CN100466443C

CN100466443C - 整流器电路和无线电通信装置

Info

Publication number: CN100466443C
Application number: CNB2005100781628A
Authority: CN
Inventors: 梅田俊之; 大高章二
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-06-17
Filing date: 2005-06-17
Publication date: 2009-03-04
Anticipated expiration: 2025-06-17
Also published as: CN1722595A

Abstract

一种整流器电路，它包括：用来输出直流电压的偏置电路；具有一栅极和一源极的第一MOS晶体管；以及具有一栅极、一源极和连接在所述第一MOS晶体管的源极上的漏极的第二MOS晶体管。在第一MOS晶体管的栅极和源极之间只施加直流电压，并且在第二MOS晶体管的栅极和源极之间只施加直流电压。该整流器电路还包括一耦合电容器，它具有与第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流电流信号的第二端部。

Description

整流器电路和无线电通信装置

相关申请的交叉参考

本申请基于2004年6月17日提交的在先日本专利申请No.2004-180164和在2005年5月25日提交的日本专利申请2005-152990并且要求了其优先权权益，这两篇文献的整个内容在这里被引用作为参考。

技术领域

本发明涉及一种整流器电路和包括该整流器电路的无线电通信装置。

背景技术

整流器电路通过二极管的整流将交流电流(AC)转变成直流电流(DC)。该整流器电路在设置作为半导体集成电路时采用了其源极和栅极相互连接的二极管接法(diode-connected)MOS晶体管作为二极管。例如，在采用通过三井(triple well)与基底隔离的NMOS晶体管作为二极管时，其漏极和源极与n井连接，并且源极也与连接在位于晶体管的底部处的p井上的背栅(backgate)上。

规类为通信装置并且最近由于其应用广泛而受到关注的无线电射频识别(RFID)标签需要整流器电路。RFID标签从在环形天线中感应出的交流电流中产生出用于驱动RFID标签中的集成电路的直流电源电压并且将数据信号解调。电压产生和解调需要整流器电路。

例如在日本专利申请特许公开No.2002-152080以及M.Usami等人的“Powder LSI:An ultra small RF identification chip for individualrecognition applications”，ISSCC Dig.Tech.Papers，2003年3月，第398-398页中提出了一种用在RFID标签中的这种整流器电路。

但是，为了进行二极管的整流，必须在PN结上即在源极和漏极上施加不小于MOS晶体管的阈值(大约为0.7V)的电压。因此，传统整流器电路不能用不小于该阈值的均方根数值来调整AC信号。这意味着RFID标签不能接收由读取器/写入器发送的弱信号。实际上，对可接收信号功率的这种限制将RFID标签能够与读取器/写入器通信的距离限制在大约30cm。该距离需要携带RFID标签或贴有该RFID标签物品的人靠近读取器/写入器，从而降低了方便性。该距离还使得一个读取器/写入器难以同时检测多个RFID标签，并且限制了RFID标签的应用范围。

发明内容

根据本发明一个方面，提供一种整流器电路，它包括:用来输出直流电压的偏置电路；一第一MOS晶体管，它具有一栅极和一源极，在该第一MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压；一第二MOS晶体管，它具有一栅极、一源极和与第一MOS晶体管的源极连接的漏极，在该第二MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压；以及一耦合电容器，它具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流信号的第二端部。

根据本发明第二方面，提供一种整流器电路，它包括第一整流器电路和第二整流器电路，每个整流器电路结构相同，均包括:用来输出直流电压的偏置电路，一第一MOS晶体管，它具有一栅极和一源极，在该第一MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压，一第二MOS晶体管，它具有一栅极、一源极和与第一MOS晶体管的源极连接的漏极，在该第二MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压，以及一耦合电容器，它具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流信号的第二端部；并且其中第一整流器电路中的第一MOS晶体管的漏极与第二整流器电路中的第二MOS晶体管的源极连接。

根据本发明第三方面，提供一种整流器电路，它包括:一第一浮栅晶体管，它具有相互连接的一控制栅和一源极、一漏极以及保持预定电势的第一浮栅；一第二浮栅晶体管，它具有相互连接的一控制栅和一源极、与第一浮栅晶体管的源极连接的漏极以及保持预定电势的第二浮栅；以及一耦合电容器，它具有与第一浮栅晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流信号的第二端部。

根据本发明再一个方面，提供一种无线电通信装置，它包括:一环形天线；一整流器电路，它包括:用来输出直流电压的偏置电路，一第一MOS晶体管，它具有一栅极和一源极，在该第一MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压，一第二MOS晶体管，它具有一栅极、一源极和与第一MOS晶体管的源极连接的漏极，在该第二MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压，以及一耦合电容器，它具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入在环形天线中感应的交流信号的第二端部；一存储器，它存储标签识别信息；以及一信号处理电路，它根据由整流器电路整流出的直流电流通过环形天线接收和发送所述标签识别信息。

附图说明

图1为根据第一实施方案的整流电路的一部分的电路图；

图2为偏置电路的实施例的电路图；

图3为根据第一实施方案的整流器电路的方框图；

图4为用在根据第一实施方案的整流器电路中的时钟发生器电路的电路图；

图5为根据第一实施方案的整流器电路的时钟发生器电路的时间图；

图6为DC发生器电路的实施例的电路图；

图7为DC发生器电路的另一个实施例的电路图；

图8为根据第二实施方案的整流器电路的一部分的电路图；

图9为根据第三实施方案的整流器电路的电路图；图10为根据第三实施方案的整流器电路的DC电压源的方框图；图11为DC电压源的升压电路的电路图；

图12为浮栅的控制的流程图；

图13为电量检测过程的流程图；

图14为在DC电压源中的电流检测模式的操作的流程图；

图15为充电设定过程的流程图；

图16为在DC电压源中的电压设定模式的操作的流程图；

图17为根据第四实施方案的整流器电路的电路图；

图18为根据第五实施方案的整流器电路的电路图；

图19为根据第六实施方案的整流器电路的电路图；

图20为一曲线图，其中显示出根据第六实施方案(实线)的RFID标签的整流特性和传统RFID标签(虚线)的整流特性；并且

图21为根据第六实施方案的另一种RFID标签的方框图。

具体实施方式

下面将参照这些附图对包括根据本发明的RFID标签的整流器电路和无线电通信装置的示例性实施方案进行详细说明。具体地说，将RFID标签作为无线电通信装置的示例进行举例说明。

根据本发明第一实施方案的整流器电路包括一二极管接法晶体管，其中在其源极和栅极之间施加了恒定电压。具体地说，该恒定电压小于在MOS晶体管中进行整流所需的阈值，优选小于靠近该阈值的电压值。

图1为根据第一实施方案的整流器电路(下面被称为“二极管电路”)的一部分的电路图。在图1中所示的二极管电路包括NMOS晶体管M1，其背栅和源极相互连接，并且其漏极与正极端子T1连接。该二极管电路还包括连接在NMOS晶体管M1的源极和栅极之间的偏置电路10a。该偏置电路10a产生出预定的电压。这种连接使得NMOS晶体管M1用作在漏极侧上具有PN结的二极管。该偏置电路10a在NMOS晶体管M1的栅极和源极之间施加预定电压。具体地说，偏置电路10a产生出小于在NMOS晶体管M1中进行整流所需的阈值的电压(下面被称为“二极管偏压”)作为该预定电压。该二极管偏压例如为0至1.0V，优选为接近阈值的数值，例如为0.6V。换句话说，利用在栅极和源极之间的二极管偏压给NMOS晶体管M1施加偏压以用不大于阈值电压的均方根数值整流AC信号。该二极管电路在二极管偏压例如为0.6V时能够用大约100mV的均方根数值整流AC信号。

该二极管电路还包括其背栅和源极相互连接的NMOS晶体管M2。该NMOS晶体管M2的源极与负极端子T2连接。偏置电路10b连接在NMOS晶体管M2的栅极和源极之间。NMOS晶体管M2还具有与NMOS晶体管M1相同的功能，并且通过偏置电路10b受到在其栅极和源极之间的二极管偏压。

NMOS晶体管M1的源极和NMOS晶体管M2的漏极相互连接，并且连接它们的导线连接在电容器C1的一个端部上。该电容器C1的另一个端部连接在信号输入端子TA上。该电容器C1用作耦合电容器。该电容器C1在将根据该实施方案的整流器电路用在RFID标签中时与环形天线连接，并且用作串联谐振电容器。

电容器C2连接在NMOS晶体管M1的漏极和NMOS晶体管M2的源极之间。通过电容器C2来使由NMOS晶体管M1和M2整流的信号半波平滑。该平滑使得能够从电容器C2的两个端部即在正极端子T1和负极端子T2之间输出直流电压。

NMOS晶体管M1和M2形成为具有三井结构，并且与基底绝缘。因此，每个源极与位于NMOS晶体管的底部处的p井连接，并且每个漏极与n井连接。二极管在每个MOS晶体管中形成为PN结。

图2为偏置电路10a或10b的实施例的电路图。在图2中所示的偏置电路100对应于偏置电路10a或10b。该偏置电路100包括两个串联连接的NMOS晶体管M11和M12。这些NMOS晶体管M11和M12的每一个用作转移栅(transfer gate)，并且布置在正线L1上。偏置电路100还包括两个NMOS晶体管M21和M22，它们在负线L2上串联连接并且分别用作转移栅。NMOS晶体管M11和M21的栅极相互连接，并且NMOS晶体管M12和M22的栅极相互连接。电容器C11连接在用来将NMOS晶体管M11的漏极连接在NMOS晶体管M12的源极上的导线和用来将NMOS晶体管21的漏极连接在NMOS晶体管M22的源极上的导线之间。电容器C12连接在NMOS晶体管M12的漏极和NMOS晶体管M22的漏极之间。

偏置电路100与作为***电路的倒相器INV1、倒相器INV2和DC发生器电路110连接。DC发生器电路110从提供给根据该实施方案的整流器电路的主电源电压中产生出与二极管偏压对应的DC电压。下面将对该DC发生器进行详细说明。由DC发生器电路110产生出的DC电压施加在偏置电路100的正线L1和负线L2之间。由于代表在图1中所示的NMOS晶体管M1和M2的NMOS晶体管M10以较高的频率例如几个GHz级别操作，所以应该尽可能降低在NMOS晶体管M10中的寄生电容。DC发生器电路110具有高电容以产生出稳定的DC电压。因此，设有如图2所示的偏置电路100，从而从DC发生器电路110输出的二极管偏压没有直接施加在NMOS晶体管M10的栅极和源极之间。

倒相器INV1的输入端子连接在时钟输入端子TC上，并且接收具有预定频率的时钟脉冲。这些时钟脉冲例如由在后面所述的时钟发生器电路产生出。倒相器INV1的输出端子与NMOS晶体管M11和M21的每个栅极以及倒相器INV2的输入端子连接。倒相器INV2的输出端子与NMOS晶体管M12和M22的每个栅极连接。

在从时钟输入端子TC输入的时钟脉冲为逻辑“低”时，倒相器INV1输出逻辑“高”，并且倒相器INV2输出逻辑“低”。因此，NMOS晶体管M11和M21打开，并且给电容器C11充上从DC发生器电路110提供的DC电压。而且，NMOS晶体管M12和M22关闭，并且没有向电容器C12施加任何DC电压。

在从时钟输入端子TC输入的时钟脉冲为逻辑“高”时，倒相器INV1输出逻辑“低”，并且倒相器INV2输出逻辑“高”。因此，NMOS晶体管M11和M21关闭，并且NMOS晶体管M12和M22打开，从而充入在电容器C11的电荷提供给电容器C12。由于电容器C12的两端与偏置电路100的输出端子连接，所以在电容器C12的这些端部处的电压作为二极管偏压施加在二极管接法NMOS晶体管M10的栅极和源极之间。

最后，只需要在电容器C12的两端处的电压为NMOS晶体管M10的二极管偏压。从DC发生器电路110提供的DC电压可以与二极管偏压相同。例如，可以通过采用脉宽调制(PWM)控制来切换NMOS晶体管M11、M12、M21和M22来将电容器C12的电压固定在任意数值处。在这种情况下，主电源可以连接在正线L1和负线L2之间，而无需DC发生器电路110。

图3为根据第一实施方案的整流器电路的方框图。在图3中所示的整流器电路120为这样一个电路，其中将在图2中所示的偏置电路100和***电路(DC发生器电路110以及倒相器INV1和INV2)应用在图1所示的二极管电路上。在图3中所示的偏置电路100a和100b的每一个与在图2中所示的偏置电路100对应。如图3所示，每个都为二极管接法的NMOS晶体管M1和M2需要在图2中所示的偏置电路100。作为***电路的DC发生器电路110以及倒相器INV1和INV2由偏置电路100a和100b共享。

虽然如上所述的二极管电路由两个二极管接法NMOS晶体管形成，但是代替的是可以使用两个二极管接法PMOS晶体管。另外，构成偏置电路100的转移栅，即如上所述的NMOS晶体管，可以为NMOS晶体管。可以在没有倒相器INV2的情况下用PMOS晶体管代替在图2中所示的NMOS晶体管M12和M22。

图4为用来产生出输入给整流器电路120的时钟输入端子TC的时钟脉冲的时钟发生器电路130的电路图。该时钟发生器电路130包括一虚拟(dummy)整流模块、一虚拟切换模块以及一差动放大器310。虚拟整流模块为整流器电路120的整流模块的部分重复电路，包括具有与NMOS晶体管M1或M2相同形状的NMOS晶体管Md5。NMOS晶体管Md5的背栅和源极相互连接。NMOS晶体管Md5的源极和漏极与负极端子连接，并且具有电势V3。电容器Cd2电连接在NMOS晶体管Md5的栅极和源极之间。具体地说，虚拟整流模块模仿了构成整流器电路120的整流模块的其中一个整流装置。

虚拟切换模块包括NMOS晶体管Md1至Md4、电容器Cd1和Cd2以及倒相器INV1和INV2。NMOS晶体管Md1至Md4和电容器Cd1和Cd2的连接与整流器电路200的偏置电路100a或100b的切换模块相同。

具体地说，NMOS晶体管Md1和Md2的每一个用作转移栅，并且布置在正线上。串联连接的NMOS晶体管M11和M12的每一个用作转移栅，并且布置在负线上。NMOS晶体管Md1的栅极和NMOS晶体管Md3的栅极两者都连接在倒相器INV12的输出端子上。倒相器INV12的输入端子连接在倒相器INV11的输出端子上。NMOS晶体管Md2的栅极和NMOS晶体管Md4的栅极两者都连接在倒相器INV11的输出端子上。电容器Cd1连接在用来将NMOS晶体管Md1的漏极连接在NMOS晶体管Md2的源极上的导线和用来将NMOS晶体管Md3的漏极连接在NMOS晶体管Md4的源极上的导线之间。电容器Cd2连接在NMOS晶体管Md2的漏极和NMOS晶体管Md4的漏极之间。

NMOS晶体管Md1的源极和NMOS晶体管Md3的源极与在图2所示的偏置电路100中一样分别连接在DC发生器电路110的正极端子和负极端子上。差动放大器位置将在电容器Cd2的两个端部上的电压和参考电压之间的差压放大适当的增益以输出一基本时钟电压V_E。参考电压表示为电压V_T-V_X，其中V_T为从DC发生器电路110提供的DC电压，而V_X为例如50mV。换句话说，差动放大器310监测电容器Cd2的电压以产生出基本时钟电压V_E。

差动放大器310的输出端子与倒相器INV11的输入端子连接。倒相器INV11的输出端子与时钟发生器电路130的输出端子BC连接。该输出端子BC与整流器电路120的时钟输入端子TC连接。因此，当从差动放大器310输出的基本时钟电压V_E达到不小于预定电平的数值时，并且当基本时钟电压V_E下降至小于预定电平时，倒相器INV1输出逻辑“高”。

图5为在电容器Cd2的一个端部处的电势V₀、从差动放大器310输出的差压V_E、倒相器INV11的输出电势V₁和倒相器INV12的输出电势V₂的时间图。

差动放大器310在电势V₀大于参考电压V_T-V_X即直到时刻t₀的时间内输出被饱和至预定数值的正差压V_E(第一阶段)。该正差压V_E对于倒相器INV11为逻辑“高”。因此，在该时期内，倒相器INV11的输出电势V1为逻辑“低”，并且倒相器INV12的输出电势V₂为逻辑“高”。因此，NMOS晶体管Md1和Md3打开，并且DC发生器电路110的DC电压V_T施加在电容器Cd1上。

由于通过NMOS晶体管Md5的漏电流将电容器Cd2放电，所以电势V₀逐渐减小并且最终变得小于参考电压V_T-V_X(第二阶段)。具体地说，从差动放大器310输出的差压V_E从正饱和电平开始逐渐降低，并且最终变为对于倒相器INV11而言为逻辑“低”的输入信号(时刻t1:第三阶段)。因此，倒相器INV11的输出电势V₁变为逻辑“高”，并且倒相器INV12的输出电势V₂变为逻辑“低”。而且，NMOS晶体管Md2和Md4打开，并且在电容器Cd1上的电荷施加到电容器Cd2上。具体地说，电容器Cd2的电势V₀几乎等于大于参考电压V_T-V_X的电势V_T，并且进入第一阶段。之后，重复第一至第三阶段。

输出电势V₁为在阶段重复期间周期性产生出的脉冲。整流器电路120接受该输出电势V₁作为时钟脉冲。具体地说，由于时钟发生器电路130模仿了一部分整流器电路120，所以该时钟脉冲在最佳的时间输出以便有效地对在整流器电路120的偏置电路100a或100b中的电容器(与在图1中的电容器C11和C12对应)充电。因此，构成整流模块的NMOS晶体管M1和M2总是受到大于预定电平的电压的偏压，并且整流器电路120的增益总是保持大于预定值。

可以采用PMOS晶体管作为用于时钟发生器电路130的MOS晶体管。

整流器电路120和时钟发生器电路130两者都采用了从DC发生器电路110提供的恒定DC电压。由于构成DC发生器电路110的电子装置的制造差异，这个DC电压可能不会表示所期望的数值。但是，根据该实施方案的DC发生器电路110可能产生出不取决于这种制造差异的DC电压。

图6为DC发生器电路110的实施例的电路图。在图6中所示的DC发生器电路110a包括其栅极和漏极相互连接的NMOS晶体管M101以及从电源电压V_DD中产生出恒定电流的恒流源111。恒流源111的输出端子和NMOS晶体管M101的漏极通过开关SW相互连接。NMOS晶体管M101的源极接地。在NMOS晶体管M101的栅极和源极之间的电压与从DC发生器电路110a输出的DC电压V_T对应。

当开关SW接通时，从恒流源111向NMOS晶体管M101提供恒定电流。该NMOS晶体管101根据该恒定电流在栅极和源极之间产生出电压。当从恒流源111提供的电流非常低例如不大于1μA时，NMOS晶体管M101处于接通和断开的边界状态中。具体地说，在NMOS晶体管M101的栅极和源极之间的电压几乎等于阈值电压。这是基于这样的理论，即MOS晶体管的特性一般由I_D＝β(V_GS-V_th)²表示，并且低电流I_D使在栅极和源极之间的电压V_GS几乎等于阈值V_th。因此，该电压可以用作整流器电路120的二极管偏压。

DC发生器电路110a由开关SW间歇地操作。将开关SW断开以降低能耗同时不需要从DC发生器电路110a输出的DC电压。从时钟发生器电路130输出的时钟脉冲可以用于该开关SW的开/关控制。例如，在对于逻辑“低”的输入而言开关SW的控制端子与在图4中所示的时钟发生器电路130的输出端子BC连接并且将开关SW接通的情况中，DC发生器电路110a可以与时钟发生器电路130以及偏置电路100a和100b的每一个请求恒定DC电压V_T的时间同步地输出DC电压V_T。

开关SW在逻辑“高”的时钟脉冲期间不必总是接通。该开关SW可以只是在逻辑“高”的时钟脉冲的特定时期内接通。

图7为DC发生器电路110的另一个实施例的电路图。在图7中所示的时钟发生器电路110b包括两个NMOS晶体管M111和M112，每个具有相互连接的栅极和漏极，以及用来产生如在图6中一样的恒定电流的恒流源111。NMOS晶体管M111和M112串联连接。恒流源111的输出端子和NMOS晶体管M111的漏极通过开关SW相互连接。在NMOS晶体管M112的栅极和源极之间的电压和在NMOS晶体管M111的栅极和源极之间的电压的总和对应于从DC发生器电路110b输出的DC电压V_T。

在DC发生器电路110b中，NMOS晶体管M111和M112的每个阈值小于整流器电路120的NMOS晶体管M1和M2的每个阈电压以及时钟发生器电路130的NMOS晶体管Md5的阈电压，并且具有这样的电平，从而栅极-源极电压的总和变得等于DC电压V_T。因此，即使在采用包括其阈值低于NMOS晶体管M1、M2和M5的阈值的MOS晶体管的电源电压的情况下，也可以不受制造差异影响地利用该DC发送器电路110a。

如上所述形成的DC发生器电路110优选与用在整流器电路120中的NMOS晶体管M1和M2一起结合在IC芯片中。一般来说，在各坯次(lot)之间或在各圆晶(wafer)之间在MOS晶体管的阈值电压方面的差异大约为-100mV至+100mV。当在不同芯片中形成DC发生器电路110和整流器电路120的每一个时，由DC发生器电路110所产生出的阈值电压可能与在整流器电路120中的MOS晶体管的阈值电压相差100mV。相反，在相同芯片中在MOS晶体管的阈值电压方面的差异大约为-10mV至10mV。在该情况中，在由DC发生器电路110产生出的阈值电压和在整流器电路120中的MOS晶体管的阈值电压之间的差异较小。

而且，该DC发生器电路110优选采用其形状与整流器电路120的MOS晶体管相同(尤其是，二极管电路的MOS晶体管M1或M2)的晶体管。即使在具有不同形状的晶体管的情况中，该晶体管最好在栅极宽度与栅极长度的比例方面具有可缩放的形状。

根据如上所述的第一实施方案的整流器电路，该偏置电路在二极管接法MOS晶体管之间施加恒定电压，其中该恒定电压小于用于MOS晶体管整流所需的阈值电平，优选接近该阈值电平。因此，可以用小于MOS晶体管的阈值电平的均方根数值来整流AC信号。

图8为根据第二实施方案的整流器电路(二极管电路)的一部分的电路图。在图8中所示的二极管电路包括两个叠置二极管电路，每个电路与在图1中所示的二极管电路对应。NMOS晶体管M41和M51每个与NMOS晶体管M1对应，而NMOS晶体管M42和M52每个都与NMOS晶体管M2对应。电容器C41和C51每个都与电容器C1对应，并且电容器C42和C52每个都与电容器C2对应。而且，偏置电路50a、50b、50c和50d的每一个与在图1中所示的偏置电路10a或10b相同。

将差分AC信号输入给与电容器C41的一个端部连接的正信号输入端子TA1和与电容器C51的一个端部连接的负信号输入端子TA2。这些正信号输入端子和负信号输入端子TA2在将根据该实施方案的整流器电路用在RFID标签中时分别与环形天线的两个端部连接。

在图8中所示的偏置电路50a、50b、50c和50d的每一个如在第一实施方案中一样与在图2中所示的偏置电路对应。采用这些偏置电路的整流器电路可以具有与在图3中所示的结构相同的结构。应该指出的是，根据第二实施方案的整流器电路可以具有其中层叠有至少两个二极管电路的结构。

因此，根据该实施方案的整流器电路其优点与根据第一实施方案的整流器电路的优点相同。

根据第三实施方案的整流器电路采用了二极管接法的浮栅场效应晶体管作为整流装置。具体地说，浮栅由小于该浮栅场效应晶体管整流所需的阈值电平优选接近该阈值电平的恒定电压充电。

图9为根据第三实施方案的整流器电路的电路图。在图9中所示的整流器电路200包括一浮栅场效应晶体管M71，其控制栅和漏极相互连接，并且其漏极与正极端子T71连接。而且，浮栅场效应晶体管M71的浮栅由该浮栅场效应晶体管M71整流所需的电压(下面被称为二极管偏压)充电。这里，假设二极管偏压等于浮栅场效应晶体管M71的阈值电平。因此，该浮栅场效应晶体管M71的阈值电平基本上变为零，并且可以用不大于阈值电平的均方根数值整流包括该AC信号的所有AC信号。

整流器电路200还包括一浮栅场效应晶体管M72，其控制栅和漏极相互连接并且其漏极连接在负极端子T72上。该浮栅场效应晶体管M72的浮栅由二极管偏压充电。该浮栅场效应晶体管M72以及浮栅场效应晶体管M71具有整流的特性。

浮栅场效应晶体管M71的源极和浮栅场效应晶体管M72的漏极相互连接，并且连接它们的导线连接在电容器C71的一个端部上。该电容器C71的另一个端部连接在信号输入端子TA上。该电容器C71用作耦合电容器。当将根据该实施方案的整流器电路200用在RFID标签中时，该电容器C71与环形天线连接，并且用作串联耦合电容器。

电容器C72连接在浮栅场效应晶体管M71的漏极和浮栅场效应晶体管M72的源极之间。通过电容器C72使由这些浮栅场效应晶体管M71和M72整流的信号半波平滑。该平滑化使得从电容器C72的两端即在正极端子T71和负极端子T72之间能够输出DC电压。

具体地说，包括浮栅场效应晶体管M71和M72的二极管电路以及电容器C71和C72可以用大约100mV的振幅整流传统整流器电路难以整流的弱AC信号。因此，使用整流器电路200的RFID标签可以整流弱电波。换句话说，RFID即使在远离基站时也能够进行整流和长距离通信。

整流器电路200还包括开关SW1、SW2和SW3、控制电路210和DC电压源220a、220b和220c。这些部件用于对浮栅场效应晶体管M71和M72进行充电和放电。开关SW1的一个端部连接在浮栅场效应晶体管M71的漏极上。另一个端部连接在DC电压源220a的输出端子上。开关SW2的一个端部连接在浮栅场效应晶体管M72的漏极上。另一个端部连接在DC电压源220b的输出端子上。开关SW3的一个端部连接在浮栅场效应晶体管M72的源极上。另一个端部连接在DC电压源220c的输出端子上。开关SW1、SW2和SW3与用来控制这些开关的切换的控制电路210连接。这些DC电压源220a、220b和220c也与控制电路210连接，根据从控制电路210输出的控制信号设定所要输出的各种操作模式或电压。

图10为作为DC电压源220a、220b和220c的实施例的DC电压源220的电路图。在图10中所示的DC电压源220包括用来改变两个操作模式、电压设定模式和电流检测模式的开关SW200。DC电压源220还包括一电压表221、一升压电路222、一电流表233和一可变电压源224以及一控制电路225。电压表221和升压电路222连接在用于选择电压设定模式的开关SW200的一个端部上。该可变电压源224通过电流表223与用于选择电流检测模式的开关SW200的另一个端部电连接。控制电路225根据从整流器电路200的控制电路210输出的控制信号控制着开关SW200以及设定给升压电路222和可变电压源224的电压，并且将表示由电压表221测量出的电压值和由电流表223测量出的电流值的信号发送给控制电路210。

图11为DC电压源220的升压电路222的实施例的电路图。在图11中所示的升压电路222为一般的电荷泵电路。该电荷泵电路通过连接在晶体管Mc1和Mc2之间的电容器Cc1接收时钟脉冲CK，并且通过连接在晶体管Mc2和Mc3之间的电容器Cc2接收该时钟脉冲CK的倒数的时钟脉冲/CK。在图11中的虚线表示这些部件的重复。电源电压V_DD通过在朝着输出端子V_OUT升压的同时接收时钟脉冲而变换。如果电荷泵电路包括n个晶体管，则从输出端子VOUT输出的电压由(N+1)/(V_DD-V_th)表示，其中V_th为晶体管的阈值电平。可以提供大约10V的电压以便通过升压电路222设定浮栅的电势。

下面将对浮栅场效应晶体管M71和M72的浮栅的控制进行说明。图12为浮栅的控制的流程图。首先检测出在浮栅场效应晶体管M71和M72的每个浮栅上的电量(amount of charge)(步骤S101)。图13为电量检测过程的流程图。该整流器电路200的控制电路210在检测电量之前将控制信号发送给DC电压源220a至220c的每个控制电路225。该控制信号表示用于切换至电流检测模式和设定给每个可变电压源224的电压数值的请求(步骤S201至S203)。此外，整流器电路200的控制电路210打开开关SW1至SW3(步骤S204)。

图14为在DC电压源220的电流检测模式的操作流程图。DC电压源220的控制电路225接收来自整流器电路200的控制电路210的控制信号，用开关SW200切换至电流检测模式，并且将该电压设定给可变电压源224(步骤S402)。例如，为了检测在浮栅场效应晶体管M71的浮栅上的电量，该DC电压源220a的可变电压源224设定为1伏，并且将该DC电压源220b的可变电压源224设定为零伏。接着，用每个DC电压源220的电流表223测量出电流数值(步骤S403)。该电流数值实际上在步骤S204之后测量出。

整流器电路200的控制电路210接收在DC电压源220a、220b和220c中测量出的每个电流值，从每个电流值中计算出与电量对应的电压V_c(步骤S205)，并且关闭开关SW1至SW3(步骤S206)。

之后，控制电路210确定所计算出的电压V_c不小于阈值电平V_th(步骤S102)。对于该确定而言，与上述设定电压的实施例一样必须将施加在浮栅场效应晶体管的源极上的电压设定为高于施加在漏极上的电压的电平:将DC电压源220a的可变电压源224设定为1伏，将DC电压源220b的可变电压源224设定为零伏。例如，当电流在浮栅场效应晶体管M71的源极和漏极之间通过时，即当从DC电压源220a获得的电流数值较高时，确定浮栅场效应晶体管M71的电压V_c不小于浮栅场效应晶体管M71的阈值电平V_th。当Vc小于阈值电平Vth时，即当从电源220a获得的电流数值为零或足够小(步骤S102:否)时，浮栅场效应晶体管M71的浮栅被充电(步骤S103)。在该充电设定之前，计算出在浮栅的电压和阈值电平之间的差压。通过如上所述一样反复检测电量来计算出该差压。例如，当计算出在浮栅场效应晶体管M71的浮栅的电压和其阈值电平之间的差压时，将DC电压源220a的可变电压源224设定为零伏，并且将DC电压源220b的可变电压源224设定为0.5伏。接着，打开开关SW1和SW2，并且检测从DC电压源220b获得的电流数值。

在该情况中，施加在浮栅场效应晶体管M71的通道上的栅极电压V_g由V_g＝V_f+0.5表示，其中V_f为浮栅的电压值。在该状态下，流经DC电压源220b的电流数值与(V_g-V_th)²＝(V_f+0.5-V_th)²成比例。当在这时的电流值较高时，将DC电压源220b的可变电压源设定为低于0.5伏的电平。当电流值为零或足够低时，将该DC电压源220b的电压源设定为高于0.5伏的电平。因此，通过读出在电流边界处的电压值，从而计算出在浮栅的电压数值和阈值之间的差压。根据该差压，确定将要设定给DC电压源200的升压电路222的电压。

图15为电量设定过程的流程图。整流器电路200的控制电路210向DC电压源220a至220c的每个控制电路225发送控制信号。该控制信号表示用于切换至电压设定模式和将要设定给每个升压电路222的电压数值的请求(步骤S301至S303)。此外，整流器电路200的控制电路210打开开关SW1至SW3(步骤S304)。

图16为在DC电压源220中的电压设定模式的操作的流程图。该DC电压源220的控制电路225接收来自整流器电路200的控制电路210的控制信号，用开关SW200切换至电压设定模式(步骤S501)，并且将该电压设定给升压电路222(步骤S502)。例如，为了给浮栅场效应晶体管M71的浮栅充电，将DC电压源220a的升压电路222设定为高压，并且将DC电压源220b的升压电路222设定为零伏。用每个DC电压源220的电压表221测量出该浮栅场效应晶体管M71的浮栅的电压值(步骤S503)。该电压值实际上是在步骤S304之后测量出的。

整流器电路200的控制电路210通过采用升压电路222之后断开开关SW1至SW3(步骤306)，施加高压以切断施加在浮栅场效应晶体管M71的浮栅上的高压持续时间Δt(步骤S305)。该时间Δt被定义为使得浮栅能够被不饱和充电的时间。

在电压V_c在步骤102处不小于阈值电平Vth时，即当从DC电压源220a获得的电流数值较高时(步骤102:是)，确定该电压V_c是否大于阈值电平V_th(步骤S104)。当电压V_c大于阈值电平V_th时(步骤S104:是)，整流效率由于浮栅场效应晶体管M71总是接通而降低。为了避免出现这种状态，给浮栅放电(步骤S105)。

可以通过与如图15中所示的电量设定相同的过程来实现放电的设定。例如，为了将浮栅场效应晶体管M71的浮栅放电，将DC电压源220a的升压电路222设定为零伏，并且将DC电压源220b的升压电路222设定为高压，之后接通这些开关SW1和SW2。因此，保持在浮栅场效应晶体管M71的源极中的电子发射给浮栅以降低在浮栅上的电荷。

当电压V_c不大于阈值电平V_th时(步骤S104:否)，即当电压V_c等于阈值电平V_th时，对浮栅的控制结束。

虽然采用浮栅场效应晶体管M71作为浮栅场效应晶体管，但是也可以采用浮栅场效应晶体管M72。每个浮栅场效应晶体管的阈值电平可以设定为高电势。在该情况中，不能整流弱无线电信号。具体地说，当将该整流器电路200应用在RFID标签上时，只有靠近基站的RFID标签能够受到整流操作。还可以根据施加在浮栅上的电量来控制通信距离，因此可以根据安全性、私密性和长距离通信来改变RFID标签的性能。

根据如上所述的第三实施方案的整流器电路，在浮栅场效应晶体管的浮栅中保持了恒定电压，该电压小于进行浮栅场效应晶体管整流所需的阈值电平(优选接近该阈值电平)。因此，可以用小于浮栅场效应晶体管的阈值电平的均方根来整流AC信号。

根据第四实施方案的整流器电路为根据第三实施方案的整流器电路200的变型。具体地说，开关SW1至SW3、控制电路210和DC电压源220a至220c设置作为与整流器电路不同的外设。图17为根据第四实施方案的整流器电路的电路图。在图17所示的整流器电路300中，与在图9中的那些相同的部件由相同的参考符号表示，并且这些部件的说明在这里将省略。

除了在图9中所示的整流器电路200的部件之外，整流器电路300还包括浮栅场效应晶体管M71和M72、电容器C71和C72。该整流器电路300还设置成一IC芯片，并且包括与浮栅场效应晶体管M71的漏极连接的电极极板P1、与浮栅场效应晶体管M71的漏极连接的电极极板P2以及与浮栅场效应晶体管M72的源极连接的电极极板P3。这些电极极板P1、P2和P3可以与开关SW1、SW2和SW3的相应端部连接。

整流器电路300只是在例如代理商出货时通过在浮栅场效应晶体管M71和M72的浮栅上的电极极板P1至P3对浮栅进行一次控制(参见图12)。由于浮栅涂有绝缘材料，所以电荷一旦保存，长时间内不会释放，由此保持相同的状态。例如，保证存储在EEPROM的存储单元中的数据保持至少十年。因此，根据该实施方案的整流器电路在给浮栅充电之后可以用几年而不用再充电。

具体地说，用户可以按照传统的方式使用包括有整流器电路300的RFID标签，并且这种RFID能够在代理商出货时将该充电设定给浮栅一次之后，进行长距离通信。

根据第五实施方案的整流器电路为根据第三实施方案的整流器电路200的另一个变型。具体地说，整流器电路包括连接在每个浮栅场效应晶体管M71和M72的控制栅和源极之间的电容器，并且保持在电容器中的电压是受控的。

图18为根据第五实施方案的整流器电路的电路图。在图18所示的整流器电路400中，与在图9中的那些相同的部件由相同的参考符号表示，因此这些部件的说明在这里将省略。除了在图9中所示的整流器电路200的部件之外，该整流器电路400包括连接在浮栅场效应晶体管M71的控制栅和源极之间的电容器C81、连接在浮栅场效应晶体管M72的控制栅和源极之间的电容器C82以及DC电压源220d和220e。而且，开关SW4连接在浮栅场效应晶体管M71的控制栅和DC电压源220d的输出端子之间，并且开关SW5连接在浮栅场效应晶体管M72的控制栅和DC电压源220e的输出端子之间。DC电压源220d和220e以及开关SW4和SW5由控制电路210以及其它DC电压源220a至200c还有开关SW4和SW5控制。DC电压源220d和220e的每一个与在图10中所示的DC电压源220一样。

根据这种结构，可以分别向浮栅场效应晶体管M71和M72的每一个控制栅单独施加各种输入电压。可以将用于接通浮栅场效应晶体管M71和M72所必须的输入信号电压即浮栅场效应晶体管M71和M72整流所需的输入信号电压调节至任意电平。

第六实施方案为采用了根据第一至第五实施方案的任一个的整流器电路的通信装置的示例。具体地说，现在将RFID标签作为通信装置的示例进行说明。图19为根据第六实施方案的RFID标签的方框图。在图19中所示的RFID标签500包括一环形天线510，与根据第一至第五实施方案的任一个的整流器电路相同的整流器电路520、一回流防止器电路530、一信号处理电路540、一存储器550和作为蓄电池的电池560。具体地说，该RFID标签500由从电池560提供的电源电压操作，并且它不必总是从整流器电路200产生出用于其工作的电源电压。具体地说。整流器电路520、回流防止器电路530、信号处理电路540和存储器550与从电池560延伸出的电源线PL和接地线GL连接。

该环形天线510根据由读取器/写入器(在该图中未示出)产生出的磁通变化在其天线线路中感应出交流电流。该交流电流输入给整流器电路520的信号输入端子。整流器电路520在从电池560提供的电源电压下操作。因此，整流器电路520的DC发生器电路从由电池560提供的电源电压中产生出所要求的电压并且在该电源电压下操作。具体地说，在构成二极管电路的MOS晶体管的栅极和源极之间总是施加二极管偏压，而不管是否从环形天线510向整流器电路520施加了交流电流。可以根据外部触发器来施加该二极管偏压。因此，如在第一至第五实施方案中所述一样，该整流器电路520可以用小于大约0.7V的均方根数值整流在环形天线510中感应出的弱交流电流。换句话说，可以将由环形天线510接收的弱数据信号解调。将解调的数据信号传送给信号处理电路540。由整流器电路520获得的DC电压通过回流防止器电路530提供给作为用于充电的电源的电池560。

信号处理电路540根据从整流器电路520接收到的数据信号读出存储在存储器550中的数据，并且将该数据写入在该存储器550中。所存储的数据例如为标签识别信息。该信号处理电路540包括与环形天线510连接的负载解调单元541。通过用负载调制单元541调制在环形天线510中流动的电流来将从存储器550读出的数据传送给读取器/写入器。具体地说，负载调制部分541在环形天线510中产生出去磁场(demagnetizing field)。该去磁场使得在读取器/写入器的天线中流动的电流中出现稍微变化。该稍微变化由读取器/写入器检测出，并且识别作为数据信号。如图4所示的时钟发生器电路130可以设在信号处理电路540或整流器电路520中。

图20为一曲线图，其中显示出根据第六实施方案的RFID标签(实线)和传统RFID标签(虚线)的整流特性。根据该实施方案的RFID标签即使在接收到-10dBm的弱AC信号(AC输入功率)时也能产生出1.5V的DC输出电压。这个-10dBm的信号与在RFID标签和读取器/写入器之间大约10m的距离对应。该DC输出电压通过在该电路中的限压器如在该曲线图中所示一样在高AC输入功率下变得稳定。如从图20中可以看出，传统的RFID标签只产生出0.05V的DC电压并且该整流器不再用作整流器电路。

根据如上所述第六实施方案的RFID标签，可以通过根据第一至第五实施方案的任一个的整流器电路识别出传统RFID标签不能整流的弱信号。这意味着识别RFID标签所需的在RFID标签和读取器/写入器之间的距离显著扩大。因此，该RFID***可以具有广泛的用途。例如，一个读取器/写入器可以几乎同时识别出分布在几十米至几百米范围内的大量RFID标签。因此，粘贴RFID标签使得能够管理牧场动物并且找到迷失的小孩和走散的老年人。

而且，由于根据该实施方案的RFID标签包括电池，所以容易将各种输入/输出装置例如温度传感器、扬声器、麦克风和发光装置安装在RFID标签中。这种RFID标签具有更广泛的用途。具有传感器的RFID标签例如具有在图21中所示的结构。在图21中所示的RFID标签600中，如在图19中所示的那些相同的部件由相同的参考符号表示。包括在RFID标签600中的输入/输出装置570的电源***与从电池560延伸出的电源线PL和接地线GL连接。信号处理电路540相对于输入/输出装置570发送和接收信号。作为安装在RFID标签中的输入/输出装置570的示例，现在将对温度传感器进行说明。温度传感器处于睡眠中并且在没有从读取器/写入器(在该图中未示出)发送出信号期间没有使用能量。在信号处理电路540根据由读取器/写入器传送的信号向具有温度传感器的RFID标签发送请求时，促动温度传感器以检测温度，然后将温度数据传送给信号处理电路540。该RFID标签的该温度数据和特有数据从RFID标签传送给读取器/写入器。作为该温度传感器的另一个操作，信号处理电路540可以以给定的时间间隔将用于输出温度数据的请求发送给温度传感器以将该温度数据存储在存储器550中。并且，信号处理电路540在接收来自读取器/写入器的请求时将所存储的温度数据与检测时间数据一起传送给读取器/写入器。可以通过触发器例如振动、声音和光来启动该温度传感器以将温度数据存储在存储器550中。

本领域普通技术人员将很容易了解其它的优点和变型。因此，本发明在其广义方面上不限于在这里所示和所述的具体细节和代表性实施方案。因此，在不脱离由所附权利要求及其等同方案所限定的总体发明构思的精神或范围的情况下作出各种变型。

Claims

1.一种整流器电路，它包括：

用来输出直流电压的偏置电路；

一第一MOS晶体管，它具有一栅极和一源极，在该第一MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压；

一第二MOS晶体管，它具有一栅极、一源极和与第一MOS晶体管的源极连接的漏极，在该第二MOS晶体管的栅极和源极之间只施加所述直流电压；以及

一耦合电容器，它具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流信号的第二端部。

2.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述第一和第二MOS晶体管形成为在半导体基底上具有三井结构。

3.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述第一MOS晶体管具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的背栅，并且

所述第二MOS晶体管具有与所述第二MOS晶体管的源极连接的背栅。

4.如权利要求1所述的整流器电路，还包括连接在所述第一MOS晶体管的漏极和所述第二MOS晶体管的源极之间的平滑电容器。

5.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述偏置电路包括:

第一偏置电路，用来在所述第一MOS晶体管的栅极和源极之间施加直流电压；以及

第二偏置电路，用来在所述第二MOS晶体管的栅极和源极之间施加直流电压。

6.如权利要求5所述的整流器电路，还包括用来产生参考直流电压的直流电压发生器电路，其中

所述第一和第二偏置电路的每一个根据参考直流电压输出直流电压。

7.如权利要求6所述的整流器电路，其中：

所述第一和第二MOS晶体管以及所述直流电压发生器电路结合在一集成电路芯片中；并且

所述参考直流电压与所述第一和第二MOS晶体管的至少一个的阈值电平相等。

8.如权利要求7所述的整流器电路，其中所述直流电压发生器电路包括：

第三MOS晶体管，它具有相互连接的漏极和源极；以及

一恒流源，它与所述第三MOS晶体管的漏极连接。

9.如权利要求8所述的整流器电路，其中所述直流电压发生器电路采用在所述第三MOS晶体管的漏极和源极之间的电压作为参考直流电压，在漏极和源极之间的电压通过在所述第三MOS晶体管的漏极和源极之间流动的恒定电流产生出。

10.如权利要求8所述的整流器电路，其中所述第三MOS晶体管形成为具有所述第一MOS晶体管的栅极宽度与栅极长度的比例。

11.如权利要求8所述的整流器电路，其中

所述恒流源提供恒定电流，并且

所述直流电压发生器电路包括一切换单元，它连接在所述恒流源和所述第三MOS晶体管之间，并且通过所述切换单元间歇地输出参考直流电压。

12.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述直流电压是可变的。

13.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述偏置电路包括保持所述直流电压的电容器。

14.如权利要求1所述的整流器电路，其中所述偏置电路包括：

第一切换单元，它与预定的电压源连接；

第一电容器，它保持着通过所述第一切换单元提供的电压；

第二切换单元，它与所述第一电容器连接，所述第二切换单元的操作与所述第一切换单元的操作互补；以及

第二电容器，它将通过第二切换单元提供的电压保持为直流电压。

15.一种整流器电路，它包括第一整流器电路和第二整流器电路，每个都具有与如权利要求1的整流器电路相同的结构，其中

第一整流器电路中的第一MOS晶体管的漏极与第二整流器电路中的第二MOS晶体管的源极连接。

16.一种整流器电路，它包括：

一第一浮栅晶体管，它具有相互连接的一控制栅和一源极、一漏极、以及保持预定电势的第一浮栅；

一第二浮栅晶体管，它具有相互连接的一控制栅和一源极、与第一浮栅晶体管的源极连接的漏极以及保持预定电势的第二浮栅；以及

一耦合电容器，它具有与第一浮栅晶体管的源极连接的第一端部和向其输入交流信号的第二端部。

17.如权利要求16所述的整流器电路，其中：

在所述第一浮栅处的电势与所述第一浮栅晶体管的阈值电平相等；并且

在所述第二浮栅处的电势与所述第二浮栅晶体管的阈值电平相等。

18.如权利要求16所述的整流器电路，还包括：

一第一直流电压源，它与所述第一浮栅晶体管的漏极连接；

一第二直流电压源，它与所述第二浮栅晶体管的漏极连接；

一第三直流电压源，它与所述第二浮栅晶体管的源极连接；以及

一控制单元，它通过控制所述第一、第二和第三直流电压源的每个输出电压来在第一和第二浮栅的每一个上进行充电或放电。

19.一种无线电通信装置，它包括：

一环形天线；

一整流器电路，它包括：

用来输出直流电压的偏置电路；

一耦合电容器，它具有与所述第一MOS晶体管的源极连接的第一端部和向其输入在环形天线中感应的交流信号的第二端部；

一存储器，它存储标签识别信息；以及

一信号处理电路，它根据由所述整流器电路整流的直流电流通过所述环形天线发送和接收所述标签识别信息。

20.如权利要求19所述的无线电通信装置，还包括由经过所述整流器电路整流的直流电流充电的电池，其中

所述整流器电路、存储器和信号处理电路与所述电池连接。

21.如权利要求20所述的无线电通信装置，还包括一传感器，其中：

所述信号处理电路通过所述环形天线发送由所述传感器检测的信号。

22.如权利要求20所述的无线电通信装置，还包括一输入/输出装置，其中：

所述信号处理电路根据通过所述环形天线接收的信号启动所述输入/输出装置。