CH623442B5 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung mit gitterisoliertem Feldeffekttransistor für Zeitmessgeräte. Oszillatorschaltungen haben normalerweise einen Verstärkerteil und ein Rückkopplungsnetzwerk. Damit die Anordnung schwingt, müssen zwei als Barkhausensche Kriterien bekannte Bedingungen erfüllt sein: erstens muss der Verstärkungsfaktor a des Verstärkungsteils, multipliziert mit dem Dämpfungsverhältnis ß des Rückkopplungsnetzwerkes, gleich oder grösser als 1 sein (aß =1), und zweitens muss die Phasenverschiebung um die Schleife gleich n x 360° sein, wobei n eine ganze Zahl gleich oder grösser als 1 ist. Normalerweise weist der Verstärkerteil eine Phasenverschiebung von ungefähr 180° oder einem ungeradzahligen Vielfachen davon auf, während das Rückkopplungsnetzwerk seinerseits eine Phasenverschiebung von 180° aufweist, so dass sich die erforderliche Gesamtphasenverschiebung von 360° ergibt.

Ein bei den meisten Verstärkerteilen auftretendes Problem besteht darin, dass aufgrund von Temperaturschwankun-gen und/oder Speisespannungsschwankungen der Ausgangswiderstand (Ausgangsimpedanz) des Verstärkerteils sich ändert, was eine entsprechende Änderung der Phasenverschiebung zur Folge hat. Derartige Änderungen der Phasenverschiebungen führen zu einer Änderung der Schwingfrequenz, die in manchen Fällen untragbar sein kann.

Eine mögliche Ausführungsform einer Verstärkerschaltung ist in der USA-Patentschrift 3 454 894 beschrieben. Und zwar sind hier Massnahmen angegeben, um den Senkenstrom eines gitterisolierten Feldeffekttransistors zu stabilisieren. Dabei sind an die Quellenelektrode eine Impedanzanordnung und an das Substrat ein zusätzliches ohmsches Widerstandsnetzwerk angeschlossen. Durch dieses Widerstandsnetzwerk wird das Substrat auf eine Spannung zwischen den Spaiinungs-punkten der Betriebsspannungsquelle (z. B. Masse und +VS) vorgespannt. Durch die Vorspannung des Substrats auf einen Zwischenspannungswert wird die Anordnung ungeeignet für integrierte Schaltungen, wo viele Transistoren sich in ein gemeinsames Substrat teilen und die gleiche Spannimg führen müssen. Ferner verbraucht das Widerstandsnetzwerk Leistung und beansprucht verhältnismässig viel Platz. Bei Uhren, wo die erfindungsgemässe Schaltung Anwendung findet, sind die Verlustleistung und die Einfachheit des Schaltungsaufbaus von äusserster Wichtigkeit. Die bekannte Schaltung hat daher erhebliche Nachteile. Ausserdem gibt die genannte USA-Patentschrift keinen Hinweis, dass die bekannte Anordnung dazu verwendet werden könnte, die Schwingfrequenz einer Oszillatorschaltung stabiler zu machen.

Sodann ist es bekannt, einen an das Substrat angeschlossenen Widerstand mit einem Kondensator zu überbrücken, wodurch die durch den Widerstand gegebenenfalls bewirkte Rückkopplung über den dynamischen Arbeitsbereich entfällt. Dabei handelt es sich jedoch allgemein um Verstärkerschaltungen, was nicht unbedingt bedeutet, dass die betreffenden Anordnungen auch für Oszillatorschaltungen geeignet sind.

Quarzoszillatoren mit komplementären Feldeffekttransistoren sind aus der Publikation «RCA Applikation Note ICAN-6539», Januar 1971 in einem Aufsatz vonS. S. Eaton mit dem Titel «Micropower Crystal-Controlled Oscillator Design Using RCA COS/MOS Inverters» bekanntgeworden. Ebenso sind Verstärkerschaltungen mit Feldeffekttransistoren, in welchen das Substrat des Transistors geradewegs mit einem Betriebsspannungsanschluss, und die Quellenelektrode über eine Impedanz mit diesem Anschluss selbst verbunden ist, in der US-Zeitschrift I.E.E.E., Band BTR II Nr. 2, Juli 1965 durch einen Artikel von D. M. Griswold unter dem Titel «Charakteristics and Applications of RCA Insulated Gate Field-Effect-Transistors» bekanntgeworden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Oszillatorschaltung mit gitterisoliertem Feldeffekttransistor für ein Zeitmessgerät zu schaffen, die gegenüber dem Stand der Technik eine verbesserte Frequenzstabilität aufweist

Die erfindungsgemässe Oszillatorschaltung für den Betrieb einer Zeitmesseinrichtung mit einem ersten und einem zweiten gitterisolierten Feldeffekttransistor, deren Substrate einen ersten bzw. einen zweiten Leitfähigkeitstyp besitzen und je eine Quellen- und eine Abflusselektrode, die einen stromleitenden Kanal im Substrat bilden, sowie je eine Gitterelektrode zum Steuern der Leitfähigkeit im Kanal enthalten; ferner mit zwei Betriebsspannungsklemmen; einem mit den Abflusselektroden der beiden Transistoren verbundenen Ausgangsanschluss; einem mit den Gitterelektroden der beiden Transistoren verbundenen Eingangsanschluss; einem Rückkopplungsnetzwerk mit einer Phasenverschiebung von annähernd 180°, dessen Eingangsklemme mit dem genannten Ausgangsanschluss verbunden ist und dessen Ausgangsklemme an den genannten Ein-

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gangsanschluss angeschlossen ist; erste Mittel zum Verbinden des Substrates des ersten Transistors mit dem ersten Betriebsspannungsanschluss; zweite Mittel zum Verbinden der Quelle des ersten Transistors mit dem ersten Betriebsspannungsanschluss; dritte Mittel zum Verbinden des Substrates des zweiten Tranisistors mit dem zweiten Betriebsspannungsanschluss; und vierte Mittel zum Verbinden der Quelle des zweiten Transistors mit dem zweiten Betriebsspannungsanschluss, ist dadurch gekennzeichnet, dass jedes der genannten ersten und dritten Mittel eine vernachlässigbar kleine Impedanz besitzt und dass jedes der genannten zweiten und vierten Mittel eine erhebliche Gleichspannungsimpedanz besitzt, um die Quellenelektrode jedes der beiden Transistoren bei zunehmendem Quellen-Abfluss-Strom gegenüber dem bezüglichen Substrat zunehmend in Sperrichtung zur Herabsetzung von Änderungen der Ausgangsimpedanz der Transistoren vorzuspannen.

Oszillatorschaltungen mit automatisch vorgespannten komplementären Feldeffekttransistoren sind zwar bekanntgeworden, wiesen aber bisher eine unerwünschte Abhängigkeit der Ausgangsfrequenz von der Verstärkerspeisespannung auf. Als keineswegs naheliegender Grund für diese Abhängigkeit wurde schliesslich die Änderung der Transkonduktanz der Feldeffekttransistoren als Funktion der Speisespannung erkannt, welche Änderung ihrerseits Änderungen der Verstärkerausgangsimpedanz hervorruft. Die Bedingungen hinsichtlich Ursache und Wirkung sind so subtil, dass sie früher nicht erkennbar waren. Mit der vorliegenden Erfindung konnte der Einftuss der Speisespannungsvariationen reduziert werden. Weil die Ausgangsimpedanz des Verstärkers teilweise von der Transistor-Transkonduktanz abhängt, konnten somit auch die von Variationen der Speisespannung abhängigen Änderungen der Verstärkerausgangsimpedanz reduziert werden. Die wesentlich konstantere Verstärkerimpedanz reduziert Variationen der Quellenimpedanz der Abstimmschaltung, welche die Oszillatorfrequenz festlegt. Dadurch ist eine stabile Oszillatorfrequenz auch bei Speisespannungsschwankungen erzielbar.

Die vorteilhaften Auswirkungen wurden in der vorliegenden Erfindung zusätzlich durch Anlegen einer Substrat-Vor-spannung an die im Verstärkerabschnitt des Oszillators verwendeten Feldeffekttransistoren unterstützt. Schon bisher war bekannt, dass durch Anlegen einer Vorspannung an das Grundmaterial oder das Substrat eines gitterisolierten Feldeffekttransistors die Transistor-Transkonduktanz reduziert werden kann. Die Reduktion der Transkonduktanz wirkt sich notwendigerweise in einem Absinken des Verstärkungsfaktors aus, was als unerwünscht betrachtet wurde. Aus diesem Grunde war es naheliegend, die Substratelektrode direkt mit der Quellenelektrode zu verbinden, um eine Null-Vorspan-nung zwischen Quelle und Substrat zu erzielen, um eine Verstärkungsfaktor-Reduktion zu vermeiden. Wenn in bekannten Schaltungen die Substrate separat vorgespannt waren, wurden sie gegen Erde vorgespannt, um einen Verstärkungsfaktorabfall zu vermeiden.

Demgegenüber wird bei einer erfindungsgemässen Oszillatorschaltung die Substratvorspannung der komplementären Feldeffekttransistoren der Verstärkerstufe durch Verbinden der Substratelektroden mit entsprechenden Speisespannungsklemmen über gleichspannungsdurchlässige Mittel mit vernachlässigbarer Impedanz angelegt und die Quellenelektroden mit bezüglichen Speisespannungsklemmen über gleichspannungsdurchlässige Mittel mit erheblicher Impedanz verbunden, um die Quellenelektroden der beiden Transistoren im Ver-stärkerabsGhnitt bezüglich ihrer Substratelektroden mit zunehmendem Quellen-/Abfluss-Strom zunehmend umgekehrt vorzuspannen, um die Änderungen der Ausgangsimpedanz gering zu halten.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung, in deren Figuren gleiche Teile jeweils mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, im einzelnen erläutert.Es zeigen;

Fig. 1 das Schaltschema einer erfindungsgemässen Oszillatorschaltung,

Fig. 2 "das Schaltschema einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemässen Oszillatorschaltung, und

Fig. 3 das Schaltschema einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemässen Oszillatorschaltung.

Fig. 1 zeigt eine Oszillatorschaltung mit Verstärkerteil 2 und Rückkopplungsnetzwerk 4. Der Verstärkerteil 2 enthält eine komplementäre Polaritätsumkehrstufe mit einem gitterisolierten Feldeffekttransistor 12 vom p-Typ und einem gitterisolierten Feldeffekttransistor 14 vom n-Typ, deren Gitter (Steuerelektroden) an den Eingang 16 und deren Senken (Senkenelektroden) an den Ausgang 18 des Verstärkers angeschlossen sind. Das Substrat 13 (Blockelektrode, angedeutet in herkömmlicher Weise durch die Leitung mit Pfeilspitze) des Transistors 12 ist an eine Klemme 20 angeschlossen, und die Quelle (Quellenelektrode) des Transistors 12 ist über einen Widerstand Ri mit der Klemme 20 verbunden. Der Klemme 20 ist eine Spannung von +VDD Volt zuführbar. Das Substrat 15 des Transistors 14 ist an eine Klemme 22 angeschlossen, und die Quelle des Transistors 14 ist über einen Widerstand R2 mit der Klemme 22 verbunden. Der Klemme 22 ist eine negative Spannung Vss, in diesem Fall Null- oder Massepotential, zuführbar.

Zwischen den Eingang 16 und den Ausgang 18 des Verstärkerteils ist ein Rückkopplungswiderstand 30 geschaltet, um die Gleichstromvorspannung für den Verstärkerteil herzustellen. Der Widerstand 30 sollte so gross bemessen sein (normalerweise grösser als 10 Megohm), dass er die Dämpfung und Phase des Rückkopplungsnetzwerks 4 nicht nennenswert beeinflusst. Der Widerstand 30 stellt den Gleieh-stromwert so ein, dass die Spannung am Ausgang 18 im wesentlichen gleich der Spannung am Eingang 16 ist. Dieser Punkt liegt typischerweise bei oder in der Nähe dem halben Von - VSc

Wert der Speisespannung und im Hochverstärkungsbereich der Übertragungskennlinie des Verstärkers. Wenn beispielsweise VDD gleich +10 Volt und Vss gleich Null- oder Massepotential sind, so beträgt die Gleichspannung am Eingang 16 und am Ausgang 18 annähernd 5 Volt.

Das Rückkopplungsnetzwerk 4, das die Schwingfrequenz bestimmt, ist mit seinem Eingang an den Ausgang 18 und mit seinem Ausgang an den Eingang 16 des Verstärkerteils angeschlossen. Das Rückkopplu'ngsnetzwerk 4 enthält einen zwischen den Verstärkerausgang 18 und einen Schaltungspunkt 26 geschalteten Widerstand R3, einen zwischen den Schaltungspunkt 26 und die Klemme 22 geschalteten Kondensator Ci, einen zwischen die Schaltungspunkte 26 und 28 geschalteten Schwingquarz 24 und einen zwischen den Schaltungspunkt 28 und die Klemme 22 geschalteten Kondensator C2. Der Schaltungspunkt 28, d. h. der Ausgang des Rückkopplungsnetzwerks, ist auf den Eingang 16 des Verstärkerteils zurückgeschaltet.

Wie bereits erwähnt, muss, damit die Anordnung ungedämpft schwingt, der Verstärkungsfaktor a des Verstärkers, multipliziert mit der Dämpfung ß des Rückkopplungsnetzwerks, gleich oder grösser als 1 sein (aß è l).

Für Werte des Widerstands 30 im Bereich von 10 Megohm oder mehr und bei VDD = 10 Volt ergibt eine Schwingungsamplitude von 1 Volt beiderseits des Vorspannungspunktes (5 Volt Gleichspannung) eine volle Ausgangsschwingungsamplitude von ungefähr 10 Volt. Der Verstärkungsfaktor a des Verstärkers für die volle Schwingungsamplitude ist daher ungefähr 5. Bei einem Verstärkungsfaktor

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von 5 muss das Dämpfungsverhältnis des Rückkopplungsnetzwerks gleich oder grösser als V5 oder 0,2 sein.

Die Arbeitsweise der Schaltung wird am besten verständlich, wenn man beispielsweise annimmt, dass dem Eingang 16 des Verstärkerteils 2 ein abfallendes Signal kleiner Amplitude (Vin) zugeführt ist. Der Verstärkerteil weist als Polaritäts-umkehrer eine Phasenverschiebung von 180° zwischen Eingang und Ausgang auf und erzeugt bei Empfang von VÏN an seinem Ausgang 18 ein Signal V18. Das Signal Va8 hat einen ansteigenden Verlauf mit der Amplitude a ViN und ist gegenüber dem Eingangssignal VIN in der Polarität umgekehrt, d. h. um 180° phasenverschoben. Das Ausgangssignal des Verstärkerteils gelangt dann zum Rückkopplungsnetzwerk 4, wo es um den Faktor ß gedämpft oder abgeschwächt und um weitere 180° phasenverschoben wird. Das Ausgangssignal des Rückkopplungsnetzwerks wird sodann auf den Eingang 16 des Verstärkers 2 rückgekoppelt. Die Amplitude des zum Eingang rückgekoppelten Signals ist gleich (a) (j8)VIN und ist mit dem Eingangssignal VÏN in Phase. Dies setzt voraus, dass die Gesamtphasenverschiebung um die Schleife, d. h. die Phasenverschiebung des Verstärkerteils plus der Phasenverschiebung des Rückkopplungsnetzwerks, gleich 360°

ist.

Wenn das Produkt von aß gleich 1 ist, so ist das zum Eingang rückgekoppelte Signal gleich dem Eingangs- oder Erregersignal, und die Anordnung schwingt ungedämpft, wenn die Schwingungen einmal eingesetzt haben. Wenn das Produkt von aß grösser als 1 ist, so ist das Rückkopplungssignal grösser als das Erregersignal, und Schwingungen setzen auf jeden Fall ein. Man wählt daher die Kenngrössen der Schaltung normalerweise so, dass aß grösser als 1 ist.

Die Ausgangsimpedanz des Verstärkerteils ist überwiegend ohmisch und kann durch einen Widerstand R0 dargestellt werden. Der Widerstand R0 in Reihe mit dem Widerstand R3 bestimmt den Eingangswiderstand des Rückkopplungsnetzwerks. Änderungen von R0 bewirken eine Änderung der Phasenverschiebung um die Schleife. Änderungen der Phasenverschiebung sind die Hauptquelle von Fehlern oder Abweichungen der Schwingfrequenz.

Wenn beispielsweise Ri und R2 kurzgeschlossen sind (d. h. die Quelle nâch dem Substrat kurzgeschlossen ist) und VDD sich von +3 Volt in +4,5 Volt ändert, so ändert sich, wie festgestellt wurde, die Ausgangsimpedanz eines typischen komplementären Polaritätsumkehrverstärkers von 5,6 Kiloohm in 2,01 Kiloohm und die Frequenz von 262 095,9 Hz in 262 099,5 Hz. Es ändert sich also die Frequenz um ungefähr 13,6 Teile pro Million und die Ausgangsimpedanz um 64%.

Werden die Quellen gegenüber den Substraten mittels der Widerstände Ri und R2 in Sperrrichtung vorgespannt, wie noch erläutert wird, so wird die Änderung der Ausgangsimpedanz in Abhängigkeit von Speisespannungsschwankungen und Temperaturänderungen minimal. Als erstes bewirken die Quellenwiderstände Ra und R2 eine Gegenkopplung zur Verstärkerstufe. Sodann wird dadurch, dass die Quellen über die Widerstände Rx und R2 mit dem Substrat verbunden sind, in das Arbeiten der Transistoren ein sogenannter Substratvorspanneffekt eingeführt. Die Gegenkopplung und die Wirkung der Substratvorspannung bewirken gemeinsam, dass die Ausgangsimpedanz des Verstärkers (die in den Ausgang 18 reflektierte Impedanz) konstanter wird.

Bei Beaufschlagung der Klemme 20 mit einer gegebenen Spannung +VDD wird an den Gittern der Transistoren eine

Vorspannung von ungefähr .+VpD erzeugt, was zur Folge, hat,

dass im Stromweg mit dem Widerstand Ri, den Quellen-Senkenstrecken der Transistoren 12 und 14 und dem Widerstand R2 ein Ruhegleichstrom Ii fliesst. Die Spannung an der Quelle des Transistors 12 ist wegen des Spannungsabfalls am Widerstand Ri niedriger als die Spannung am Substrat 13 (Ii x Ri). Ebenso ist die Spannung an der Quelle des Transistors 14 wegen des Spannungsabfalls am Widerstand R2 positiver als die Spannung am Substrat 15 (Ii x Ri). Da der Transistor 12 p-leitend ist, wird das Quellen-Substratgebiet um den Spannungsabfall Ii x Ri sperrgespannt (Substrat positiver als Quelle), und da der Transistor 14 n-leitend ist, wird das Quellen-Substratgebiet ebenfalls um den Betrag Ix x R2 sperrgespannt (Quelle positiver als Substrat). Nun wird durch eine Sperrspannung zwischen Quelle und Substrat die Impedanz zwischen Quelle und Senke erhöht, da die Stromleitung zwischen Quelle und Senke dadurch erschwert wird.

Es sei jetzt angenommen, dass die Spannung +VDD um einen Betrag AV erhöht wird. Dies hat zur Folge, dass die Vorspannung und die entsprechende Gitterspannung um un-AV

gefähr ansteigen. Als Folge davon steigt die Gitter-Quel-

lenspannung sowohl des p-Transistors 12 als auch des n-Tran-sistors 14 an. Dadurch wird die Quellen-Senkenimpedanz dieser Transistoren erniedrigt, so dass der Stromfluss in den Quellen-Senkenstrecken sich erhöht. Nunmehr kann im Leitungsweg mit den Widerständen Ri, R2 und den Quellen- ■ Senkenstrecken der Transistoren 12 und 14 ein erhöhter Strom (Ii + AI) fliessen.

Jedoch vergrössert sich durch den erhöhten Strom (AI) die Sperrspannung zwischen den Quellen der Transistoren 12 und 14 und deren Substraten. Denn während die Substrate 13 und 15 auf festen Spannungen gehalten bleiben (+VDD +A V bzw. Massepotential), erniedrigt sich die Spannung an der Quelle des Transistors 12 gegenüber dem Substrat infolge des erhöhten Stromes und erhöht sich die Spannung an der Quelle des Transistors 14 gegenüber dem Substrat infolge des erhöhten Stromes. Dagegen bewirkt die Erhöhung der Sperrspannung zwischen Quelle und Substrat eine Erhöhung der Quellen-Senkenimpedanz, so dass der Stromfluss sich erniedrigt und dadurch die Erniedrigung der Ausgangsimpedanz aufgrund der Erhöhung der Betriebsspannung kompensiert wird.

Entsprechend bewirkt eine Erniedrigung der Betriebsspannung eine Erhöhung der Ausgangsimpedanz, so dass der Stromfluss in der Quellen-Senkenstrecke sich verringert. Die Abnahme des Stromes hat zur Folge, dass die Sperrspannung zwischen Quelle und Substrat sich erniedrigt, wodurch wiederum die Quellen-Senkenimpedanz erniedrigt wird. Der . Substratvorspanneffekt wirkt sich also allgemein im Sinne einer Minimalisierung von Änderungen der Ausgangsimpedanz aus.

Messungen der Ausgangsjmpedanz einer typischen komplementären Verstärkerstufe für verschiedene Werte des Quellenwiderstands bei verschiedenen Werten der Betriebsspannung sind in der nachstehenden Tabelle I angegeben:

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Tabelle I

Ri = R2 VDD = 3 V ' VDD = 4,5 V Änderung von R0 und der

Frequenz

0 Ohm

Ro

= 5,6 Kiloohm

Ro

= 2,01 Kiloohm

/IRo

= 64%

,

f

= 262 095,9 Hz f

= 262 099,5 Hz

Af

= 13,6 Teile je Million

5,1 Kiloohm

Ro

= 26,4 Kiloohm

Ro

= 18,2 Kiloohm

ARa

= 31%

f

= 262 091,1Hz f

= 262 092,3 Hz

Af

= 4,6 Teile je Million

10 Kiloohm

Ro

= 42,5 Kiloohm

Ro

— 32,6 Kiloohm

AR0

= 23%

f

= 262 090,2 Hz f

= 262 090,5 Hz

Af

= 1,15 Teile je Million

Aus der Tabelle ist zu ersehen, dass die Ausgangsimpedanz sich um 23% und die Frequenz sich um 1,15 Teile je Million ändert, wenn die Widerstände Ri und R2 gleich 10 Kiloohm sind. Demgegenüber ergibt sich einzlR0 von 64 % und ein Af von 13,6 Teile je Million bei Ri und R2 gleich null.

Durch die Einschaltung der Widerstände zwischen die Quellen und das Substrat werden somit die Änderungen der Ausgangsimpedanz minimalisiert und eine grössere Frequenzstabilität erhalten. Ausserdem erniedrigen die Widerstände den Leistungsverbrauch.

Es wurde ferner experimentell festgestellt, dass durch die Einschaltung der Widerstände Ri und R2 in die Quellenleitungen der Transistoren der Einfluss der Temperatur auf die Ausgangsimpedanz minimalisiert wird. Somit wird durch die Einschaltung von Impedanzelementen zwischen Quelle und Substrat der Transistoren eine Temperaturkompensation erreicht.

Die Schaltung nach Fig. 2 enthält einen einzigen Transistor 40 vom n-Typ, dessen Senke 41 über einen Widerstand Rl mit einem Betriebsspannungspunkt +VDD und dessen Qeulle 42 über einen Widerstand Rs mit einem Betriebsspannungspunkt Vss, an den auch das Substrat 42 angeschlossen ist, verbunden ist. Der Transistor erhält durch einen zwischen Gitter und Senke geschalteten Widerstand RF eine Gleichstromvorspannung. Der Widerstand RF stellt die Ausgangsspannung auf einen Wert von annähernd V2 VDD ein, der im hochverstärkenden Bereich der Verstärkerübertragungs-kennlinie liegt. Zwischen Senke und Gitter ist ein Rückkopplungsnetzwerk 4 geschaltet, das von der gleichen Art sein kann wie in Fig. 1. Damit die Anordnung schwingt, muss die Phasenverschiebung im Rückkopplungsnetzwerk annähernd 180° betragen und muss das Produkt des Verstärkungsfaktors des Verstärkers und der Dämpfung des Rückkopplungsnetzwerks gleich oder grösser als 1 sein. Die Schaltung arbeitet in analoger Weise wie die Schaltung nach Fig. 1, ausser dass der p-Transistor durch den Widerstand RL ersetzt ist. Man kann 15 also mit einem einzigen, geeignet vorgespannten Transistor und einem entsprechend bemessenen Rückkopplungsnetzwerk einen stabilen Oszillator erhalten.

Selbstverständlich kann man anstelle eines Transistors vom p-Typ auch einen solchen vom n-Typ verwenden, wenn 20 man die Polarität der Betriebsspannungen entsprechend ändert.

Bei der Schaltung nach Fig. 1 muss die Mindestanfach-spannung gleich oder grösser als die Summe der Schwellenspannungen des n-Transistors 14 und des p-Transistors 12 25 sein. In Fällen, wo die Betriebsspannung niedriger ist als die Summe der Schwellenspannung, kann man entweder die Schaltung nach Fig. 2 oder die Vorspannanordnung nach Fig. 3 verwenden.

In Fig. 3 ist ein Spannungsteiler mit Widerständen Rio 30 und Ru in Reihe zwischen die +VDD-Klemme und den Verstärkerausgang 18 geschaltet. Ein Widerstand R13 ist einerseits an den Verbindungspunkt der Widerstände R10 und R11 und anderseits an die Gitter des komplementären Transistors 12,14 angeschlossen. Die Transistoren 12 und 14 sind 35 wie in Fig. 1 mit einem zwischen den Verstärkerausgang 18 und die Gitter der Transistoren geschalteten Rückkopplungsnetzwerk verbunden.

Diese Schaltung kann so eingerichtet werden, dass sie schwingt, solange +VDD grösser ist als die Schwellenspan-40 nung des Transistors 14. Das Verhältnis von Rio und Rh hängt von dieser Schwellenspannung ab. Sein Wert wird so gewählt, dass der Verstärker in seinen hochverstärkenden Bereich vorgespannt wird.

Bei in den leitenden Zustand vorgespanntem Transistor 14 45 ist die Schaltung selbstschwingend. Ein dem Rückkopplungsnetzwerk zugeführtes Signal erzeugt seinerseits an den Gittern ein Signal von ausreichender Amplitude und mit der richtigen Phase, um ein Schwingen mit der gewünschten Frequenz sicherzustellen.

s

1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

3 623 442 PATENTANSPRÜCHE

1. Oszillatorschaltung für den Betrieb einer Zeitmesseinrichtung mit einem ersten und einem zweiten gitterisolierten Feldeffekttransistor, deren Substrate einen ersten bzw. einen zweiten Leitfähigkeitstyp besitzen und je eine Quellen- und eine Abflusselektrode, die einen stromleitenden Kanal im Substrat bilden, sowie je eine Gitterelektrode zum Steuern der Leitfähigkeit im Kanal enthalten; ferner mit zwei Betriebsspannungsklemmen; einem mit den Abflusselektroden der beiden Transistoren verbundenen Ausgangsanschluss; einem mit den Gitterelektroden der beiden Transistoren verbundenen Eingangsanschluss; einem Rückkopplungsnetzwerk mit einer Phasenverschiebung von annähernd 180°, dessen Eingangsklemme mit dem genannten Ausgangsanschluss verbunden ist und dessen Ausgangsklemme an den genannten Eingangsanschluss angeschlossen ist; erste Mittel zum Verbinden des Substrates des ersten Transistors mit dem ersten Betriebs-spannungsanschluss; zweite Mittel zum Verbinden der Quelle des ersten Transistors mit dem ersten Betriebspannungsan-schluss; dritte Mittel mit dem zweiten Betriebspannungsan-schluss; und vierte Mittel zum Verbinden der Quelle des zweiten Transistors mit dem zweiten Betriebsspannungsanschluss, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der genannten ersten und dritten Mittel eine vernachlässigbar kleine Impedanz besitzt und dass jedes der genannten zweiten und vierten Mittel eine erhebliche Gleichspannungsimpedanz besitzt, um die Quellenelektrode jedes der beiden Transistoren bei zunehmendem Quellen-Abfluss-Strom gegenüber dem bezüglichen Substrat zunehmend in Sperrichtung zur Herabsetzung von Änderungen der Ausgangsimpedanz der Transistoren vorzuspannen.

2. Oszillatorschaltung nach Patentanspruch 1, bei der das Rückkopplungsnetzwerk einen Kristall enthält, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den genannten Ausgangsanschluss und den genannten Eingangsanschluss eine Impedanzanordnung geschaltet ist, um eine Ruhevorspannung für die Feldeffekttransistoren zu erzeugen.

3. OszillatOTschaltung nach Patentanspruch 1, bei welcher zwischen den Eingang und den Ausgang eine Impedanzanordnung von erheblichem Wert zur Herstellung des Gleichstromarbeitswertes der Feldeffekttransistoren geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Impedanzanordnung ein zwischen den Ausgang und einen der beiden Betriebsspannungsanschlüsse geschaltetes ohmsches Widerstandsnetzwerk und einen zwischen die Gitter der Feldeffekttransistoren und einen Punkt des Widerstandsnetzwerks geschalteten Vorspannwiderstand enthält, derart, dass dem einen der beiden Feldeffekttransistoren ein grösserer Teil der Betriebsspannung zugeführt wird als dem anderen Feldeffekttransistor.