CN100359959C - 一种在正交多路频分复用***中实现信道估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在正交多路频分复用***中实现信道估计的方法，该方法首先由发射端根据***所支持的最大多普勒频移，确定导频OFDM符号的分布密度，并按照所述设置发射导频OFDM符号及数据OFDM符号；所述导频OFDM符号的数据部分长度小于所述数据OFDM符号的数据部分长度；接收端则根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。本发明解决了现有信道估计方案在用于信道环境变化较快的***以及用于大延迟信道时，会出现较大性能损失的问题，使得在信道环境变化较快的情形下可以取得较好的性能，并有效地提高了高延迟信道的性能，加强了数据通讯***对信道环境的适用性，提高了OFDM***中实际信道估计的性能，从而提高了实际***的数据传输效率。

Description

一种在正交多路频分复用***中实现信道估计的方法

技术领域

本发明涉及正交多路频分复用(OFDM)技术，更确切地说是涉及一种在OFDM***中实现信道估计的方法。

背景技术

OFDM技术作为具有传输高速率数据业务能力的频分复用技术，一方面，相对于传统的单载波技术而言，OFDM技术能够利用简单的均衡算法提供较高的频谱效率；另一方面，在采用OFDM的***中，不需要像传统的频分多路复用(FDM)那样在相邻的载波之间分配较宽的保护带宽，就可以避免子载波之间的相互干扰，从而节省了带宽。

目前，OFDM技术已被广泛应用在现有的通信***中，且该技术已经体现在无线局域网标准802.11a中，以及固定无线接入标准802.16a中。另外，在移动无线通信接入***中，第三代合作伙伴计划(3GPP)的无线接入网、IEEE 802.20的物理层也正在考虑使用OFDM技术，以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入***。

图1所示为一个典型的频率蜂窝复用***的组网图。其中，两个无线网络控制器(RNC)，即RNC1和RNC2与核心网(CN)相连，一些基站(BS)分别与这两个RNC相连，其中，BS1、BS2及BS3与RNC1相连，BS4、BS5及BS6与RNC2相连，两台移动台(MS)，即MS1、MS2与这些基站保持无线连接。图2为典型的小区全向天线复用方式，简称为小区复用方式，图3为典型的小区120度定向天线复用方式，简称为扇区复用方式。采用了OFDM技术的数据传输***具有以下优点：

1)对多径延迟扩展具有较强的容错性。如图4所示，一个OFDM符号时域上包括两个部分：数据部分和循环前缀部分，循环前缀部分由数据部分的末端循环生成，图中数据部分占用的时间为T_data，循环前缀部分占用的时间为T_cp。OFDM技术的容错性表现在：与一个OFDM符号的持续时间Ts相比，典型信道冲击响应的持续时间很小，只占用Ts中一个很小的部分，因此可以通过增加较小的循环前缀，即T_cp以完全克服由多径引起的信号之间的干扰。

2)对频率选择性衰落具有较强的容错性。OFDM技术通过采用信道编码等冗余方案，可以恢复强衰落子载波所携带的数字信号。

3)采用了简单的均衡算法。由于OFDM技术采用频域传递信号，而信道的作用在频域上表现为简单的乘法，从而使采用OFDM技术的数据传输***在执行信号均衡时，只需要一个简单的单抽头均衡器即可实现。

4)相对于FDM技术而言，OFDM技术具有较高的频谱效率。

虽然采用OFDM技术的数据传输***具有上述优点，但是要使上述优点能够在***的实际应用中完全体现出来，更重要的是能使***正常工作，必须要解决以下关键技术：频率同步、符号同步、帧同步、信道估计和均衡等。这些关键技术与***的实际使用环境密切相关，也与***的网络配置要求密切相关。

上述关键技术中的信道估计的目的在于：接收方通过信道估计得到发射方发射的数据的频域信道信息。在得到该频域信道信息后，接收方就可以根据该频域信道信息进行均衡等处理，以得到相应的数据。因此，信道估计技术是接收方正确获取数据的重要前提。

IEEE 802.11a协议提供了信道估计技术。具体来说，802.11a***中的帧结构如图5所示，每帧的开始包括一个前导符号(Preamble)，其后是不定长的数据OFDM符号，该数据OFDM符号包括用户数据和信令，802.11a的导频分配方案则如图6所示。在802.11a和802.16a的物理层选择方案中，是利用Preamble进行信道估计。具体来说，由于接收机知道发射机所发射的Preamble的每个子载波所承载的数据，因此，利用接收到的Preamble即可得到该Preamble的每个子载波所经历的信道条件，在信道环境变化缓慢的情况下，Preamble的每个子载波所经历的信道条件即可认为是与该Preamble相应的数据OFDM符号相应的子载波所经历的信道条件。

也就是说，802.11协议所提供的这种方案是将数据OFDM符号的信道条件近似为相应的Preamble的信道条件。对于这种方案来说，如果***中的信道环境变化较快，则这种近似会带来较大的误差，另外，由于接收机与发射机之间的相对运动会引起信道环境的变化，因此说，该方案在应用于信道环境变化较快的***中会有一定的局限性。目前的移动无线通讯***的信道变化往往较快，显然在移动无线通讯***中不适合采用上述方案。

另外，虽然在802.11a的OFDM实现方案中引入了导频子载波对信道的变化进行跟踪，以修正Preamble的每个子载波所经历的信道条件，并将修正后的信道条件作为相应的数据OFDM符号的子载波的信道值，但是这种修正不能完全反映信道的快速变化，仍然会引起较大的性能损失。

为解决上述方案的不足，业界提出了时频格点方式的导频分配模式，这种分配模式如图7所示。该方式中的导频OFDM符号，即Preamble在时频平面上均匀分布，因此，利用导频OFDM符号跟踪信道的变化在一定程度上可以解决信道环境变化的问题。

目前，西门子公司提交给3GPP RAN1的一篇提案Tdoc R1-030780中，提出了一种具体的导频分配模式，与之对应的信道估计方法，以及相应的仿真结果。该方法具体是采用两次一维插值的方法，首先在时域上进行3次Lagrange插值，然后在频域上进行7次Lagrange插值，以获得时频平面上传送数据的子载波的信道条件。西门子提供的仿真结果显示：相对于理想的信道估计，西门子的信道估计方案对于PA3、PB3、VA30信道有0.5-0.7dB的性能损失，对于VB30信道，在BLER＝0.13处甚至出现了地板。所以说，如果信道为大延迟信道，采用西门子的信道估计方法会表现出较大的性能损失。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种在OFDM***中实现信道估计的方法，以减小接收方在进行信道估计时的性能损失。

为达到以上目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种在正交多路频分复用***中实现信道估计的方法，该方法包括以下步骤：

a.发射端根据OFDM***所支持的最大多普勒频移，确定导频OFDM符号的分布密度，并按照所确定的分布密度发射导频OFDM符号及数据OFDM符号；

b.接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息；

所述导频OFDM符号的数据部分长度N_p，data与所述数据OFDM符号的数据部分长度N_d，data的关系为： $N_{p,\mathrm{data}}=\frac{1}{2^n}\·N_{d,\mathrm{data}};$ 式中的n＝1，2，……。

该方法还可以进一步包括：所述导频OFDM符号的循环前缀部分的长度设置为大于数据OFDM符号的循环前缀部分的长度。

该方法还可以进一步包括：将所述导频OFDM符号的数据部分长度N_p，data与所述数据OFDM符号的数据部分长度N_d，data设置为相等。

步骤a中，所述确定导频OFDM符号的分布密度为：通过相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数确定，其中，相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数通过下述公式确定：

$n\&CenterDot;T_d\&CenterDot;f_{d,\max }<\frac{1}{2}$

其中，n为相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数，Td为数据OFDM符号所占用的时间长度，f_d，max为***支持的最大多普勒频域。

所述步骤b包括以下步骤：

b11.接收端根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的时域信道反应；

b12.根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息；

b13.根据相邻导频OFDM符号的时域信道信息，通过估计得到数据OFDM符号处的频域信道反应。

所述步骤b11可以包括以下步骤：

b111.根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的频域接收信号；

b112.根据导频OFDM符号的频域接收信号，以及发射端发射的导频ODFM符号的频域信号，得到导频OFDM符号处的频域信道反应；

b113.对得到的导频OFDM符号的频域信道反应进行傅立叶逆变换，得到导频OFDM符号处的时域信道反应。

所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：从步骤b11得到的导频OFDM符号处的时域信道反应中，根据***所支持的时延扩展确定截断范围，获取该截断范围所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中被截去的时域信道值。

所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定时域信道中一条以上的最强径，获取该最强径所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。

所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围，获取该截断范围所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。

所述步骤b13包括：通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计，得到数据OFDM符号处的时域信道信息；之后通过对数据OFDM符号的时域信道信息进行傅立叶逆变换，得到相应的频域信道信息。

所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为：采用2l-1次对数拉格朗日插值方法进行插值估计，其中，2l-1次对数拉格朗日插值方法的公式如下：

$\ln \left(c_{k*n+j,i}^d\right)=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}}\ln \left(c_{k+m,i}^p\right)\&CenterDot;\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)\&CenterDot;\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)}\right)\&CenterDot;\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Pi;}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right);$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

所述步骤b13包括：根据得到的导频OFDM符号的时域信道信息得到相应的频域信道信息；之后通过对相邻导频OFDM符号处的频域信道信息进行插值估计，得到数据OFDM符号处的频域信道信息。

所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为：采用2l-1次拉格朗日插值方法或1次拉格朗日插值方法进行插值估计。

本发明方案通过利用OFDM***所支持的最大多普勒频移对***中导频OFDM符号的分布密度进行确定，并由接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息，使得在信道环境变化较快、以及高延迟的情形下都可以取得较好的性能。本发明方案加强了数据通讯***对信道环境的适用性，提高了OFDM***中实际信道估计的性能，从而提高了实际***的数据传输效率。

附图说明

图1为典型的频率蜂窝复用***的组网图；

图2为典型的小区全向天线复用方式示意图；

图3为典型的小区120度定向天线复用方式示意图；

图4为OFDM符号示意图；

图5为802.11a提供的帧结构示意图；

图6为802.11a的导频分配方案示意图；

图7为导频格点方式示意图；

图8为导频OFDM符号和数据OFDM符号之间的分布关系示意图；

图9为导频OFDM符号的结构示意图；

图10为数据OFDM符号的结构示意图；

图11为发射端发射OFDM符号的流程示意图；

图12为接收机接收OFDM符号的流程示意图；

图13为本发明方案中OFDM符号的编号片断示意图；

图14为本发明实施例中接收端进行信道估计的一种处理经过示意图；

图15为本发明方案中与图13对应的信道估计处理流程图；

图16为本发明方案中另一种信道估计处理的流程图；

图17为截断径数为32时，Vehicle A信道、30kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图；

图18为截断径数为32时，Vehicle A信道、60kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图；

图19为截断径数为160时，Vehicle B信道、30kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图。

具体实施方式

本发明方案首先根据***所支持的最大多普勒频移设置导频OFDM符号的分布密度；发射方根据该分布密度发射导频OFDM符号和数据OFDM符号；接收方则根据接收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息。

下面结合附图及具体实施例对本发明方案作进一步详细的说明。

本发明方案首先要根据***所支持的最大多普勒频移，即***所支持的移动台移动速度，确定导频OFDM符号的分布密度。与现有技术相同，帧结构包括导频OFDM符号和数据OFDM符号，导频OFDM符号和数据OFDM符号分布关系如图8所示，因此确定导频OFDM符号的分布密度也就是确定相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数依赖于信道环境的变化快慢程度，更明确地说，如果***所支持的最大多普勒频移f_d，max与***支持的最大移动速度v_max之间的关系为：

$f_{d,\max }=f_c\&CenterDot;\frac{v}{c};$

其中，f_c为***所使用的载波频率，c为光速。一般地，两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数n应满足以下条件：

$n\&CenterDot;T_d\&CenterDot;f_{d,\max }<\frac{1}{2},$ 也即 $n\&CenterDot;T_d\&CenterDot;f_c\&CenterDot;\frac{v}{c}<\frac{1}{2};$

其中，T_d为数据OFDM符号所占用的时间长度。

与现有技术相同，本发明方案中的导频OFDM符号的长度可以与数据OFDM符号的长度相同，也可以不同。与通常的OFDM符号一样，导频OFDM符号和数据OFDM符号也是由循环前缀部分和数据部分构成，循环前缀部分由数据部分的末端循环生成，其中，循环前缀部分与数据部分的长度即为该部分占用采样点的个数。其中，导频OFDM符号的结构如图9所示，其中的循环前缀部分的长度为N_p，cp，数据部分的长度为N_p，data；数据OFDM符号的结构如图10所示，其中的循环前缀部分的长度为N_d，cp，数据部分的长度为N_d，data。

通常导频OFDM符号与数据OFDM符号中数据部分的长度可以相等，也可以不等，本发明方案中，为了减少导频OFDM符号对***资源的占用，可以将导频OFDM符号中数据部分的长度N_p，data设置为小于数据OFDM符号中数据部分的长度N_d，cp。一般来说，可以将这两个数值设置为满足以下关系：

$N_{p,\mathrm{data}}=\frac{1}{2^n}\&CenterDot;N_{d,\mathrm{data}};$ 式中的n＝0，1，……。

通常导频OFDM符号与数据OFDM符号中循环前缀部分的长度可以相等，也可以不等，本发明方案中，为了增强多径延迟对导频OFDM符号的负面影响，可以将导频OFDM符号的循环前缀部分的长度N_p，cp设置为大于数据OFDM符号的循环前缀部分的长度N_d，cp。

基于上述对导频OFDM符号及数据OFDM符号的设置，发射端在发射时，首先会根据导频OFDM符号和数据OFDM符号的循环前缀部分及数据部分生成导频OFDM符号和数据OFDM符号，然后在时域上对这两个符号进行复用，之后通过数模转换等过程将生成的OFDM符号发射出去。发射端的发射过程如图11所示。

接收端在接收到发射端发射的信号时，首先对接收到的电磁信号进行数据采样；之后依据已经获得的同步信息，对接收到的采样数据在时域上进行解复用，形成接收到的时域导频OFDM符号和时域数据OFDM符号，并进一步获取导频OFDM符号和数据OFDM符号的频域接收信号；再依据导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息；并根据数据OFDM符号的频域信道信息进行信道均衡，进一步恢复发射端所发射的数据OFDM符号。接收端的接收过程如图12所示。

在接收端对接收到的信号进行处理的过程中，对于接收端依据导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息来说，具体有两种处理方法：一种是首先根据接收到的导频OFDM符号获取导频OFDM符号处的时域信道信息，再根据该时域信道信息，并利用插值算法估计出数据OFDM符号处的时域信道信息，从而根据数据OFDM符号的时域信道信息得到对应数据OFDM符号的频域信道信息；另一种处理方法同样首先根据接收到的导频OFDM符号获取导频OFDM符号处的时域信道信息，所不同的是，在得到导频OFDM符号处的时域信道信息后，再根据该信息得到导频OFDM符号处的频域信道信息，之后根据相邻导频OFDM符号的频域信道信息，并利用插值算法估计出数据OFDM符号处的频域信道信息。

为便于对这两种处理方法进行描述，对发射的OFDM符号按照如下所述的编号规则进行编号：

导频OFDM符号的编号：对导频OFDM符号按照发射的时间顺序顺次编号，其中，先发射的导频OFDM符号的编号较小；

相邻导频OFDM符号之间的n个数据OFDM符号的自然编号：从1到n顺次编号，其中，先发射的数据OFDM符号的编号较小；

数据OFDM符号的编号：与自身相邻、且先于自身发射的导频OFDM符号的编号与相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号个数相乘，然后加上该数据OFDM符号在相邻导频OFDM符号之间的自然编号。

采用上述编号规则的一段OFDM符号的编号片断如图13所示，图中，k-1、k、k+1及k+2为导频OFDM符号的编号；n*(k-1)+1……n*(k-1)+n为导频OFDM符号k-1与k之间的数据OFDM符号的编号；n*k+1……n*k+n为导频OFDM符号k与k+1之间的数据OFDM符号的编号；n*(k+1)+1……n*(k+1)+n为导频OFDM符号k+1与k+2之间的数据OFDM符号的编号。

基于上述编号，假设第k个导频OFDM符号的第i个子载波所承载的频域信号为D_k，i，则第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(D_k，0，D_k，1，…，D_{k，Np，data})。

下面首先对第一种处理方法，即先获取数据OFDM符号的时域信道信息，再获取频域信道信息的方法作详细说明。该方法的处理经过参见图14，其所对应的流程如图15所示，该处理方法通过以下步骤实现：

步骤1501、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。

假如第k个导频OFDM符号接收的时域信号序列为(S_k，0′，S_k，1′，…，S_{k，Np，data}′)，经过傅立叶变换，比如经过快速傅立叶变换(FFT)后，得到的频域接收信号序列为(D_k，0′，D_k，1′，…，D_{k，Np，data}′)，由于第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(D_k，0，D_k，1，…，D_{k，Np，data})，因此第k个导频OFDM符号处的频域信道反应为

简记为(C_k，0 ^p，C_k，1 ^p，…，C_{k，Np，data} ^p)。将得到的频域反应(C_k，0 ^p，C_k，1 ^p，…，C_{k，Np，data} ^p)进行傅立叶逆变换，比如进行快速傅立叶逆变换(IFFT)，即可得到第k个导频OFDM符号处信道的时域信道反应，简记为(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_{k，Np，data} ^p)。

步骤1502、根据导频OFDM符号处的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。

在得到导频OFDM符号处的时域信道响应后，为减少信道噪声，还需要对这些信息进行分析，以获取有效的信道信息。

信道信息获取方法有两种，一种是简单截断法，可以在已知无线传输环境信道延迟范围的情况下使用；另一种是自适应的信道信息提取方法。

对于简单截断法来说，可以根据***所支持的时延扩展来确定截断范围，比如，假设信道的延迟最多为N个采样点，此时可以直接对步骤1502中得到的导频OFDM符号处的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_{k，Np，data} ^p)进行截断，且截断的范围略大于信道的最大延迟对应的采样点的个数，比如，截断范围为N’，且N’≥N。此时得到的第k个导频OFDM符号处的时域信道为(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_k，N′ ^p，0，…，0)，其中，0的个数为N_p，data-N′。自适应的信道信息提取方法具体来说，是通过对一段时间连续接收到的导频OFDM符号的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_{k，Np，data} ^p)进行分析，并选择其中的一部分最强径作为有效径，所选择的有效径不必是连续的。比如，在一段时间中可以选择(c_k，i0 ^p，c_k，i1 ^p，…，c_k，iM ^p)作为该段时间有效的信道信息。在确定了有效信道信息之后，用0来代替导频OFDM符号的时域信道反应中未被选中的时域信道值，这样，即可获得导频OFDM符号的时域信道信息。

另外，还可以对上述自适应的信道信息提取方法进行简化，比如，可以在该方法中融入截断。将简化后的方法称为自适应的截断法，具体来说，该方法首先需要确定截断长度N’，在确定N’时，可以首先对连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_{k，Np，data} ^p)进行分析，以确定其能量集中的区域，并将该区域所对应的长度作为N’，该N’即为所确定的截断长度，获取N’之前所对应的所有时域信道值，然后用0来代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中，也即N’之后所有的时域信道值，从而确定了时域信道信息。

步骤1503、利用相邻导频OFDM符号处的时域信道信息，并利用特定的插值算法估计出数据OFDM符号处的时域信道信息。

在获取了导频OFDM符号处的时域信道信息(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，…，c_k，N′ ^p，0，…，0)之后，可以根据该信息进一步估计出数据OFDM符号处信道的时域信道信息(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，…，c_s，N′ ^d，0，…，0)，式中s为数据OFDM符号的编号。

具体来说，可以利用(…，c_k-1，i ^p，c_k，i ^p，c_k+1，i ^p，c_k+2，i ^p，…)来估计c_k*n+j，i ^d的值，式中j为数据OFDM符号在相邻两个导频OFDM符号之间的那些数据OFDM中的自然编号。

估计c_k*n+j，i ^d的值可以采用2l-1次拉格朗日插值，典型的估计公式为：

$c_{k*n+j,i}^d=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{k+m,i}^p\&CenterDot;\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)\&CenterDot;\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)}\right)\&CenterDot;\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Pi;}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right)$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

当采用一次拉格朗日插值，即线性插值时，上述公式可以简化为：

$c_{k*n+j,i}^d{=c}_{k,i}^p+\frac{j}{n+1}\&CenterDot;(c_{k+1}^p-c_{k,i}^p)$

其中，c_k，i ^p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，t ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

还可以采用2l-1次对数拉格朗日插值，典型的估计公式如下：

$\ln \left(c_{k*n+j,i}^d\right)=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}}\ln \left(c_{k+m,i}^p\right)\&CenterDot;\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)\&CenterDot;\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)}\right)\&CenterDot;\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Pi;}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right)$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

同样，当采用一次对数拉格朗日插值，即对数线性插值时，上面的公式可以简化为：

$\ln \left(c_{k*n+j,i}^d\right)=\ln \left(c_{k,i}^p\right)+\frac{j}{n+1}\&CenterDot;(\ln \left(c_{k+1,i}^p\right)-\ln \left(c_{k,i}^p\right))$

其中，c_k，i ^p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

通过上述任何一个公式，都可以估计得到(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，…，c_s，N′ ^d)的值，在其后面添加N_d，data-N′个0，就可以得到(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，…，c_s，N′ ^d，0，…，0)。

步骤1504、利用得到的数据OFDM符号处的时域信道信息得到该数据OFDM符号处的频域信道信息。

具体来说，就是对得到的时域的第s个数据OFDM符号处的时域信道反应(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，…，c_s，N′ ^d，0，…，0)进行IFFT，得到第s个数据OFDM符号处信道的频域反应(C_s，0 ^d，C_s，1 ^d，…，C_{s，Nd，data} ^d)。

本发明方案另外一种信道估计处理方法为：首先获取导频OFDM符号的频域信道信息，然后根据该信息获取数据OFDM符号的频域信道信息。该过程参见图16，对应以下步骤：

步骤1601、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。

该过程与上述处理方法中的步骤1501相同。

步骤1602、从导频OFDM符号处信道的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。

该过程同样与上述处理方法中的步骤1501相同。

步骤1603、利用得到的导频OFDM符号处的时域信道信息得到对应导频OFDM符号处的频域信道信息。

步骤1604、利用相邻导频OFDM符号处的频域信道信息，并利用插值方法估计数据OFDM符号处的频域信道信息。

在步骤1604中采用的插值方法可以是2l-1次L插值方法。

本发明方案可以在信道环境变化情形以及高延迟情况下取得的较好的性能。具体来说，通过本发明方案，相对于理想的信道估计来说，在截断径数为32时，Vehicle A信道、30kmph情形下的信道估计结果如图15所示，性能损失小于0.3dB；Vehicle A信道、60kmph情形下的信道估计结果如图16所示，性能损失小于1.1dB。在截断径数为160时，在Vehicle B信道、30kmph的情形下，采用本发明方案得到的信道估计相对于理想信道估计来说，性能损失也小于0.7dB。

以上所述仅为本发明方案的较佳实施例，并不用以限定本发明的保护范围。

Claims (13)

1、一种在正交多路频分复用***中实现信道估计的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

a.发射端根据正交多路频分复用OFDM***所支持的最大多普勒频移，确定导频OFDM符号的分布密度，并按照所确定的分布密度发射导频OFDM符号及数据OFDM符号；

b.接收端根据收到的导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息；

所述导频OFDM符号的数据部分长度N_p，data与所述数据OFDM符号的数据部分长度N_d，data的关系为： $N_{p,\mathrm{data}}=\frac{1}{2^n}\&CenterDot;N_{d,\mathrm{data}};$ 式中的n＝1，2，......。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：

所述导频OFDM符号的循环前缀部分的长度设置为大于数据OFDM符号的循环前缀部分的长度。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：

将所述导频OFDM符号的数据部分长度N_p，data与所述数据OFDM符号的数据部分长度N_d，data设置为相等。

4、根据权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于所述步骤a中，所述确定导频OFDM符号的分布密度为：通过相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数确定，其中，相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数通过下述公式确定：

$n\&CenterDot;T_d\&CenterDot;f_{d,\max }<\frac{1}{2}$

其中，n为相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数，Td为数据OFDM符号所占用的时间长度，f_d，max为***支持的最大多普勒频域。

5、根据权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，所述步骤b包括以下步骤：

b11.接收端根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的时域信道反应；

b12.根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息；

b13.根据相邻导频OFDM符号的时域信道信息，通过估计得到数据OFDM符号处的频域信道反应。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤b11包括以下步骤：

b111.根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号的频域接收信号；

b112.根据导频OFDM符号的频域接收信号，以及发射端发射的导频ODFM符号的频域信号，得到导频OFDM符号处的频域信道反应；

b113.对得到的导频OFDM符号的频域信道反应进行傅立叶逆变换，得到导频OFDM符号处的时域信道反应。

7、根据权利要求5所述的方法，其特征在于所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：从步骤b11得到的导频OFDM符号处的时域信道反应中，根据***所支持的时延扩展确定截断范围，获取该截断范围所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中被截去的时域信道值。

8、根据权利要求5所述的方法，其特征在于所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定时域信道中一条以上的最强径，获取该最强径所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。

9、根据权利要求5所述的方法，其特征在于所述步骤b12中，所述接收端根据导频OFDM符号的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息为：通过分析连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围，获取该截断范围所对应的时域信道值，并用0代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中的时域信道值。

10、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤b13包括：通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计，得到数据OFDM符号处的时域信道信息；之后通过对数据OFDM符号的时域信道信息进行傅立叶逆变换，得到相应的频域信道信息。

11、根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为：采用2l-1次对数拉格朗日插值方法进行插值估计，其中，2l-1次对数拉格朗日插值方法的公式如下：

$\ln \left(c_{k*n+j,i}^d\right)=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}}\ln \left(c_{k+m,i}^p\right)\&CenterDot;\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)\&CenterDot;\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\&Pi;}}}q\right)}\right)\&CenterDot;\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\&Pi;}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right);$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

12、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤b13包括：根据得到的导频OFDM符号的时域信道信息得到相应的频域信道信息；之后通过对相邻导频OFDM符号处的频域信道信息进行插值估计，得到数据OFDM符号处的频域信道信息。

13、根据权利要求10或12所述的方法，其特征在于，所述接收端通过对相邻导频OFDM符号的时域信道信息进行插值估计为：采用2l-1次拉格朗日插值方法或1次拉格朗日插值方法进行插值估计。

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