CN100356670C - 一种软开关功率因数校正电路 - Google Patents

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Abstract

一种软开关功率因数校正电路。包括整流桥电路和升压式变换器，所述升压式变换器包括缓冲网络和辅助功率开关，第七二极管反并联于主功率开关的两端，谐振电容并接于第七二极管的两端，谐振电感的一端接所述整流桥电路的共阴极，另一端接第五二极管的阳极，第五二极管的阴极接第六二极管的阳极，第六二极管的阴极接第十二极管的阳极，第十二极管的阴极接滤波电容的一端，缓冲电容的一端接所述整流桥电路的共阴极，另一端接第十二极管的阳极，辅助功率开关的漏极接第六二极管的阳极，其源极接所述整流桥电路的共阳极。本电路使得当升压变换器功率管关断时，只有两个半导体器件存在导通压降，同时主开关为零电压转换软开关，提高了电路的工作效率。

Description

一种软开关功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及一种功率因数校正电路，尤其是一种低损耗零电压转换的软开关功率因数校正电路。
背景技术
目前，一般功率因数校正电路由前级二极管桥式整流电路和后级的升压式变换器构成。为减小整机体积和重量，一般通过提高升压变换器的开关工作频率来实现。然而，随着频率的提高，功率开关的损耗增加，导致整机效率的降低。零电压过渡(ZVT)典型的拓扑是通过附加一个谐振网络，来实现功率开关零电压(ZVS)开通、同时也能改善反向恢复二极管工作条件的零电压过渡(ZVT)软开关电路。但这种电路的主要不足是无论功率开关处于导通或关断状态，处于通态的半导体器件都较多。为此有必要进一步研究降低通态损耗，进而提高整机效率的措施。
图1所示为一个低通态损耗硬开关功率因数校正电路，包括二极管桥式整流电路和升压式变换器电路，所述桥式整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4四个整流二极管，所述升压式变换器中主变换器包括滤波电感L、主功率开关M1、第八二极管Da、第九二极管Db，所述桥式整流电路的共阴极接主功率开关M1的漏极，其共阳极接主功率开关M1的源极，输入交流电源Vin和滤波电感L构成的串联支路一端与第八二极管Da的阳极连接在第一二极管D1、第三二极管D3之间，另一端与第九二极管Db的阳极连接在第二二极管D2、第四二极管D4之间，第八二极管Da、第九二极管Db的阴极接输出滤波电容Co一端，输出滤波电容Co的另一端接所述桥式整流电路的共阳极，负载Ro并接于输出滤波电容Co两端。
其工作过程是：以输入电源电压Vin的正半周为例，图1所示电路有三种工作模式，分别如图2(a)、(b)、(c)所示：当升压式变换器的功率开关M1导通时，电流通过整流二极管D3、主功率开关M1和整流二极管D2流通，即有三个半导体器件存在通态损耗，见图2(a)；当升压式变换器的功率开关M1关断、电感电流降为零之前时，电流通过快恢复二极管Da和整流二极管D2流通，即只有两个半导体器件存在通态损耗，见图2(b)；升压式变换器的功率开关M1关断、电感电流降为零之后，见图2(c)。此电路的不足是升压式变换器的主功率开关M1的开通和关断过程处于硬开关状态，开通过程的损耗较大。
降低开关损耗的重要措施是应用软开关技术，其中零电压转换(ZVT)软开关技术是经常采用的技术之一。众所周知，变换器依工作方式可分为电感电流连续(CCM)和电感电流断续(DCM)两种。其中DCM工作方式有控制形成PFC简单、无需检测电感电流或开关电流、升压二极管无反向恢复损耗等优点，为本发明的提出起到借鉴的作用。
发明内容
本发明通过在上述低通态损耗硬开关功率因数校正电路的基础上增加了一个缓冲网络和辅助功率开关，克服了现有技术中通态损耗较大、整机效率低的不足。
本发明电路所采用的技术方案是：电路包括二极管桥式整流电路和升压式变换器电路，所述桥式整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管四个整流二极管，所述升压式变换器中主变换器包括滤波电感、主功率开关、第八二极管、第九二极管，所述桥式整流电路的共阴极接主功率开关的漏极，其共阳极接主功率开关的源极，输入交流电源和滤波电感构成的串联支路一端与第八二极管的阳极连接在第一二极管、第三二极管之间，另一端与第九二极管的阳极连接在第二二极管、第四二极管之间，第八二极管、第九二极管的阴极接输出滤波电容一端，输出滤波电容的另一端接所述桥式整流电路的共阳极，负载并接于输出滤波电容两端。所述升压式变换器电路还包括缓冲网络和辅助功率开关，所述缓冲网络包含谐振电感、谐振电容、缓冲电容、第十二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管，第七二极管反并联于主功率开关的两端，谐振电容并接于第七二极管的两端，谐振电感的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第五二极管的阳极，第五二极管的阴极接第六二极管的阳极，第六二极管的阴极接第十二极管的阳极，第十二极管的阴极接滤波电容的一端，缓冲电容的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第十二极管的阳极，辅助功率开关的漏极接第六二极管的阳极，其源极接所述桥式整流电路的共阳极。
本发明电路中所述第十二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管和第九二极管可以为快恢复二极管。
本电路中所述谐振电容可以是所述主功率开关的寄生电容。
本发明电路中所述第七二极管可以是所述主功率开关的体二极管。
本发明的有益效果是，由于主开关实现了ZVT开通，升压二极管为零电流关断，两功率开关管的电压和电流应力没有增加，功率开管关断时仅有两个半导体器件导通，因此电路的通态损耗减小，整机效率得以提高。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1是一个低通态损耗硬开关功率因数校正电路原理图。
图2是低通态损耗硬开关功率因数校正电路的三种工作模式图。
图3是本发明的电路原理图。
图4是本发明电路在一个开关周期内的工作时序图。
图5是本发明电路在一个开关周期内的九种工作模式。
具体实施方式
本发明电路如图3所示，包括二极管桥式整流电路和升压式变换器电路，所述桥式整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4四个整流二极管，所述桥式整流电路的共阴极接主功率开关M1的漏极，其共阳极接主功率开关M1的源极，输入交流电源Vin和滤波电感L构成的串联支路一端与第八二极管Da的阳极连接在第一二极管D1、第三二极管D3之间，另一端与第九二极管Db的阳极连接在第二二极管D2、第四二极管D4之间，第八二极管Da、第九二极管Db的阴极接输出滤波电容Co一端，输出滤波电容Co的另一端接所述桥式整流电路的共阳极，负载Ro并接于输出滤波电容Co两端，第七二极管D7反并联于主功率开关M1的两端，谐振电容Cr并接于第七二极管D7的两端，谐振电感Lr的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第五二极管D5的阳极，第五二极管D5的阴极接第六二极管D6的阳极，第六二极管D6的阴极接第十二极管D的阳极，第十二极管D的阴极接滤波电容Co的一端，缓冲电容Cb的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第十二极管D的阳极，辅助功率开关M2的漏极接第六二极管D6的阳极，其源极接所述桥式整流电路的共阳极。本发明电路中所述第十二极管D、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管Da和第九二极管Db可以为快恢复二极管。本电路中所述谐振电容Cr可以是所述主功率开关M1的寄生电容。本发明电路中所述第七二极管D7可以是所述主功率开关M1的体二极管。
以输入电压Vin处于正半周为例，所述零电压转换软开关功率因数校正电路在一个开关周期内的工作时序如图4的a到m所示。图4(a)为辅助功率开关M2的栅极驱动电压的波形图；图4(b)为主功率开关M1的栅极驱动电压的波形图；图4(c)为辅助功率开关M2的源极和漏极之间的电压的波形图；图4(d)为谐振电容Cr上的电压波形图；图4(e)为谐振电感Lr上电流的波形图；图4(f)为滤波电感L上的电流波形图；图4(g)为主功率开关M1的电流波形图；图4(h)为第八二极管Da的电流波形图；图4(i)为缓冲电容Cb上的电压波形图；图4(i)为缓冲电容Cb上的电流波形图；图4(k)为谐振电容Cr上的电流波形图；图4(l)为第七二极管D7的电流波形图；图4(m)为第十二极管D的电流波形图。从以上图中可以看出：
在一个开关周期内图4有九种工作模态，如图5所示。
时段1(t0-t1)图5(a)：在t＜t0时，主功率开关M1和辅助功率开关M2均关断。在t0时刻，开通辅助功率开关M2。在这一时段，升压电感L中电流iL为零；同时因为电路工作在DCM方式，因此续流二极管Da中的电流iDa为零且没有反向恢复电流产生。由于在t0时刻之前，电容Cr两端的电压VCr已被充电到Vo，因此随着辅助功率开关M2的开通，电感Lr和电容Cr开始谐振。谐振电感的电流谐振上升；谐振电容两端的电压谐振下降。
时段2(t1-t2)图5(b)：在t1时刻，电容Cr两端的电压VCr下降到Vin，整流二极管D3导通，升压电感L中的电流iL由零开始增加。在这一时段，与iLr相比，iL非常小，因此在这一时段可以认为iLr和VCr基本不变。在这一时段结束时，Cr两端的电压VCr(t2)＝0。
时段3(t2-t3)图5(c)：当Cr两端电压VCr降为零后，主功率开关M1的反并联二极管D7开始导通。这时可给主功率开关施加门极驱动信号。在这一时段谐振电感Lr的电流iLr为一常数。
时段4(t3-t4)图5(d)：在t3时刻辅助功率开关M2关断。缓冲电容Cb和辅助功率开关M2的输出结电容CM2通过二极管D5、D6、D7进行充电。升压电感L的电流iL继续增加。在这一时段末，D7中的电流iD7降为零。
时段5(t4-t5)图5(e)：在t4时刻开通主功率开关M1。M1的开通为零电压开通(ZVS)，iL继续线性增加，同时在此时段末，Cb和CM2充电到Vo，此时iLr电流降为零。
时段6(t5-t6)图5(f)：在这一时段，电路工作在与通常的变换器在功率管导通的情况相同。升压电感L的电流iL继续增加。
时段7(t6-t7)图5(g)：在t6时刻，主功率开关M1关断。谐振电容Cr充电、Cb放电。
时段8(t748)图5(h)：电容Cr两端电压充电到Vo后，升压二极管Da零电压(ZVS)开通。在这一时段，电路工作在与通常的变换器在功率管关断的情况相同。此时段末，电感L的电流降为零，升压二极管Da零电流(ZCS)关断。
时段9(t8-t9)图5(i)：这是DCM时段，电感电流iL保持为零。VCr保持在Vo。
通过对本文所给出新型零电压转换软开关功率因数校正电路的分析，可以看出电路有以下特点：
主开关实现了ZVT开通；升压二极管为零电流关断；两功率开关管的电压和电流应力没有增加；功率开管关断时仅有两个半导体器件导通，因此电路的通态损耗减小，整机效率得以提高。本电路拓扑可应用于单相和三相电路及CCM方式。

Claims (4)

1.一种软开关功率因数校正电路，包括二极管桥式整流电路和升压式变换器电路，所述桥式整流电路包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)四个整流二极管，所述升压式变换器中主变换器包括滤波电感(L)、主功率开关(M1)、第八二极管(Da)、第九二极管(Db)，所述桥式整流电路的共阴极接主功率开关(M1)的漏极，其共阳极接主功率开关(M1)的源极，输入交流电源(Vin)和滤波电感(L)构成的串联支路一端与第八二极管(Da)的阳极连接在第一二极管(D1)、第三二极管(D3)之间，另一端与第九二极管(Db)的阳极连接在第二二极管(D2)、第四二极管(D4)之间，第八二极管(Da)、第九二极管(Db)的阴极接输出滤波电容(Co)一端，输出滤波电容(Co)的另一端接所述桥式整流电路的共阳极，负载(Ro)并接于输出滤波电容(Co)两端，其特征在于：
所述升压式变换器电路还包括缓冲网络和辅助功率开关(M2)，所述缓冲网络包含谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、缓冲电容(Cb)、第十二极管(D)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)，第七二极管(D7)反并联于主功率开关(M1)的两端，谐振电容(Cr)并接于第七二极管(D7)的两端，谐振电感(Lr)的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第五二极管(D5)的阳极，第五二极管(D5)的阴极接第六二极管(D6)的阳极，第六二极管(D6)的阴极接第十二极管(D)的阳极，第十二极管(D)的阴极接滤波电容(Co)的一端，缓冲电容(Cb)的一端接所述桥式整流电路的共阴极，另一端接第十二极管(D)的阳极，辅助功率开关(M2)的漏极接第六二极管(D6)的阳极，其源极接所述桥式整流电路的共阳极。
2.根据权利要求1所述的一种软开关功率因数校正电路，其特征在于：所述第十二极管(D)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(Da)、第九二极管(Db)为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的一种软开关功率因数校正电路，其特征在于：所述谐振电容(Cr)是所述主功率开关(M1)的寄生电容。
4.根据权利要求1所述的一种软开关功率因数校正电路，其特征在于：所述第七二极管(D7)是所述主功率开关(M1)的体二极管。
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