CN100511955C

CN100511955C - 变换器装置

Info

Publication number: CN100511955C
Application number: CNB038271354A
Authority: CN
Inventors: 吉村学; 贝谷敏之
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2009-07-08
Anticipated expiration: 2023-09-30
Also published as: JPWO2005034327A1; TW200513015A; WO2005034327A1; TWI229971B; US7436144B2; GB2423198A; GB0606398D0; CN1839539A; GB2423198B; DE10394312T5; US20060239047A1

Abstract

本发明可以获得一种变换器装置，其CPU在每个规定期间的运算周期内，在根据驱动电动机的频率指令值和前述电动机的状态量，对输出电压指令进行运算时，并不缩短运算周期，而是在一定条件下，在该运算周期内对振幅相同而仅相位超前的多个输出电压指令值进行运算。ASIC将从CPU接受的多个输出电压指令值按时间序列的顺序反映到三角波信号上进行比较，将PWM信号输出给开关电路。其结果，不论输出频率的高低，与现有技术相比均可使输出电压的波形更加接近正弦波，并可以减轻CPU的处理负荷。

Description

变换器装置

技术领域

本发明涉及一种用任意频率驱动电动机的变换器装置。

背景技术

驱动感应电动机或同步电动机等电动机的变换器装置，通常具有：输出电压运算单元，其根据为了驱动电动机而输入的频率指令值和检测出的前述电动机的状态量，在每个运算周期内对输出电压指令进行运算；PWM图形发生单元，其根据前述输出电压运算单元输出的输出电压指令值和三角波信号之间的比较，输出PWM(脉幅调制)信号；以及开关单元，其对应于前述PWM图形发生单元输出的PWM信号，对直流电压进行开闭，以向前述电动机提供规定频率的交流电压，但由于开关单元输出的交流电压的波形为台阶状，所以为了降低电流波动等，提出了各种使输出电压的波形尽可能接近正弦波的方案。

例如，专利文献1中公开了下述技术，即，用一个运算周期内存在的三角波信号的顶点个数N，来分割某一个运算周期内计算出的电压指令值V1和下一个运算周期内计算出的输出电压指令值V2之间的差量ΔV，通过在存在于该运算周期内的各三角波信号的顶点，以每次ΔV/N对振幅值进行线性插补，使各输出电压指令值不断改变，将输出电压指令值由台阶状变化为直线状，从而获得平滑的输出电压。

此外，上述专利文献1如下所述。

专利文献1：特开平6—22556号公报

然而，在上述专利文献1所述的技术中，由于在一个运算周期内表示电压变化的方向的符号固定，因而如图1所示，在1个运算周期内的中途电压变化方向发生逆转的情况下，无法求出表示该变化的输出电压指令值。下面参照图1具体进行说明。图1是表示对希望实际输出的输出电压指令的变化波形和实际输出的输出电压指令的变化波形之间进行比较的图。

在图1(1)中，关联表示出1个运算周期内，希望实际输出的输出电压指令的变化波形1和三角波信号2。在图1(2)中，关联表示出1个运算周期内，实际输出的输出电压指令的变化波形3和三角波信号2。如图1所示，1个运算周期内的输出电压指令的振幅值，在每个三角波信号2的顶点每次变化ΔV/N。

在这里，在1个运算周期内存在正弦波的顶点(例如正极一侧的最大值点)的情况下，如图1(1)所示，希望实际输出的输出电压指令的变化波形1，成为在1个运算周期内，在上升台阶之后与下降台阶部分4相连的台阶波形。对此，在上述专利文献1所述的技术中，由于在1个运算周期内电压变化方向为一个方向，因而如图1(2)所示，实际输出的输出电压指令的变化波形2仅为上升台阶，即使在与图1(1)中所示的希望实际输出的输出电压指令的变化波形1中的下降台阶部分4相对应的区域5内，也为上升台阶的波形。

为了避免这种情况，以使图1(1)中的下降台阶部分4包含到下一个运算周期内的方式，将用虚线分割的区间缩小一个，即进行缩短运算周期或将正弦波的相位整体向右偏移的处理，使运算周期和正弦波的相位一致。要想实现这一点，在前者的情况下，必须升级对输出电压指令进行运算的CPU，成本上升。在后者的情况下，处理负荷增大。

此外，图2是对输出电压波形和正弦波形进行比较的图。在图2中，示出以正弦波7的1/4周期为1个运算周期时的输出电压8的波形。如图2所示，由于通过线性插补求取各运算周期内的电压，因而输出电压8作为在各运算周期内直线变化的电压输出。这时，在输出频率低的情况下，由于相对于正弦波的周期而言，运算周期充分地短，因而可以将正弦波细分割，即使是线性插补，与正弦波的偏差也小，但在输出频率高的情况下，由于运算周期相对变长，因而利用现有技术，很难近似正弦波的精细的曲线，与正弦波的偏差明显。

本发明正是鉴于上述问题而提出的，其目的在于得到一种变换器装置，其不论输出频率高低，均可使输出电压的波形比现有技术更加接近正弦波，并且可以减轻对输出电压指令进行运算的CPU的处理负荷。

发明内容

本发明是一种变换器装置，其具有：输出电压运算单元，其在各运算周期内，根据驱动电动机的频率指令值和前述电动机的状态量，对输出电压指令进行运算；PWM图形发生单元，其输出与前述输出电压运算单元输出的输出电压指令值相对应的PWM信号；以及开关单元，其对应于前述PWM图形发生单元输出的PWM信号，对直流电压进行开闭，向前述电动机提供规定频率的交流电压，其特征在于，前述输出电压运算单元具有以下功能，即，在前述频率指令值大于规定值的情况下，对比小于的情况下多的输出电压指令值进行运算。

根据本发明，可以使低速区域内的计算负荷减少。此外，可以确保只在输出频率低的情况下进行的运算时间、例如开关电路的上下臂短路防止时间等导致的输出电压的误差校正等的运算时间。

附图说明

图1是表示对希望实际输出的输出电压指令的变化波形和实际输出的输出电压指令的变化波形进行比较的图。

图2是表示对输出电压波形和正弦波波形进行比较的图。

图3是表示本发明的一个实施方式的变换器装置的结构的框图。

图4是说明图3所示的输出电压运算部的动作的流程图。

图5是说明在图3所示的输出电压运算部中，1个运算周期内生成多个输出电压指令的具体动作例的时序图。

图6是说明图3所示的PWM图形发生部(ASIC)的动作的时序图。

图7是将利用图3所示的变换器装置获得的输出电压与现有技术进行比较的波形图。

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明涉及的变换器装置的最佳实施方式。

图3是表示本发明的一个实施方式的变换器装置的结构的框图。图3所示的变换器装置具有：输出电压运算部10；PWM图形发生部11，其接受输出电压运算部10的输出；以及开关电路12，其接受PWM图形发生部11的输出，在开关电路12上连接电动机(感应电动机或同步电动机)13。电动机13例示的是三相电动机。

输出电压运算部10具有：运算部(以下称之为“CPU”)14，其生成各种数据；以及数据发送部15，其是将CPU 14生成的数据发送给PWM图形发生部11的接口。

CPU 14中，从外部输入用于驱动电动机13的频率指令16，以及电动机13的状态量17。作为状态量17，在电动机13是感应电动机的情况下，主要是电流值，但在电动机13是同步电动机的情况下，还增加了速度值。电流值通过在电线上安装电流检测器(变流器及电阻器等)进行检测。此外，速度值通过在旋转轴上安装编码器进行检测。在本说明书中，电动机13为感应电动机，状态量为电流值。

CPU 14在每个运算周期读入检测出的电动机13的状态量17，并据此对输出电压指令(电压数据)进行运算。此外，CPU 14根据频率指令16生成三角波振幅数据以及反映定时数据，该三角波振幅数据提供三角波信号的周期，该三角波信号成为获取PWM信号的载波，上述反映定时数据提供规定反映间隔的三角波信号的顶点个数。

此时，CPU 14在对输出电压指令进行运算时，在一定条件下，对该运算周期内振幅相同而仅相位超前的多个输出电压指令值进行运算。在本实施方式中，作为多个输出电压指令值，求取三个输出电压指令值。

其结果，从数据发送部15向PWM图形发生部11发送生成的数据(电压数据、三角波振幅数据、反映定时数据等)。此外，发送用于取得运算周期和反映定时的同步的同步信号。

PWM图形发生部11通过专用的半导体集成电路即ASIC来实现。ASIC 11具有：作为接口的数据接收部21、缓冲存储器A 22、缓冲存储器B 23以及缓冲存储器C 24、反映定时寄存器25、三角波计数器26、比较部28。

数据接收部21读入由CPU 14生成的数据(电压数据、三角波振幅数据、反映定时数据等)，电压数据分别输出至缓冲存储器A22、缓冲存储器B 23以及缓冲存储器C 24中临时保存。这时，在电压数据是一个的情况下，将该一个电压数据分别输出至缓冲存储器A22、缓冲存储器B 23以及缓冲存储器C 24这三个中，但在电压数据是三个的情况下，分别将该三个电压数据按照时间序列的顺序输出至缓冲存储器A 22、缓冲存储器B 23以及缓冲存储器C 24这三个中。

此外，数据接收部21将读入的反映定时数据输出至反映定时寄存器25中，三角波振幅数据则输出至三角波计数器26中。反映定时寄存器25保持的反映定时数据被电压寄存器27使用。三角波计数器26根据三角波振幅数据使计数器增减，生成三角波并提供给比较部28。

电压寄存器27根据同步信号和反映定时数据，按照时间序列的顺序读入缓冲存储器A 22、缓冲存储器B23以及缓冲存储器C 24的保持数据，分别保持恒定期间(三角波信号顶点的规定个数的期间)，提供给比较部28。

比较部28对电压寄存器27的值和三角波计数器26的值进行比较，将脉宽变化的脉冲信号即PWM指令输出给开关电路12。

开关电路12，其三个上臂开关元件和三个下臂开关元件按照PWM图形发生部(ASIC)11输出的PWM指令，以彼此不重复的方式进行开闭动作，由+V的直流电压生成规定频率的三相交流电压，提供给电动机13。

下面参照图3～图7，说明本实施方式的变换器装置的动作。首先，参照图4说明输出电压运算部中的总体的运算动作。图4是说明图3所示的输出电压运算部的动作的流程图。

在图4中，CPU 14根据输入的频率指令16，确定作为PWM信号的载波的三角波信号的频率，生成三角波振幅数据(步骤ST1)，并在规定期间ΔT的每个运算周期内，执行步骤ST2～步骤ST12的处理，求出三相交流的输出电压指令值V(Vu、Vv、Vw)。

也就是说，CPU 14检测出作为电动机的状态量17的电流值(步骤ST2)，将电流座标变换为以d轴—q轴为正交的两个轴的旋转正交座标系(步骤ST3)。然后，根据旋转座标求出该运算周期的正弦波中的相位θ(步骤ST4)。在这里，由于在本实施方式中，将期间ΔT的1个运算周期内的相位θ分成3份，分别在最初期间ΔT/3中的相位(以下称之为“前置相位”)θ1、第2个期间ΔT/3中的相位(以下称之为“中心相位”)θ2、以及第3个期间ΔT/3中的相位(以下称之为“后置相位”)θ3中，求出输出电压值指令(参照图5)，因而在该步骤ST4中求出中心相位θ2。

然后，作为直流量，求取电压Vd和电压Vq(步骤ST5)，判断相位是否有变化(步骤ST6)。一般地，以角频率ω旋转的正弦波的时间t中的振幅值，可以利用振幅A、角频率ω以及时间t表示为Asinωt。此时的相位θ为ωt。由于时间t是运算周期的期间ΔT的积分，因而相位θ成为θ＝ω∑ΔT。而且，由于运算周期内的相位变化量Δθ是Δθ＝ωΔT，因而在该步骤ST6中，通过监视输出电压的角频率ω就可以进行判断，可以判断出该计算周期处于正弦波的哪个相位上。此外，相位θ是相位变化量Δθ的积分，θ＝∑Δθ。

因此，例如如果相位变化量小于或等于规定值，则判断为无相位变化(步骤ST6：否)。该情况下，由于θ2＝θ1＝θ3，所以通过电压座标变换求出中心相位θ2上的电压V2(步骤ST7)，其余的前置相位θ1上的电压V1和后置相位上的电压V3不进行运算，均设定为与电压V2相等的值(步骤ST8)，将其作为该运算周期内的输出电压指令值V(Vu、Vv、Vw)。以上的步骤ST1～步骤ST4、步骤ST7、步骤ST8的步骤是现有的步骤。

但在现有技术中，由于未考虑分割1个运算周期内的相位，因而在步骤ST4中，求取该运算周期的相位θ。此外，由于在本实施方式中分割1个运算周期内的相位，因而步骤ST8是新产生的步骤。因此，在本实施方式中，在1个运算周期内与现有技术相同地对1个输出电压指令进行运算的情况下，所增加的处理是步骤ST8的步骤，处理的增加量极少。

另一方面，在相位变化量超过规定值的情况下，判断有相位变化(步骤ST6：是)，分别求取前置相位θ1和后置相位θ3(步骤ST9)，通过电压座标变换，分别求取前置相位θ1上的输出电压指令值V1(Vu1、Vv1、Vw1)、中心相位θ2上的输出电压指令值V2(Vu2、Vv2、Vw2)、以及后置相位θ3上的输出电压指令值V3(Vu3、Vv3、Vw3)(步骤ST10～步骤ST12)。

下面参照图5说明步骤ST4、步骤ST9～步骤ST12的动作。图5是说明图3所示的输出电压运算部在1个运算周期内生成多个输出电压指令的具体动作例的时序图。在图5中，纵轴是相位θ，横轴是时间t。

图5中，在正弦波正极性的半周期中的前半周期中，对以某个角度向右上方直线上升的模拟相位θana，示出两个连续的运算周期31、32。同时，运算周期的期间为ΔT。

在运算周期31中，相位按最初期间ΔT/3中的前置相位θ11、第2个期间ΔT/3中的中心相位θ12、第3个期间ΔT/3中的后置相位θ13而依次变化。此外，在运算周期32内，相位按最初期间ΔT/3中的前置相位θ21，第2个期间ΔT/3中的中心相位θ22、第3个期间ΔT/3中的后置相位θ23而依次变化。

并且，分别在运算周期31和运算周期32中，前置相位θ1以及后置相位θ3相对于中心相位θ2的变化量均为相等的Δθ/3。此外，运算周期31和运算周期32之间的相位变化量(超前相位量)Δθ，作为中心相位θ12和中心相位θ22的差量来提供，如上所述，为Δθ＝ωΔT。

举例说明运算周期32。在现有技术中，在图4的步骤ST4中求出的相位θ是上述中心相位θ22，它是1个运算周期全体的相位，但在本实施方式中，将该相位θ分成3份后计算。即，首先，在图4的步骤ST4中用现有的方法求取中心相位θ22，再在图4的步骤ST9中以该中心相位θ22为中心，求取—ΔT/3时的前置相位θ21和+ΔT/3时的后置相位θ23，由此，分三次求取相位。

由于相位的超前量Δθ如前所述，可以通过角频率和运算周期的期间的积ωΔT求取，因而如果运算周期内输出频率不变，则在图4的步骤ST9中，可以将前置相位θ21和后置相位θ23计算为：

θ21＝θ22-ωΔT/3＝θ22-Δθ/3

θ23＝θ22+ωΔT/3＝θ22+Δθ/3

在图4的步骤ST10～步骤12中，使用以上述方式求取的三个相位，分别计算期间ΔT的1个运算周期内对应的三个输出电压指令值。这样，可以仅使变换器装置的输出电压在期间ΔT的1个运算周期内的相位以每次ΔT/3的期间变化。

下面，图6是说明图3所示的PWM图形发生部(ASIC)的动作的时序图。在图6中，示出了CPU 14在图5所示的运算周期31内，向ASIC 11发送同步信号41、三个电压数据V11、V12、V13以及各自对应的期间Δt的反映定时42、43、44、以及三角波信号45的数据时的ASIC 11中各部分的动作。

CPU 14在期间ΔT的运算周期31内，当电压数据V11、V12、V13的计算处理一结束，就立刻进行发送处理，将电压数据V11、V12、V13和其它数据一并迅速发送给ASIC 11，存储到ASIC 11的缓冲存储器中。然后发送同步信号41。

因此，如图6所示，ASIC 11中，在期间ΔT的运算周期31内，首先将电压数据V11存储到缓冲存储器A 22中，将电压数据V12存储到缓冲存储器B 23中，将电压数据V13存储到缓冲存储器C23中。

然后，在电压寄存器27中，通过响应同步信号，读入缓冲存储器A 22内的电压数据V11，在反映定时42的期间Δt内保持输出。如果经过该反映定时42的期间Δt，则读入缓冲存储器B23内的电压数据V12，在反映定时43的期间Δt内保持输出。同样地，如果经过该反映定时43的期间Δt，则读入缓冲存储器C24内的电压数据V13，在反映定时44的期间Δt内保持输出。

比较部28中，在反映定时42、43、44的各期间Δt中，将电压数据V11、V12、V13分别反映到作为三角波计数器26的输出的三角波信号45中进行比较，将PWM信号输出给开关电路12。在这里，反映定时42、43、44的期间Δt是三角波信号45的顶点经过规定个数(图6的例子中为3个)的期间，该期间的起点和终点与三角波信号45的顶点同步。

这样，CPU 14在1个运算周期的期间ΔT内进行运算得到的三个输出电压指令值，在ASIC 11中，在CPU 14指定的定时自动地被反映，生成PWM信号。由于CPU 14仅指定反映定时，并不进行反映处理，因而可减轻处理负荷。

图7是将用图3所示的变换器装置获得的输出电压与现有技术相比较的波形图。图7(1)是由现有技术获得的输出电压波形。图7(2)是由本实施方式获得的输出电压波形。

从图4的动作说明中可知，现有技术中由于在各运算周期(期间ΔT)内求取一个输出电压指令值，因而在输出频率高而运算周期相对长的情况下，如图7(1)所示，输出电压的波形成为台阶差别明显的台阶状波形。

与之相反，在本实施方式中，如图7(2)所示，由于相位变化量在例如超过规定值的运算周期(期间ΔT)内，仅将相位分成3份，在每个期间ΔT/3中，以V1(θ1)、V2(θ2)、V3(θ3)这样一点点地求出三个输出电压指令值，分别对其生成PWM信号，因而即使在输出频率高而运算周期相对长的情况下，也可以减少台阶状波形的台阶差别，更加接***滑的正弦波。

此外，为了便于说明，示出将相位分成3份，求取三个输出电压指令值的情况，但每1个运算周期内可反映的输出电压指令的个数，显然可以根据CPU 14的处理能力以及ASIC 11的存储器规模而适当选择，根据需要任意地变更。

如上所述，根据本实施方式，由于在运算周期内多次更新仅相位超前的输出电压指令值，因而即使在输出电压基本波周期内运算周期数少的情况下，也可以获得具有更加接近正弦波的波形的输出电压。因此，电流波动比现有技术减少，可以实现转矩波动的减少以及效率的提高。

此外，由于对输出电压指令进行运算的CPU，只要追加对多个仅相位超前的输出电压指令值进行运算的功能即可，因而计算量的增加可以较少。除此而外，由于多次更新输出电压指令值的动作并不需要通过CPU处理，而是由半导体集成电路即ASIC来进行，所以从这一点来说，也可减轻CPU的处理负担，与不缩短运算周期这一点相结合，可以不用使用高价的CPU。

在这里，以上的说明表示了在相位变化量超过规定值的运算周期内，将该相位分割为多个的情况，但在输出电压的周期相对于运算周期足够大的情况下，即输出频率低的情况下，由于在输出电压的基本波1个周期内有多个运算周期进入，对多个输出电压指令值进行运算，因而即使在运算周期的1个周期内不输出多个相位超前的电压，也能够获得非常接近正弦波的波形。

因此，在图4中的步骤ST6中，并不是判断相位的变化，而是判断为了驱动电动机而输入的频率指令值大于规定值还是小于规定值，在频率指令值大于规定值的情况下，对比小于的情况多的输出电压指令值进行运算。或者，也可以设定为在频率指令值大于规定值的情况下，计算多个输出电压指令值，而在小于的情况下，与现有技术相同地，只计算一个输出电压指令值。

作为后者的例子，例如如果在运算周期500μ秒内，只要在输出电压1个周期中取得18个电压变化就足够，则在小于或等于1/(500μ×18)＝111.11Hz的输出频率区域内，在步骤ST6中进行否定(否)的处理，从而不实施将相位分割为多份的处理。并且，在大于或等于它的输出频率区域的情况下，因为进入输出电压的基本波1周期内的运算周期变少，所以为了加速电压的更新，进行肯定(是)的处理，从而实施将相位分割为多份的处理，由此增加运算周期内的输出电压指令输出次数。

由此，可以使低速区域内的计算负荷减少。此外，可以确保只在输出频率低的情况下进行的运算时间、例如由防止开关电路的上下臂短路时间等得到的输出电压的误差校正等的运算时间。

而在本实施方式中，表示了以下的构成方式，即，CPU和ASIC之间交换的数据中，包含表示三角波信号的顶点个数的反映定时数据，输出电压指令的更新定时可以根据其情况设定，在有无自动更新以及产生运算周期的切换的情况下都可以应对，但本发明并不限于此，可以有多种变形方式。

例如，(1)在由于运算周期固定而自动反映定时固定的情况下，也可通过ASIC的端口设定等用硬件设定该值。(2)此外，为了能使用户变更三角波信号的周期，ASIC从CPU接收三角波信号的周期，但如果三角波信号的周期固定，则不必从CPU接受三角波信号周期。因此，CPU也不必求取三角波信号的周期。(3)此外，示出了用三角波信号的顶点个数控制输出电压指令对三角波信号的反映定时的情况，但也可以设定为以时间为基础设定反映定时。(4)此外，关于定时信号，为了取得三角波信号的顶点和CPU的计算定时之间的同步而使用同步信号，但也有无须取得该同步的实现方法。

工业实用性

本发明适用于变换器装置，该变换器装置可以得到使驱动电动机的任意频率的交流电压更接近正弦波的波形、即可以得到电流波动小而转矩波动小的交流电压。

Claims

1.一种变换器装置，其具有：

输出电压运算单元，其在各运算周期内，根据驱动电动机的频率指令值和前述电动机的状态量，对输出电压指令进行运算；

PWM图形发生单元，其输出与前述输出电压运算单元输出的输出电压指令值相对应的PWM信号；以及

开关单元，其对应于前述PWM图形发生单元输出的PWM信号，对直流电压进行开闭，向前述电动机提供规定频率的交流电压，其特征在于，

前述输出电压运算单元具有以下功能，即，在前述频率指令值大于规定值的情况下，对比小于的情况下多的输出电压指令值进行运算。

2.一种变换器装置，其具有：

前述输出电压运算单元具有以下功能，即，在前述频率指令值大于规定值的情况下，对多个输出电压指令值进行计算，在小于的情况下，对一个输出电压指令值进行计算。