CN100525111C - 基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器 - Google Patents
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Abstract
一种基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器，属于集成电路设计及信号处理的技术领域。IEEE802.11是现今世界上使用最广泛的无线局域网协议之一。基于该协议无线路由器的射频前端需要利用锁相环来产生工作于2.4G频段和5G频段的本振信号。背景技术采用的电感开关双频段压控振荡器需用4个电感，其缺点是在芯片上集成4个片上电感需要占用较大的芯片面积。本发明的压控振荡器采用一个中心抽头电感代替背景技术的4个电感中的两个，其优点是在芯片上集成中心抽头电感所占用的芯片面积比其代替的两个电感所占用的芯片面积小得多，特别适于在无线路由器的射频前端的芯片中作射频双频段压控振荡器。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器，确切说，涉及一种基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器，属于集成电路设计及信号处理的技术领域。
背景技术
近年来，随着射频集成电路技术的迅速发展，人们在日常生活中使用到了许多无线通信产品：移动电话、蓝牙通信产品以及全球定位***等等。此外，随着无线局域网的出现，人们可以通过无线路由器来上网，从而省去了有线上网带来的不便，为用户带来了很大的灵活性。
IEEE802.11是现今世界上使用最广泛的无线局域网协议之一。继IEEE在1999年同时颁布了IEEE802.11b和IEEE802.11a之后，IEEE在2003年又颁布了IEEE802.11g。为了解决协议之间的兼容性问题，基于多协议的硬件开发成为一大热点。然而，2005年IEEE发行的刊物及论文显示，基于多协议的硬件在技术上仍有许多难点尚未解决。
与其它无线产品一样，基于多协议无线路由器的射频前端需要利用锁相环来产生本振信号。所不同的是，IEEE802.11b和IEEE802.11g选用的工作频段为2.4GHz—2.4835GHz，而IEEE802.11a选用的工作频段为5.15GHz—5.35GHz(可用于户内和户外)或5.725GHz—5.85GHz(仅限于户外使用)。三个子协议选用了两个不同的工作频段：2.4G段和5G段。
使用较低的功耗和较小的芯片面积实现最佳的性能是射频集成电路技术发展的目标之一。通过“硬件复用”技术，即仅使用一块电路并采用晶体管作为开关在两个工作频段之间切换，可以节省约50％的功耗和一定的芯片占用面积。所以，“硬件复用”是基于多协议硬件开发的重要思想。
压控振荡器(VCO)是锁相环电路中的核心模块，射频前端所需要的本振信号是由压控振荡器产生的。压控振荡器中有一种电感电容压控振荡器(LC VCO)，由于其相位噪声性能比较好，因此这种振荡器被广泛用在射频集成电路之中。这种振荡器的振荡频率主要由谐振电路中的电感和电容决定。在传统的射频集成电路中，压控振荡器都是通过开关切换电容来改变工作频段的。但是，LC VCO的功耗会随着电容的增加而增加。从5G频段切换到2.4G频段，需要增加谐振电路中的电容，振荡器的功耗也会随之增加。所以，基于开关切换电容的LC VCO，功耗一般都比较大。然而，LC VCO的功耗对电感值的变化相对不敏感。在得到相同的工作频段切换的情况下，采用开关切换电感来切换工作频段的LC VCO，功耗一般都比较小。
由于集成片上电感的芯片占用面积相对较大(通常占整个射频集成电路的芯片面积的60％一80％)，采用改变电感参数作为工作频段切换的方式会占用更大的芯片面积。2006年初，Seong-Mo Yim和Kenneth K.O在《IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques》上发表了关于电感开关的技术方案，如图1所示，见文献[1]。文献[1]所采用的电感开关双频段压控振荡器核心部分(即不包括输出缓冲电路，图中也未画出)需要4个电感，集成4个片上电感需要占用的芯片面积较大。
发明内容
本发明要解决的技术问题是推出一种基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器。该LC VCO具有功耗低，芯片占用面积相对较小的优点，其性能指标完全符合IEEE802.11a/b/g多标准对硬件资源的要求。由于在5G频段，IEEE802.11a提供了可用于户内和户外的5.15GHz—5.35GHz频段和仅限于户外使用的5.725GHz—5.85GHz频段，本发明在5G频段仅使用5.15GHz—5.35GHz频段。
为解决上述的技术问题，本发明采用以下的技术方案：(1)用片上集成中心抽头电感代替背景技术的4个电感中的两个电感。见图2。这种片上电感在电气上可以同时提供两个对称的电感，并在两者的中心部位引出抽头，而其占用芯片的面积比具有相同电感值的非对称片上电感(在电气上仅表现为一个电感)小。(2)适当地改变电路结构，并采用中心抽头电感作为开关控制的对象，如图3所示，那么这种压控振荡器的核心部分只需要3个电感，比图1所示的压控振荡器少使用一个电感，其占用芯片的面积减小约20％—50％。此外，中心抽头电感的对称性有助于提高其电感的品质因数Q，进而改善压控振荡器的相位噪声性能。所述的基于中心抽头电感开关的射频双频段LCVCO含负阻电路、谐振电路、谐振器开关电路和偏置电路。负阻电路全部由PMOS管组成，以降低相位噪声；谐振电路采用了片上集成电感和片上集成变容二极管，无任何片外无源器件，以降低生产成本；谐振器开关电路采用了NMOS管作为开关器件，通过闭合开关短路中心抽头电感来改变谐振电路的总电感量，以实现改变所述的LCVCO的振荡频率的目的；偏置电路为整个压控振荡器电路提供必要的直流偏置。
现结合附图具体描述本发明的技术方案。
一种基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器，含负阻电路、谐振电路、偏置电路和七个引线端，负阻电路由第一MOS管M1和第二MOS管M2组成，第一MOS管M1和第二MOS管M2是PMOS管，谐振电路含第一变容二极管C1、第二变容二极管C2、第一电感L1、第二电感L2，第一变容二极管C1和第二变容二极管C2是片上集成的、工作在积累区-耗尽区的NMOS管，第一电感L1和第二电感L2是非对称片上集成电感，偏置电路是由第五MOS管M5组成的偏置恒流源，第五MOS管M5是PMOS管，七个引线端是Vcc端、Vbias端、Vout+端、Vout-端、Ctrl端、SW端和地线，Vcc端和地线分别是电压源+端和电压源—端的输入端，Vbias端是偏置电压的输入端，Ctrl端是控制电压的输入端，SW端是频段切换电压输入端，Vout+端和Vout-端分别是射频信号的正相和反相输出端，第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极连接，第一MOS管M1的栅极与第二MOS管M2的漏极连接，第二MOS管M2的栅极与第一MOS管M1的漏极连接，第一变容二极管C1和第二变容二极管C2串联后跨接在第一MOS管M1的漏极和第二MOS管M2的漏极之间，第一变容二极管C1和第二变容二极管C2的连接点与Ctrl端连接，第一MOS管M1的漏极和第二MOS管M2的漏极分别与Vout+端和Vout-端连接，第一电感L1的一端与第一MOS管M1的漏极连接，第二电感L2的一端与第二MOS管M2的漏极连接，其特征在于，它还含谐振器开关电路和第三电感L3，谐振器开关电路由第三MOS管M3和第四MOS管M4组成，第三MOS管M3和第四MOS管M4是NMOS管，第三电感L3是含中心抽头的对称型的片上集成电感，第三电感L3的两个端头分别与第一电感L1和第二电感L2的另一端连接，第三电感L3的中心抽头与地线连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极连接后与地线连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的漏极分别与第一电感L1和第二电感L2的另一端连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的栅极连接后与SW端连接，第五MOS管M5的漏极、栅极和源极分别与第一MOS管M1的源极、Vbias端和Vcc端连接。该压控振荡器的电路图示于图3。
本发明的优点在于：采用含中心抽头的电感来减少压控振荡器中的电感的使用个数，确保减小整个压控振荡器芯片占用面积的目的能实现。
下表列出本发明的压控振荡器，即功耗为4.08mW、采用0.18μm CMOS工艺制造的基于中心抽头电感开关的双频段压控振荡器(记为VCO1)与基于图1所示方案的双频段压控振荡器(记为VCO2)的比较结果：
| 参数 | VCO1 | VCO2 |
| 开关方案 | 中心抽头电感开关(本发明的技术方) | 标准电感开关(图1所示方案) |
| 功耗(mW) | 4.08 | 4.08 |
| 调谐范围(GHz) | 5G频段：5.135—5.3652.4G频段：2.38—2.52 | 5G频段：5.128—5.3582.4G频段：2.386—2.53 |
| 芯片面积(mm<sup>2</sup>) | 0.95×0.58 | 1.4×0.62 |
由上表可以看出，在相同的功耗下，本发明的压控振荡器占用芯片面积为0.551mm2，而基于图1所示方案的压控振荡器占用芯片面积为0.868mm2，换句话说，本发明的技术方案可节省占用芯片面积约36.5％。
图4(a)和(b)分别展示了本发明的压控振荡器作为射频前端的本振在5G频段和2.4G频段的相位噪声仿真结果。从图中可看出，在5G频段，其相位噪声为-120.0dBc/Hz@1MHz；在2.4G频段，其相位噪声为-126.2dBc/Hz@1MHz。根据IEEE802.11b/g标准的要求，在2.4G频段，本振的相位噪声必须小于-110dBc/Hz@1MHz；根据IEEE802.11a标准的要求，在5G频段，本振的相位噪声也必须小于-110dBc/Hz@1MHz[2]。因此，本发明的压控振荡器完全符合IEEE802.11a/b/g标准的要求。
附图说明
图1为文献[1]采用的标准电感开关双频段压控振荡器的电路图。
图2(a)为含中心抽头的片上集成电感的版图。
图2(b)为含中心抽头的片上集成电感的电路符号。
图3为本发明的基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器的电路图。
图4(a)为本发明的压控振荡器在频率为5.24GHz时仿真得到的相位噪声曲线。
图4(b)为本发明的压控振荡器在频率为2.4GHz时仿真得到的相位噪声曲线。
具体实施方式
现结合附图和实施例详细说明本发明的技术方案。
实施例
本实施例具有与图3所示的电路完全相同的电路结构。本实施例的元器件和电路参数罗列如下：
第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的电感量分别为：0.292nH，0.292nH和1.083nH；
第一变容二极管C1、第二变容二极管C2的电容量变化范围为：568.7fF—764.4fF；
第一MOS管M1、第二MOS管M2的宽长比都为(96/0.18)μm/μm；
第三MOS管M3、第四MOS管M4的宽长比都为(960/0.18)μm/μm；
第五MOS管M5的宽长比为(1000/1)μm/μm；
电压源+端的电压为1.25V；
Vbias端的偏置电压为0V；
Ctrl端的控制电压变化范围为0—1.25V；
SW端的输入电压分别为：0V，压控振荡器工作在2.4G频段和1.25V，压控振荡器工作在5G频段。
工作原理。
本发明的基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器的电路图如图3所示。第三电感L3含中心抽头，是一种对称型的片上集成电感，该电感的线圈的一半与另一半相互交错镶嵌在一起。当差分电流从该电感的两端流入时，该电感的两部分的线圈中流过电流的方向相反，使得两部分的线圈之间形成很强的磁耦合，增加了总的电感量。所以含中心抽头的电感只需要占用较小的芯片面积就能得到较大的电感量。
在本发明的压控振荡器中，第五MOS管M5为振荡器电路提供了必要的偏置电流。由于实际谐振电路中的无源器件：第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一变容二极管C1和第二变容二极管C2，工作时都是有损耗的，因此需要第一MOS管M1与第二MOS管M2组成的交叉耦合对作为负阻器件向谐振电路补充能量，以维持谐振电路的振荡。
Ctrl端的输入信号由锁相环中的电荷泵输出提供，旨在对谐振电路的谐振频率进行微调。第一变容二极管C1和第二变容二极管C2实际为工作在积累区—耗尽区的NMOS管。当Ctrl端的电位上升，NMOS管进入积累区，此时第一变容二极管C1和第二变容二极管C2增加，谐振电路的谐振频率下降；当Ctrl端的电位下降，NMOS管进入耗尽区，此时第一变容二极管C1和第二变容二极管C2减小，谐振电路的谐振频率上升。
第三MOS管M3与第四MOS管M4构成压控振荡器的谐振器开关电路，即频段切换开关电路。当SW端的输入信号为低电平时，第三MOS管M3和第四MOS管M4关闭，此时第一变容二极管C1、第二变容二极管C2、第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3构成压控振荡器的谐振电路，该压控振荡器因谐振电路的LC乘积较大而工作在2.4G频段；当SW端的输入信号为高电平时，第三MOS管M3和第四MOS管M4开启，此时，对于射频而言，相当于第三电感L3被短路，第一变容二极管C1、第二变容二极管C2、第一电感L1、第二电感L2构成压控振荡器的谐振电路，该压控振荡器因谐振电路的LC乘积较小而工作在5G频段。
参考文献
[1]S.M.Yim and K.K.O，“Switched Resonators and Their Applicationsin a Dual-Band Monolithic CMOS LC-Tuned VCO，”IEEETrans.Microw.Theory Tech.，vol.54，no.1，pp.74—81，Jan.2006.
[2]M.Brandolini，P.Rossi，D.Manstretta and F.Svelto，“TowardMultistandard Mobile Terminal—Fully Integrated ReceiversRequirements and Architectures，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.53，no.3，pp.1026—1038，Mar.2005.
Claims (3)
1、一种基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器，含负阻电路、谐振电路、偏置电路和七个引线端，负阻电路由第一MOS管(M1)和第二MOS管(M2)组成，第一MOS管(M1)和第二MOS管(M2)是PMOS管，谐振电路含第一变容二极管(C1)、第二变容二极管(C2)、第一电感(L1)、第二电感(L2)，第一变容二极管(C1)和第二变容二极管(C2)是片上集成的、工作在积累区-耗尽区的NMOS管，第一电感(L1)和第二电感(L2)是非对称片上集成电感，偏置电路是由第五MOS管(M5)组成的偏置恒流源，第五MOS管(M5)是PMOS管，七个引线端是Vcc端、Vbias端、Vout+端、Vout-端、Ctrl端、SW端和地线，Vcc端和地线分别是电压源+端和电压源—端的输入端，Vbias端是偏置电压的输入端，Ctrl端是控制电压的输入端，SW端是频段切换电压输入端，Vout+端和Vout-端分别是射频信号的正相和反相输出端，第一MOS管(M1)的源极与第二MOS管(M2)的源极连接，第一MOS管(M1)的栅极与第二MOS管(M2)的漏极连接，第二MOS管(M2)的栅极与第一MOS管(M1)的漏极连接，第一变容二极管(C1)和第二变容二极管(C2)串联后跨接在第一MOS管(M1)的漏极和第二MOS管(M2)的漏极之间，第一变容二极管(C1)和第二变容二极管(C2)的连接点与Ctrl端连接，第一MOS管(M1)的漏极和第二MOS管(M2)的漏极分别与Vout+端和Vout-端连接，第一电感(L1)的一端与第一MOS管(M1)的漏极连接，第二电感(L2)的一端与第二MOS管(M2)的漏极连接，其特征在于，它还含谐振器开关电路和第三电感(L3)，谐振器开关电路由第三MOS管(M3)和第四MOS管(M4)组成，第三MOS管(M3)和第四MOS管(M4)是NMOS管，第三电感(L3)是含中心抽头的对称型的片上集成电感，第三电感(L3)的两个端头分别与第一电感(L1)和第二电感(L2)的另一端连接，第三电感(L3)的中心抽头与地线连接，第三MOS管(M3)和第四MOS管(M4)的源极连接后与地线连接，第三MOS管(M3)和第四MOS管(M4)的漏极分别与第一电感(L1)和第二电感(L2)的另一端连接，第三MOS管(M3)和第四MOS管(M4)的栅极连接后与SW端连接，第五MOS管(M5)的漏极、栅极和源极分别与第一MOS管(M1)的源极、Vbias端和Vcc端连接。
2、根据权利要求1所述的基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器，其特征在于，第三电感(L3)的线圈的一半与另一半相互交错镶嵌在一起。
3、根据权利要求1或2所述的基于中心抽头电感开关的射频双频段电感电容压控振荡器，其特征在于，该压控振荡器的元器件和电路参数罗列如下：
第一电感(L1)、第二电感(L2)和第三电感(L3)的电感量分别为：0.292nH，0.292nH和1.083nH；
第一变容二极管(C1)、第二变容二极管(C2)的电容量变化范围为：568.7fF—764.4fF；
第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)的宽长比都为(96/0.18)μm/μm；
第三MOS管(M3)、第四MOS管(M4)的宽长比都为(960/0.18)μm/μm；
第五MOS管(M5)的宽长比为(1000/1)μm/μm；
电压源+端的电压为1.25V；
Vbias端的偏置电压为0V；
Ctrl端的控制电压变化范围为0—1.25V；
SW端的输入电压分别为：0V，压控振荡器工作在2.4G频段和1.25V，压控振荡器工作在5G频段。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2006100296453A CN100525111C (zh) | 2006-08-01 | 2006-08-01 | 基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2006100296453A CN100525111C (zh) | 2006-08-01 | 2006-08-01 | 基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1889365A CN1889365A (zh) | 2007-01-03 |
| CN100525111C true CN100525111C (zh) | 2009-08-05 |
Family
ID=37578626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB2006100296453A Expired - Fee Related CN100525111C (zh) | 2006-08-01 | 2006-08-01 | 基于中心抽头电感开关的射频双频段压控振荡器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100525111C (zh) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2483899A (en) * | 2010-09-24 | 2012-03-28 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Digitally controllable LC oscillator with fine control resolution |
| CN102548053B (zh) * | 2010-12-15 | 2018-01-19 | 盛乐信息技术（上海）有限公司 | 一种基于2.4g的无线路由器及其实现方法 |
| US9425737B1 (en) | 2015-03-16 | 2016-08-23 | Futurewei Technologies, Inc. | Tapped inductor voltage controlled oscillator |
| CN110190830B (zh) * | 2019-07-04 | 2021-08-06 | 电子科技大学 | 一种双频带小型化数字移相器 |
| TWI749398B (zh) * | 2019-11-15 | 2021-12-11 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 電感電容振盪器及共模共振腔 |
| CN117559915B (zh) * | 2024-01-12 | 2024-03-26 | 西北工业大学 | 一种基于双路径电感的双模振荡器 |
-
2006
- 2006-08-01 CN CNB2006100296453A patent/CN100525111C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1889365A (zh) | 2007-01-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C17 | Cessation of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
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