定。

当把图3的在这样形成的电源电路的初级侧上形成的开关变换器(Q1、Cr、L10、N1和C11)与图1所示的上述E类变换器相比较时，图3的开关变换器可以被认为是通过从图1的电路去除作为负载的阻抗Z并且用隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1(漏电感L1)代替图1电路中扼流线圈L11的绕组来得到的。在图3的初级侧开关变换器中，初级侧并联谐振电路是由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的，并且初级侧串联谐振电路是由隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C11的电容形成的。

从而，可以说图3的初级侧开关变换器被形成作实现E类开关操作的E类开关变换器。从初级侧开关变换器的开关操作中产生的开关输出(交流输出)经由隔离变换器变压器PIT中的磁耦合从与扼流线圈L11等同的初级绕组N1传送到次级绕组N2。所传送的输出在次级侧被整流，从而得到DC输出电压Eo。就是说，图3所示的电源电路被构造成在其初级侧包括E类开关变换器的DC-DC变换器。

另外，这样形成的初级侧E类开关变换器也可以被认为是软开关电源配置的复合谐振变换器，其中形成初级侧串联谐振电路的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路被并联连接到开关元件Q1(和体二极管DD1)，，开关元件Q1与扼流线圈L10和/或漏电感L1(扼流线圈L10和漏电感L1的贡献程度取决于谐振电路中包括的各组件的参数而不同)和初级侧并联谐振电容器Cr一起形成了电压谐振变换器。

通常认为在其初级侧包括电压谐振变换器的电源电路事实上可能不能投入实用，因为其涉及负载功率的狭小控制范围并且在轻负载时可能无法保持ZVS操作。因此，本申请的发明人已经对电源电路进行了实验，例如相关技术中象图16所示的电路，包括与初级侧电压谐振变换器相结合的次级侧串联谐振电路和作为次级侧整流电路的电压倍增器半波整流电路。这些实验揭示了该电源电路所显示的特性使该电路较之相关技术中具有电压谐振变换器的电源电路更易于实现。

然而，图16的电源电路在负载为中间负载时涉及异常操作。具体而言，如图18B所述，在开关元件Q1的关断时段(TOFF)的结束之前电流以正向流经开关元件Q1，从而ZVS操作无法实现。因此，仍然难于将该电路投入实用，即使具有图16中的配置。

在图3的电源电路是基于如上所述的在初级侧包括电压谐振变换器电路配置的复合谐振开关变换器这方面，可以说图3所述的电源电路所使用的配置与相关技术中图16所示的电源电路的配置类似。

然而，对图3的电源电路的实验已经揭示，在该电源电路中，不存在当负载为中间负载时无法实现ZVS的异常操作，并且在整个的预定允许负载功率范围上实现了正常的开关操作。

已经确认，在图16的电源电路中观察到的与中间负载相联系的异常操作在电路具有这样的复合谐振变换器时容易发生，在所述的复合谐振变换器中电压谐振变换器与次级侧串联谐振电路相结合。这种异常操作主要是形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路与次级侧串联谐振电路(整流电路)之间由其同时操作引起的交互作用的结果。就是说，可以推断与中间负载相联系的上述异常操作是在初级侧电压谐振变换器与次级侧串联谐振电路之间具有结合的电路配置本身的结果。基于该结论，作为重要改进，图3所示的电源电路被设计为具有如下配置：其中应用了E类开关变换器而非电压谐振变换器作为初级侧开关变换器。

由于这种配置，在图3的电源电路中，不管在次级侧存在还是不存在串联谐振电路，都消除了当负载为中间负载时无法实现ZVS的异常操作。

在这种方式下，从图3的电源电路消除了与中间负载相联系的异常操作，该异常操作在相关技术中例如图16的电源电路中是个问题。

然而，在包括与多重谐振变换器相结合的E类变换器的电路中，开关电压V1的峰值电平较高，开关电压V1是在开关元件Q1的关断时段中生成的谐振脉冲电压。具体而言，当输入AV电压VAC是264V时，峰值电平达到1600V，因此考虑到余量开关元件Q1的击穿电压需要是约1800V。

因此，作为本发明的实施例，提出了由来自图3所示的电源电路的进一步改进得到的电源电路配置。具体而言，每个配置设有用于消除与中间负载相联系的异常操作的E类开关变换器。此外，每个配置被设计为允许使用低击穿电压的开关元件Q1。

(第一实施例)

作为实施例的电源电路之一，根据本发明的第一实施例的电源电路的配置示例在图4中被示出。图4中与图3相同的部件被给予相同的标号并且其描述将被省略。

在图4所示的电源电路中，具有扼流线圈绕组N10的扼流线圈PCC(电感L10)被添加到电压谐振变换器的初级侧，从而实现E类开关操作。隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合系数被设为0.8或更少，这对应于弱耦合。在次级侧，次级侧部分(partial)电压谐振电容器C4被并联连接到次级绕组N2，从而构造了从全波电桥(full-wave bridge)得到DC输出电压的多重谐振变换器。另外，钳位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路被并联连接到多重谐振变换器中的扼流线圈PCC(电感L10)。

为了控制辅助开关元件Q2的栅极，提供了作为隔离变换器变压器PIT中的初级绕组的一部分的隔离变换器变压器辅助绕组Ng，以及电阻器Rg1和Rg2。

多重谐振变换器部件中的开关元件Q1和辅助开关元件Q2中的每一个可以是MOSFET、IGBT和BJT中的任一个。在下面，其中MOSFET被用作这些元件的电路将被描述。

图4中的电源电路中的主要部件被如下相互连接。扼流线圈绕组N10的一个绕组端被连接到平滑电容器Ci的正极。扼流线圈绕组N10的另一绕组端被连接到隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的一个绕组端，并被连接到作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极。就是说，电感L10被连接在平滑电容器Ci的正极与初级绕组N1的一个绕组端和作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极之间。另外，初级侧串联谐振电容器C11被连接在隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的另一个绕组端与作为开关元件Q1的另一个端子的MOSFET的源极之间。此外，初级侧并联谐振电容器Cr的一个电极被连接到作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极，而初级侧并联谐振电容器Cr的另一个电极被连接到作为开关元件Q1的另一个端子的MOSFET的源极。就是说，开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr互相并联连接。

另外，隔离变换器变压器辅助绕组Ng被提供，使得来自隔离变换器变压器辅助绕组Ng的电压被电阻器Rg1和Rg2分压，随后被施加到充当辅助开关元件Q2的MOSFET的栅极。辅助开关元件Q2的漏极被连接到钳位电容器C3。就是说，钳位电容器C3和辅助开关元件Q2形成了串联电路。钳位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路被并联连接到扼流线圈PCC(电感L10)。隔离变换器变压器辅助绕组Ng是由初级绕组N1的额外绕组得到的，因此绕组Ng和N1被整体地互相连接。该结构仅是因为充当辅助开关元件Q2的MOSFET的源极连接到初级绕组N1的一端。将绕组Ng作为与绕组N1分开的另一个绕组提供不会产生任何问题。

在上述的电路配置中，初级侧串联谐振电容器C11被连接在隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的另一个绕组端与开关元件Q1的源极之间。从而形成了初级侧串联谐振电路，其谐振频率被隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1中产生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C11支配。另外，初级侧并联谐振电容器Cr被并联连接到开关元件Q1，从而形成了初级侧并联谐振电路，该初级侧并联谐振电路的谐振频率被初级绕组N1中产生的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr支配。此外，初级侧包括钳位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路，该串联电路与扼流线圈PCC(电感L10)并联连接，并且辅助开关元件Q2被设计为在开关元件Q1处于非导通状态下时导通。辅助开关元件Q2包括体二极管DD2，从而允许对一个方向的电流的导通/关断切换的控制，以及对另一方向的电流处于导通状态，使得允许双向的电流通道。

响应于开关元件Q1的开关操作，由于初级侧并联谐振电路的电压谐振操作，在开关元件Q1处于关断状态的时段期间，充电/放电电流流向和流自初级侧并联谐振电容器Cr。另外，在开关元件Q1处于导通状态的时段期间，初级侧串联谐振电路实现谐振操作使得谐振电流流经初级侧串联谐振电容器C11、初级绕组N1和开关元件Q1的通道。

第一实施例中谐振频率被“支配”的表达指示出初级侧串联谐振电路的谐振频率值非常依赖于初级绕组N1中产生的漏电感L1的电感值和初级侧串联谐振电容器C11的电容值。初级侧并联谐振电路的谐振频率值非常依赖于漏电感L1的电感值和初级侧并联谐振电容器Cr的电容值。该表达还指示出其他组件对相应谐振频率的影响比较小。严格地说，这些谐振频率与下列比有关系：初级侧并联谐振电容器Cr和初级侧串联谐振电容器C11的电容值之间的比、平滑电容器Ci和初级侧串联谐振电容器C11的电容值之间的比，以及电感L10和漏电感L1的电感值之间的比。然而，这些比不是主要的，因此谐振频率不被这些比支配。

将在下面对作为示例的初级侧并联谐振频率进行具体描述。具体而言，作为一个示例，不仅初级侧并联谐振电容器Cr和漏电感L1，而且使初级侧并联谐振电容器Cr和漏电感L1互连的初级侧串联谐振电容器C11也对初级侧并联谐振频率有影响。然而，如果初级侧串联谐振电容器C11的电容值远大于初级侧并联谐振电容器Cr的电容值，那么初级侧串联谐振电容器C11对初级侧并联谐振的贡献较小，并且可以确定初级侧并联谐振频率不被初级侧串联谐振电容器C11支配。作为另一个示例，电感L10和平滑电容器Ci的串联电路与漏电感L1的并联连接对初级侧并联谐振频率有影响。通常，平滑电容器Ci的电容值远大于初级侧并联谐振电容器Cr的电容值，因此平滑电容器Ci在AC传输方面可以被认为是被短路。然而，如果电感L10的电感值显著大于漏电感L1的电感值，那么由电感L10到漏电感L1的并联连接得到的电感值基本上由漏电感L1限定。因此，可以确定初级侧并联谐振频率不被电感L10和平滑电容器Ci的串联电路支配。应该注意到，在部件和互连中产生的杂散电容成分和电感成分被包括在初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C11、漏电感L1和电感L10中。

在上述的电路配置中，隔离变换器变压器辅助绕组Ng被连接到初级绕组N1，使得在绕组Ng中生成的电压具有这样的极性，即辅助开关元件Q2在开关元件Q1处于OFF-(非导通-)状态时处于ON-(导通-)状态。改变电阻器Rg1和Rg2的电阻值之间的比使得可以调整辅助开关元件Q2处于ON-(导通-)状态的时间段的长度。

在次级侧，隔离变换器变压器PIT包括次级绕组N2。次级侧整流元件包括对从次级绕组N2输出的AC电压进行整流的多个整流二极管Do1到Do4。通过整流二极管Do1到Do4产生的整流电压在平滑电容器Co中充电。

另外，提供了次级侧部分电压谐振电容器C4。因此，部分电压谐振产生，从而可以防止在整流二极管Do1到Do4的导通状态和关断状态之间的转换点处发生开关损耗，这可以进一步提高开关电源电路的效率。

下面将描述图4所示的开关电源电路的更详细的特征。图5图示了在具有上述配置的图4的电源电路中包括的隔离变换器变压器PIT的结构示例。隔离变换器变压器PIT包括EE形芯，EE形芯通过组合由铁氧体材料组成的E形芯CR1和CR2来得到。另外，由树脂等形成的线轴B被提供，并且其具有这样分开的形状，使得初级侧和次级侧上的绕组部分相互独立。初级绕组N1和隔离变换器变压器辅助绕组Ng被绕着线轴B的一个缠绕部分而缠绕。次级绕组N2被绕着另一个缠绕部分而缠绕。

已经这样缠绕有初级侧和次级侧绕组的线轴B被配合到EE型芯(CR1、CR2)，这导致了初级绕组N1、隔离变换器变压器辅助绕组Ng和不同绕组区域上的次级绕组N2被绕着EE形芯的中心芯柱而缠绕。在这种方式下，隔离变换器变压器PIT的整个结构被完成。

在EE形芯的中心芯柱中，如图所示形成了间隙G。从而得到提供了弱耦合状态的耦合系数k。就是说，图4中的隔离变换器变压器PIT中的弱耦合的程度比作为相关技术的图16中所示的电源电路中的弱耦合的程度更高。可以通过将E芯CR1和CR2的中心芯柱设为短于其相应的两个外部芯柱来形成间隙G。在本实施例中，EER-35被用作芯构件，并且间隙G的长度被设为1.6mm。初级绕组N1、次级绕组N2和隔离变换器变压器辅助绕组Ng的匝数被分别设为60T、30T和1T。隔离变换器变压器PIT本身的初级和次级侧之间的耦合系数被设为0.75。

也可以通过在具有预定形状和大小的EE形芯周围提供绕组来构造扼流线圈PCC。在本实施例中，ER-28被用作芯构件，间隙G的长度被设为0.8mm，并且扼流线圈绕组N10的匝数被设为50T。从而，获得了1mH(毫亨)作为电感L10的电感值。

图4的电源电路中的主要部件的参数被选择如下，使得得到稍后要描述的对该电源电路的实验结果。

初级侧并联谐振电容器Cr、初级侧串联谐振电容器C11、钳位电容器C3和次级侧部分电压谐振电容器C4的电容被选择如下。

Cr＝1500pF

C11＝0.01μF

C3＝0.1μF

C4＝3300pF

电阻器Rg1和Rg2的电阻值被选择如下：

Rg1＝150Ω(ohm)

Rg2＝100Ω

可允许的负载功率范围是从最大负载功率Pomax 300W到最小负载功率Pomin 0W(无负载)。DC输出电压Eo的额定电平是175V。

在图6A和6B的波形图中示出了对图4的电源电路的实验结果。图6A示出了在300W的最大负载功率Pomax和100V的输入AV电压VAC的情况下的电流和电压的波形。更具体的说，图6A示出了作为开关元件Q1两端电压的开关电压V1、作为流经开关元件Q1的电流的开关电流IQ1，以及作为流经扼流线圈PCC的电流的输入电流I1。图6A还示出了作为初级侧串联谐振电容器C11两端电压的初级侧串联谐振电压V2、作为流经初级绕组N1的电流的初级绕组电流I2，以及作为流向初级侧并联谐振电容器Cr的初级侧并联谐振电流ICr。此外，图6A还示出了作为流经辅助开关元件Q2的辅助开关电流IQ2、作为在次级绕组N2中生成的电压的次级绕组电压V3，以及作为流经次级绕组N2的电流的次级绕组电流I3。

图6B示出了在300W的最大负载功率Pomax和230V的输入AC电压VAC的情况下的开关电压V1、开关电流IQ1、输入电流I1、初级侧串联谐振电压V2、初级绕组电流I2、初级侧并联谐振电流ICr、辅助开关电流IQ2、次级绕组电压V3，以及次级绕组电流I3。

下面将参照图6A的波形图来描述图4中的电源电路的基本操作。

开关元件Q1被提供了作为DC输入电压Ei的平滑电容器Ci两端的电压，并且实现了开关操作。

开关电压V1(开关元件Q1的漏极与源极之间的电压)所具有的波形取决于由来自振荡和驱动电路2的信号引起的与开关元件Q1的驱动相关联的开关元件Q1的漏极与源极之间的沟道的接通/关断。因为辅助开关电流IQ2流向钳位电容器C3，所以开关电压V1的上升的程度被抑制。具体而言，电压V1的峰值电平在输入AC电压VAC为100V时是460V，并且在电压VAC为230V时是660V。如果辅助开关元件Q2和钳位电容器C3不存在，那么在关断时段期间得到作为开关电压V1的波形的正弦谐振脉冲波形。相反，在图4的电源电路中，正弦谐振脉冲波形的峰值部分被钳位(clamped)。然而，在钳位正弦波的上升沿附近的波形与未被钳位的正弦波的波形基本上相似。因此，还是在开关电压V1被钳位时，充分地获得了在开关元件Q1的关断时刻处确保ZVS操作的优势。

开关电流IQ1(流经开关元件Q1的电流)是从开关元件Q1的漏极侧流经开关元件Q1(和体二极管DD1)的电流。每个开关周期被分成开关元件Q1应该处于导通状态的时段TON和开关元件应该处于关断状态的时段TOFF。开关电压V1具有这样的波形，其中电压在时段TON期间处于零电平并且在时段TOFF期间是谐振脉冲。由于初级侧并联谐振电路的谐振操作，开关电压V1的该电压谐振脉冲被得到作为具有正弦谐振波形的脉冲。

开关电流IQ1在时段TOFF期间处于零电平。当时段TOFF结束并且时段TON开始时，也就是在开关元件Q1的导通时刻，起初开关电流IQ1流经体二极管DD1并且因此具有负极性波形。接着，流动方向被反转使得开关电流IQ1从开关元件Q1的漏极流向其源极并且因此具有正极性波形。

输入电流I1(从平滑电容器Ci流向初级侧开关变换器的电流)流经由扼流线圈绕组N10形成的电感L10的电感与初级绕组N1的漏电感L1的电感之间的合成电感。从而，从平滑电容器Ci流向开关变换器的电流是纹波电流。

初级侧串联谐振电压V2(初级侧串联谐振电容器C11两端的电压)具有取决于开关周期并且接近于正弦波形的交流波形。

初级绕组电流I2(流经初级绕组N1的电流)是取决于开关元件Q1的开关操作而流经的初级绕组N1的电流。在图4的电路中，初级绕组I2所具有的波形与从开关电流IQ1和初级侧并联谐振电流ICr之间的合成得到的波形基本相同。由于开关元件Q1的导通/关断操作，作为时段TOFE中的开关电压V1的谐振脉冲电压被施加到初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路，初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11形成了初级侧串联谐振电路。从而，初级侧串联谐振电路实现了谐振操作，并且初级绕组电流I2具有包括正弦波成分并且取决于开关周期的交流波形。

当时段TON结束并且时段TOFF开始时，也就是开关元件Q1的关断时刻处，初级绕组电流I2以正极性流向初级侧并联谐振电容器Cr作为初级侧并联谐振电流ICr，从而开始了给初级侧并联谐振电容器Cr充电的操作。响应于该充电，开关电压V1开始从具有正弦波形的零电平上升，就是说电压谐振脉冲升高。当初级侧并联谐振电流ICr的极性变成负极性时，初级侧并联谐振电容器Cr的状态从充电状态变为放电状态，这使电压谐振脉冲从其峰值电平下降。该操作指示出，在开关元件Q1的导通和关断时刻，实现了由初级侧并联谐振电路引起的ZVS操作和由初级侧串联谐振电路引起的ZCS操作。如上所述，初级侧并联谐振电流ICr(流向初级侧并联谐振电容器Cr的电流)在开关电压V1的上升和下降时流动，从而减小了开关元件Q1的开关损耗。

每当开关元件Q1被关断时辅助开关电流IQ2(流经辅助开关元件Q2的电流)就流动以对开关电压V1进行钳位，以防止在开关元件Q1的漏极与源极之间施加过电压。具体而言，初级绕组电流I2和初级绕组N1中生成的电压的相位被从隔离变换器变压器辅助绕组Ng中生成的电压的相位偏移90度。从而，在开关元件Q1被关断的时刻，在隔离变换器变压器辅助绕组Ng的两端生成了接通辅助开关元件Q2的电压，因此辅助开关元件Q2被接通。因此，电流流向钳位电容器C3，这防止了开关元件Q1的漏极和源极之间的电压的升高。

次级绕组电压V3(次级绕组N2两端的电压，也就是在次级绕组N2和次级侧部分电压谐振电容器C4的连接电路两端的电压)被钳位在下述电平，所述电平具有的绝对值等于整流二极管Do1到Do4的导通时段中的DC输出电压Eo。

次级绕组电流I3(流经次级绕组N2的电流)是部分包括正弦波形的电流。

将参照图7和图8来描述图4所示的第一实施例的电源电路的特性。图7示出了第一实施例的改良E类开关操作多重谐振变换器在输入AC电压VAC为100V时和电压VAC为230V时在0W到300W的负载功率范围下的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs的改变。图7中的实线指示出当输入AC电压VAC为100V时的特性，而虚线指示出当电压VAC为230V时的特性。

图8示出了第一实施例的改良E类开关操作多重谐振变换器在负载功率为300W时在85V到230V的输入AV电压VAC范围下的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs的改变。

参照图7，当输入AC电压VAC为100V时结果如下：AC到DC功率变换效率达到91.0％；并且开关频率fs的范围是从89.3kHz到110.0kHz，因此开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度是20.7kHz。此外，当输入AC电压VAC为230V时结果如下：AC到DC功率变换效率达到94.0％；并且开关频率fs的范围是从132.2kHz到147kHz，因此开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度是14.8kHz。在输入AC电压VAC为100V时和其为230V时，开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度都小于作为背景技术的图16所示电路中的开关频率fs的可变化范围Δfs。这是因为在隔离变换器变压器PIT中提供隔离变换器变压器辅助绕组Ng允许了开关元件Q1和辅助开关元件Q2的导通时段之间的时间比(时段TON与时段TOFF的比)响应于负载功率和输入AC电压VAC的变化而改变，这可以使可变化范围Δfs变窄。

参照图8，当300W的负载功率被提供时，开关频率fs随着输入AC电压VAC增大而增大。在输入AC电压VAC从170V到220V的范围下，AC到DC功率变换系数(ηAC→DC)是94.5％的高值。与作为背景技术的图16所示的电路相比，AC到DC功率变换系数(ηAC→DC)的值在更宽的AC输入电压范围下更高。

在作为相关技术示例的图16所示的电源电路中，从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流通过隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1，然后到达开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr。从平滑电容器Ci流向开关变换器的该电流是初级绕组电流I2，并且具有取决于开关周期的比较高的频率。就是说，流向平滑电容器Ci的充电电流和流自平缓电容器Ci的放电电流所具有的频率高于商用AC电源电压的频率。

经常为象平滑电容器Ci一样的组成元件使用铝电解电容器，因为电容器Ci需要具有高击穿电压等。与其他种类的电容器相比，铝电解电容器在高频操作时更倾向于遭受电解电容的降低并且具有损耗角的正切的增大。因此，有必要选择一种等效串联电阻(ESR)较低并且可允许的纹波电流较大的特殊产品，作为用于平滑电容器Ci的铝电解电容器。此外，还有必要相应地增大作为平滑电容器Ci的组件的电容。例如，在图16中的电源电路的配置中，电容需要约为1000μF以处理与第一实施例中的最大负载功率相同的300W的最大负载功率Pomax。与这些组件兼容的铝电解电容器比通用的铝电解电容器更贵，并且电容的增大导致组件价格的升高。因此，使用这种特殊电容器在成本方面不利。

相反，在图4中的第一实施例的电源电路中，从平滑电容器Ci流入开关变换器的电流通过扼流线圈绕组N10和初级绕组N1的串联连接，然后到达开关元件Q1。因此，从平滑电容器Ci流向开关变换器的电流变成如图6A的输入电流I1所示的DC电流。因此从平滑电容器Ci流向开关变换器的电流是DC电流，所以本实施例不涉及电解电容降低和损耗角的正切增大的上述问题。此外，与这一道，DC输入电压Ei中具有商用AC电源电压的周期的纹波也被减少。由于这些原因，在本发明中，通用铝电解电容器可以被选择作为平滑电容器Ci。此外，因为纹波电压较小，所以作为平滑电容器Ci的组件的电容与图16的电路中相比可以被减小。本实施例可以实现平滑电容器Ci的成本降低。另外，输入电流I1的波形是正弦波形。这对高频噪声降低效果的实现有贡献。

另外，在E类开关变换器被应用于初级侧开关变换器的图4的电路中，不管次级侧串联谐振电路存在还是不存在都没有与中间负载相关联的异常操作，并且实现了适当的ZVS操作。在这种异常操作现象中，如图18B所示，开关元件Q1被接通，从而在开关元件Q1的原始接通时刻(时段TON的开始时刻)之前正开关电流IQ1在开关元件Q1的源极和漏极之间流动。开关电流IQ1的这种行为增大了开关损耗。本实施例防止了与异常操作相对应的开关电流IQ1的这种行为的发生，从而消除了开关损耗的增大。该特征也是提高功率变换效率的一个因素。

正如从图6A和18A的开关电流IQ1之间的比较显而易见的，对应于本实施例的图6A的开关电流IQ1具有这样的波形，其中电流峰值出现的时刻在时段TON的结束时刻之前。图6A所示的开关电流IQ1的波形指示出开关电流IQ1的电平在开关元件Q1的关断时刻被抑制。如果开关电流IQ1的电平在关断时刻被抑制，那么关断时刻的开关损耗相应地被降低，这提高了功率变换效率。

开关电流IQ1的这种波形是由初级侧开关变换器的E类开关操作引起的。另外，在本实施例中，输入电流I1的波形是纹波波形。这对实现高频噪声降低效果有贡献。

此外，提供了辅助开关元件Q2和钳位电容器C3，使得辅助开关电流IQ2同步于开关元件Q1的关断时段流动。从而，即使当输入AC电压VAC为230V时，被施加到开关元件Q1的电压的最大值也低至约为660V。因此，开关元件Q1所需的击穿电压可以被显著地降低，这方便了开关元件Q1的选择并且可以降低开关电源电路的成本。如果没有提供辅助开关元件Q2和钳位电容器C3，那么开关元件Q1的击穿电压需要约为1800V。在这种情况下，如果MOSFET被用作开关元件Q1，那么其导通电阻值约为7Ω。相反，如果提供了辅助开关元件Q2和钳位电容器C3，那么开关元件Q1的击穿电压低至900V就足够了。此时，该开关元件Q1的导通电阻值约为1.2Ω。因此，降低了由导通电阻引起的损耗并且提高了AC到DC功率变换效率。另外，方便了开关元件Q1的选择并且允许了成本降低。辅助开关元件Q2的功率消耗较小，并且仅通过添加电阻器Rg1和Rg2与隔离变换器变压器辅助绕组Ng就可以形成其栅极驱动电路。因此，当考虑到由开关元件Q1的击穿电压的降低引起的成本降低时，没有由提供辅助开关元件Q2伴随的总成本的升高，实际上，整个设备的成本被降低。

(变体)

图9和图10图示了第一实施例的电源电路的次级侧电路的变体。图11图示了其初级侧电路的变体。图9所示的电路是电压倍增器半波整流电路。该电路提供了与上述实施例相似的优势，尤其可以提供实现倍增整流电压的优势。图10所示的电路是全波整流电路，其包括次级绕组N2和作为设有中心抽头(center tap)的绕组的次级绕组N2’。该电路也提供了与上述实施例相似的优势，尤其可以提供利用两个整流二极管实现全波整流的优势。

在图11所示的电路中，代替用于为辅助开关元件Q2生成驱动电压的隔离变换器变压器PIT中的隔离变换器变压器辅助绕组Ng，提供了被添加到扼流线圈PCC的扼流线圈辅助绕组Ng’，并且将由电阻器Rg3和Rg4分压得到的电压施加作为辅助开关元件Q2的栅极电压。该电路提供了与上述实施例相似的优势，尤其可以提供下述优势，即扼流线圈PCC和与辅助开关元件Q2有关的电路可以被布置得互相靠近。电阻器Rg3和Rg4的电阻值分别例如是68Ω和100Ω。

(第二实施例)

图12图示了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例。图12中与图4相同的部件被给予相同的标号并且其描述将被省略。

在图12所示的电源电路中，具有扼流线圈绕组N10的扼流线圈PCC(电感L10)被添加到电压谐振变换器的初级侧，以实现E类开关操作。隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1和次级绕组N2之间的耦合系数被设为0.8或更少，这对应于弱耦合。在次级侧，次级侧串联谐振电容器C4被串联连接到次级绕组N2，以构造从全波电桥获得DC输出电压的多重谐振变换器。另外，钳位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路被并联连接到多重谐振变换器中的扼流线圈PCC(电感L10)。

为了控制辅助开关元件Q2的栅极，提供了作为隔离变换器变压器PIT中的初级绕组的一部分的隔离变换器变压器辅助绕组Ng，并提供了电阻器Rg1和Rg2。

多重谐振变换器部件中的开关元件Q1和辅助开关元件Q2中的每一个可能是MOSFET、IGBT和BJT中的任一个。下面将描述其中MOSFET被用作这些元件的电路。

图12中的电源电路中的主要部件互相连接如下。扼流线圈绕组N10的一个绕组端被连接到平缓电容器Ci的正极。扼流线圈绕组N10的另一个绕组端被连接到隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的一个绕组端，并被连接到作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极。就是说，电感L10被连接在平滑电容器Ci的正极与初级绕组N1的一个绕组端和作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极之间。另外，初级侧串联谐振电容器C11被连接在隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的另一个绕组端与作为开关元件Q1的另一个端子的MOSFET的源极之间。此外，初级侧并联谐振电容器Cr的一个电极被连接到作为开关元件Q1的一个端子的MOSFET的漏极，而初级侧并联谐振电容器Cr的另一个电极被连接到作为开关元件Q1的另一个端子的MOSFET的源极。就是说，开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr互相并联连接。

另外，提供了隔离变换器变压器辅助绕组Ng，使得来自隔离变换器变压器辅助绕组Ng的电压被电阻器Rg1和Rg2分压，随后被施加到充当辅助开关元件Q2的MOSFET的栅极。辅助开关元件Q2的漏极被连接到钳位电容器C3。就是说，钳位电容器C3和辅助开关元件Q2形成了串联电路。钳位电容器C3和辅助开关元件Q2的串联电路被并联连接到扼流线圈PCC(电感L10)。隔离变换器变压器辅助绕组Ng从初级绕组N1的额外绕组得到，因此绕组Ng和N1整体地互相连接。该结构只是因为充当辅助开关元件Q2的MOSFET的源极连接到到初级绕组N1的一端。将绕组Ng作为与绕组N1分开的另一个绕组来提供不会导致任何问题。

在上述的电路配置中，初级侧串联谐振电容器C11被连接在隔离变换器变压器PIT中的初级绕组N1的另一个绕组端与开关元件Q1的源极之间。从而形成了初级侧串联谐振电路，其谐振频率受隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1中产生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C11支配。另外，初级侧并联谐振电容器Cr被并联连接到开关元件Q1，从而形成了初级侧并联谐振电路，其谐振频率受初级绕组N1中产生的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr支配。另外，初级侧包括辅助开关元件Q2和钳位电容器C3的串联电路，该串联电路被并联连接到扼流线圈PCC(电感L10)，并且辅助开关元件Q2被设计为在开关元件Q1处于非导通状态时导通。辅助开关元件Q2包括体二极管DD2，从而允许对一个方向的电流的导通/关断切换的控制，以及对另一方向的电流处于导通状态，使得允许双向的电流通道。

响应于开关元件Q1的开关操作，由于初级侧并联谐振电路的电压谐振操作，充电/放电电流在开关元件Q1处于关断状态的时段期间流向和流自初级侧并联谐振电容器Cr。另外，在开关元件Q1处于导通状态的时段期间，初级侧串联谐振电路实现谐振操作使得谐振电流流经初级侧串联谐振电容器C11、初级绕组N1和开关元件Q1的通道。

第二实施例中谐振频率被“支配”的表达指示出初级侧串联谐振电路的谐振频率值非常依赖于初级绕组N1中产生的漏电感L1的电感值和初级侧串联谐振电容器C11的电容值，并且初级侧并联谐振电路的谐振频率值非常依赖于漏电感L1的电感值和初级侧并联谐振电容器Cr的电容值。该表达还指示出其他组件对相应谐振频率的影响比较小。严格地说，这些谐振频率与下列比有关系：初级侧并联谐振电容器Cr和初级侧串联谐振电容器C11的电容值之间的比、平滑电容器Ci和初级侧串联谐振电容器C11的电容值之间的比，以及电感L10和漏电感L1的电感值之间的比。然而，这些比不是主要的，因此谐振频率不被这些比支配。

在次级侧，隔离变换器变压器PIT包括次级绕组N2。因为隔离变换器变压器中的耦合度被设为弱耦合，所以次级绕组N2具有与初级绕组N1相似的漏电感L2。另外，次级侧串联谐振电路的谐振频率受隔离变换器变压器PIT的次级绕组中产生的漏电感L2和次级串联谐振电容器C4支配。

次级侧串联谐振电路的形成可以使对开关电源电路的上述恒压控制的开关频率fs的变化范围Δfs变窄。

次级侧串联谐振电路被串联连接到次级侧整流和平滑电路。次级侧整流和平滑电路包括次级侧整流元件和次级侧平滑电容器。次级侧整流元件是由桥接电路形成的，该桥接电路包括桥接的整流二极管Do1到Do4并且具有输入侧和输出侧。整流二极管Do1与Do2之间的连接节点和整流二极管Do3与Do4之间的连接节点被定义为输入侧。整流二极管Do1与Do3之间的连接节点和整流二极管Do2与Do4之间的连接节点被定义为输出侧。平滑电容器Co被连接到桥接电路的输出侧。该次级侧整流和平滑电路是全波整流电路，其对次级绕组N2中生成的正和负电压进行整流并且使用经整流的电压作为负载电源。

以下将描述图12所示的开关电源电路的更详细的特征。具有上述配置的图12的电源电路中包括的隔离变换器变压器PIT的结构示例与图5所示的相同，因此其描述将被省略。

图12的电源电路中的主要部件的参数被选择如下，使得得到稍后要描述的对该电源电路的实验结果。

Cr＝1000pF

C11＝0.018μF

C3＝0.1μF

C4＝0.056μF

电阻器Rg1和Rg2的电阻值被选择如下：

Rg1＝120Ω(ohm)

Rg2＝100Ω

可允许的负载功率范围是从300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin。DC输出电压Eo的额定电平是175V。

与相应电流和电压的波形有关的对图12的电源电路的实验结果基本上与图6A和6B的波形图所指示的相同，因此其描述将被省略。

将参照图13来描述图12所示的第二实施例的电源电路的特性。图13示出了第一实施例的改良E类开关操作多重谐振变换器在输入AC电压VAC为100V时和电压VAC为230V时在0W到300W的负载功率范围下的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率^。图13中的实线指示出当输入AC电压VAC为100V时的特性，而虚线指示出当电压VAC为230V时的特性。

第二实施例的改良E类开关操作多重谐振变换器在负载功率为300W时在85V到230V的输入AV电压VAC范围下的AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs的特性与图8所示的相似，所以其描述将被省略。

参照图13，当输入AC电压VAC为100V时，明显有利的结果被得到如下：AC到DC功率变换效率达到91.4％；并且开关频率fs的范围是从86.2kHz到86.5kHz，因此开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度是0.3kHz。此外，当输入AC电压VAC为230V时结果如下：AC到DC功率变换效率达到93.8％；并且开关频率fs是不变的128.2kHz，因此开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度是0kHz。在输入AC电压VAC为100V时和其为230V时，开关频率fs的可变化范围Δfs的宽度都远小于作为背景技术的图16所示电路中的开关频率fs的可变化范围Δfs。这是因为提供了初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路，并且在隔离变换器变压器PIT中提供了隔离变换器变压器辅助绕组Ng。更具体的说，这些电路和绕组Ng的提供允许了开关元件Q1和辅助开关元件Q2的导通时段之间的时间比(时段TON与时段TOFF的比)响应于负载功率和输入AC电压VAC的变化而改变，这可以使可变化范围Δfs变窄。(次级侧电路的变体)

图14和15图示了可被应用于第一和第二实施例的次级侧电路的变体。虽然在第一和第二实施例中的隔离变换器变压器PIT中提供了隔离变换器变压器辅助绕组Ng，但是在图14和15中省略了隔离变换器变压器辅助绕组Ng的图示。图14所示的电路是电压倍增器半波整流电路，并且提供了实现倍增整流电压的优势。在该电路中，次级侧串联谐振电路是由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C4形成的。次级侧整流和平滑电路被串联连接到次级侧串联谐振电路。

次级侧整流元件是由两个整流二极管Do1和Do2的串联电路形成的，这两个二极管的相反极性的端子互相连接。次级侧平滑电容器Co被连接到整流二极管Do1和Do2的串联电路的两端。在该电压倍增器半波整流电路中，在一个极性的电压在次级绕组N2中产生的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do2，从而通过次级侧串联谐振电容器C4保持了DC电压。在另一极性的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do1，从而在次级侧平滑电容器Co两端生成了电压。此时，由次级侧串联谐振电容器C4保持的DC电压被添加到次级侧平滑电容器Co两端的电压，使得所得到的电压被输出作为DC输出电压Eo。

图15所示的电路是电压倍增器全波整流电路。具体而言，图15的电路包括图14的电路中所没有的DC电压保持电容器Co’。如果不包括该DC电压保持电容器Co’，那么图15所示的电路与通过将两个图16中的电压倍增器半波整流电路互相结合而得到的电路相同。首先，将对从图15的电路去除DC电压保持电容器Co’而得到的电路进行描述。之后，将对包括DC电压保持电容器Co’的图15的电路进行描述。在图15的电路中，DC电压保持电容器Co’的电容值显著地大于第一次级侧串联谐振电容器C4和第二次级侧串联谐振电容器C4’的电容值。

作为次级绕组，第一次级部分绕组N2’和第二次级部分绕组N2”被使用中心抽头形成，第二次级部分绕组N2”的缠绕方向与第一次级部分绕组N2’的缠绕方向相同。具体而言，当中心抽头被定义为基准时，在第一次级部分绕组N2’的与中心抽头侧相反的绕组端处产生的电压和在第二次级部分绕组N2”的与中心抽头侧相反的绕组端处产生的电压处于相反的相位。

另外，次级侧串联谐振电路是由第一次级侧串联谐振电路和第二次级侧串联谐振电路形成的。第一次级侧串联谐振电路的谐振频率受第一次级部分绕组N2’中产生的漏电感L2’和第一次级侧串联谐振电容器C4支配。第二次级侧串联谐振电路的谐振频率受第二次级部分绕组N2”中产生的漏电感L2”和第二次级侧串联谐振电容器C4’支配。漏电感L2’、第一次级侧串联谐振电容器C4、漏电感L2”和第二次级侧串联谐振电容器C4’各自的电感值和电阻值被设置，使得第一和第二次级侧串联谐振电路具有基本上相同的谐振频率。

次级侧整流和平滑电路是由第一次级侧整流和平滑电路和第二次级侧整流和平滑电路形成的。第一次级侧整流和平滑电路包括作为第一次级侧整流元件的整流二极管Do1和Do2，以及次级侧平滑电容器Co，所述第一次级侧整流元件被串联连接到第一次级侧串联谐振电路。第二次级侧整流和平滑电路包括作为第二次级侧整流元件的整流二极管Do3和Do4，以及次级侧平滑电容器Co，所述第二次级侧整流元件被串联连接到第二次级侧串联谐振电路。次级侧平滑电容器Co被连接到整流二极管Do1和Do2的串联电路的两端，并被连接到整流二极管Do3和Do4的串联电路的两端。在这种方式下，构造了电压倍增器全波整流电路。

在一个极性的电压在次级部分绕组N2’和N2”中产生的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do2，从而通过第一次级侧串联谐振电容器C4保持了DC电压。在另一个极性的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do1，从而电压在次级侧平滑电容器Co的两端生成。此时，由第一次级侧串联谐振电容器C4保持的DC电压被添加到次级侧平滑电容器Co两端的电压，使得所得到的电压被输出作为DC输出电压Eo。相似地，在所述另一个极性的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do4，从而通过第二次级侧串联谐振电容器C4’保持了DC电压。在所述一个极性的半个周期的时段里，电流流经整流二极管Do3，从而电压在次级侧平滑电容器Co的两端生成。此时，由第二次级侧串联谐振电容器C4’保持的DC电压被添加到次级侧平滑电容器Co两端的电压，使得所得到的电压被输出作为DC输出电压Eo。在这种方式下，实现了倍增电压，并且图15的电路操作作为电压倍增器全波整流电路，其中各电压倍增器整流电路在两个极性的整个半周期里操作。

上述操作对应于不包括DC电压保持电容器Co’的情况。相反，如果包括DC保持电容器Co’，那么由第一次级侧串联谐振电容器C4保持的电压和由第二次级侧串联谐振电容器C4’保持的电压也都被DC电压保持电容器Co’保持，这消除了第一和第二次级侧串联谐振电容器C4和C4’保持DC电压的必要。结果，不需要电容器C4和C4’具有有利的DC特性，这方便了组件的选择。第一和第二次级侧串联谐振电容器C4和C4’不需要保持DC电压的理由如下：取决于相应的电容值，DC电压被DC电压保持电容器Co’和第一次级侧串联谐振电容器C4分压，或者被DC电压保持电容器Co’和第二次级侧串联谐振电容器C4’分压，并且DC电压保持电容器Co’的电容值显著地大于第一和第二次级侧串联谐振电容器C4和C4’的电容值。

应该注意到本发明不限于上述实施例所示的配置。例如，作为开关元件(和辅助开关元件)，例如绝缘栅双极型体管(IGBT)或双极型晶体管可代替MOSFET而被使用。另外，虽然上述实施例使用了他励开关变换器，本发明也可被应用于使用自励开关变换器的配置。

本领域技术人员应当明白，只要当处于所附权利要求书或其等同物的范围之内时，各种修改、组合、子组合和变化可取决于设计要求和其他因素而发生。

Claims

1.一种开关电源电路，包括：

开关元件，实现对直流电压的开关以将直流电压变换为交流电压；

变换器变压器，包括初级绕组和次级绕组，通过所述开关元件的变换得到的所述交流电压被输入所述初级绕组，使得在所述次级绕组中生成一交流电压；

次级侧整流和平滑电路，包括用于对所述次级绕组中生成的交流电压进行整流和平滑以产生输出直流电压的次级侧整流元件和次级侧平滑电容器；

开关元件控制单元，基于所述输出直流电压控制所述开关元件；

扼流线圈，通过一端被提供所述直流电压，并且经由另一端连接到所述变换器变压器中的初级绕组的一个绕组端和所述开关元件的一个端子；

初级侧串联谐振电路，通过将初级侧串联谐振电容器连接在所述变换器变压器中的初级绕组的另一个绕组端与所述开关元件的另一个端子之间而形成，并且具有受所述变换器变压器中的初级绕组中产生的漏电感和所述初级侧串联谐振电容器支配的谐振频率；

初级侧并联谐振电路，通过将初级侧并联谐振电容器与所述开关元件并联连接而形成，并且具有受所述初级绕组中产生的漏电感和所述初级侧并联谐振电容器支配的谐振频率；以及

串联电路，由钳位电容器和辅助开关元件形成，并且被并联连接到所述扼流线圈，

其中，所述辅助开关元件被控制以在所述开关元件的非导通时段里导通。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述辅助开关元件的接通和关断是由绕着所述变换器变压器缠绕的变换器变压器辅助绕组控制的。

3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述辅助开关元件的接通和关断是由绕着所述扼流线圈缠绕的扼流线圈辅助绕组控制的。

4.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括

部分谐振电容器，被并联连接到所述变换器变压器中的次级绕组中产生的漏电感和所述次级绕组。

5.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括

次级侧串联谐振电路，其所具有的谐振频率受所述变换器变压器中的次级绕组中产生的漏电感和被串联连接到所述次级绕组的次级侧串联谐振电容器支配。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流元件是由具有输入侧和输出侧的整流二极管的桥接电路形成的，并且充当全波整流电路，并且

所述次级侧平滑电容器被连接到所述整流二极管的桥接电路的输出侧。

7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流元件是由两个整流二极管的串联电路形成的，所述两个整流二极管的相反极性的端子互相连接，并且

所述次级侧平滑电容器被连接到所述两个整流二极管的串联电路的两端使得电压倍增器半波整流电路被形成。

8.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑电路是全波整流电路，其包括设在所述变换器变压器的次级绕组中的中心抽头。

9.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括

初级侧整流和平滑电路，包括用于产生通过对交流电进行整流和平滑得到的整流平滑电压的初级侧整流元件和初级侧平滑电容器，所述直流电压是从所述初级侧整流和平滑电路提供的。