CH617804A5

CH617804A5 - Method and arrangement for phase-exact synchronisation of base generators in carrier frequency systems

Info

Publication number: CH617804A5
Application number: CH796277A
Authority: CH
Inventors: Erhard Dr Steiner
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1976-08-11
Filing date: 1977-06-29
Publication date: 1980-06-13
Also published as: AT365022B; FR2361769B1; DE2636150B1; FR2361769A1; JPS5821966B2; NL7708803A; LU77942A1; SE7709061L; ATA579077A; JPS5321558A; GB1591045A; DE2636150C2; IT1085727B; BE857697A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur phasengenauen Synchronisation von Grundgeneratoren in trägerfrequenten Nachrichtenübertragungssystemen auf eine in Weitverkehrsnetzen übertragene Normalfrequenz.

Die hohen Anforderungen an die Frequenzgenauigkeit der Grundgeneratoren in TF-Breitbandsystemen gaben den Anstoss, im Weitverkehrsnetz der Deutschen Bundespost Einrichtungen zur automatischen Frequenzkontrolle einzuführen, mit dem Ziel, die nach CCITT vorgeschriebene Genauigkeit der Trägerfrequenzen mit erhöhter Zuverlässigkeit möglichst wartungsfrei sicherzustellen. Zu diesem Zweck wurde bereits für 12-MHz-Grundgeneratoren in den Steuerfrequenzversor-gungen eine digitale Frequenznachsteuereinrichtung entwik-kelt, wie sie in der deutschen Patentschrift 1591465 beschrieben ist. Durch die Digitalisierung der Frequenzkorrektur bleibt bei dieser Anordnung, bei der ein zweikanaliger Phasendiskri-minator verwendet wird, stets ein Restfehler übrig, der ein Pendeln der Frequenz um den Sollwert bewirkt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur phasengenauen Synchronisation von Grundgeneratoren mit Hilfe einer Normalfrequenz anzugeben und eine Frequenznachsteuereinrichtung zur phasengenauen Frequenznachsteuerung hierfür zu schaffen.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird gemäss der Erfindung derart verfahren, dass eine digitale phasengenaue Frequenznachstellung zur Grobeinstellung mit einer analogen Frequenznachstellung zur Feineinstellung kombiniert wird.

In weiterer Ausgestaltung des Verfahrens wird zur Grobeinstellung eine digitale Phasenregelschleife benützt, die pro Schwebungsperiode zwischen Normalfrequenz und Referenzfrequenz des mitzuziehenden Oszillators einen digitalen Stellschritt zur Frequenzkorrektur abgibt, und dass zusätzlich eine analoge Phasenregelschleife benützt wird, deren Ziehbereich etwa dem doppelten Regelschritt des digitalen Regelkreises entspricht und dass die Mitte des analogen Regelbereichs in der Mitte zwischen den beiden, einer Schwebungsperiode zugehörigen Ansprechpunkten des digitalen Regelkreises liegt und dass bei Überschreiten des analogen Regelbereichs ein weiterer Regelschritt durch den digitalen Regelkreis ausgelöst wird, der ein Zurückkehren der Phase der Referenzfrequenz des mitzuziehenden Oszillators etwa in die Mitte des Stellbereichs der analogen Phasenregelung bewirkt und dass die so gebildete Regelgrösse gespeichert wird.

Ausserdem wird noch so verfahren, dass zusätzlich zur digitalen Speicherung eine Speicherung der analogen Regelgrösse vorgenommen wird, die den Mittelwert der analogen Regelgrösse innerhalb eines vorgesehenen Zeitraums vor Ausfall der Normalfrequenz speichert.

Die erfindungsgemässe Frequenznachsteuereinrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens ist derart ausgebildet, dass die Normalfrequenz beiden Kanälen eines zweikanaligen Phasendiskriminators direkt und die vom nachzuziehenden Oszillator abgeleitete Vergleichsfrequenz dem einen Kanal des Phasendiskriminators ebenfalls direkt und dem anderen Kanal um 90° phasenverschoben zugeführt ist, dass die Ausgänge der beiden Kanäle des Phasendiskriminators über Schwellwertdetektoren an einen Vor-Rückwärts-Zähler geführt sind, dass der Zähler ausgangsseitig über einen Digital-Analogwandler und eine Addierstufe auf eine Zieheinrichtung des Oszillators einwirkt, dass am Ausgang des anderen Kanals des Phasendiskriminators ein Spannungsbegrenzer liegt, der ausgangsseitig über einen Tiefpass mit der Addierstufe verbunden ist.

Ein Vorteil des neuen Nachsteuerverfahrens liegt darin, dass ein Pendeln der Phase zwischen den Schaltpunkten und damit ein andauernder Frequenzfehler in der Grössenordnung eines Stellschrittes vermieden wird und dass bei geeigneter Dimensionierung Schlupfverluste nicht mehr auftreten. Dadurch ergibt sich grundsätzlich die Möglichkeit, auch Netz2

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Mi b5

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knoten des noch aufzubauenden digitalen Datennetzes und des PCM-Fernsprechnetzes über das Trägerfrequenznetz zu synchronisieren.

Der Zusatzaufwand zu dem einfachen digitalen Regelkreis ist äusserst gering. 5

Ein weiterer Vorteil für das Nachsteuerverfahren ist, dass der Frequenzkorrekturwert gespeichert werden kann, so dass bei Ausfall des die Normalfrequenz übertragenden Frequenz-vergleichspilotes die zuletzt am Grundgenerator eingestellte Frequenz erhalten bleibt, ohne dass aufwendige Speicher und 10 Digital-Analog-Wandler mit hoher Bit-Zahl verwendet werden müssen. Die erzielbare Regelzeitkonstante kann sehr gross sein, wodurch eine extreme Unempfindlichkeit des nachgesteuerten Grundgenerators gegenüber Amplituden- und Phasenstörungen des Frequenzvergleichspilotes erreicht wird. Die 15 grosse Kurzzeitstabilität der Grundgeneratorfrequenz und der von ihr abgeleiteten Trägerfrequenzen kann daher auch im nachgesteuerten Betrieb weitgehend erhalten bleiben.

Als Schwellwertdetektoren lassen sich vorteilhaft Schmitt-Trigger verwenden. 20

Schaltet man in den einen Kanal des Phasendiskriminators für das Betragskriterium einen Frequenzteiler ein, so lässt sich die Zeitkonstante der Regelung um den Teilungsfaktor erhöhen.

Als Tiefpass kann man vorteilhaft einen RC-Tiefpass ver- ^ wenden, der als Kondensatorspeicher ausgebildet ist.

Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn bei Ausfall der Normalfrequenz der Kondensatorspeicher vom analogen Regelteil abgetrennt ist.

Ferner kann es von Vorteil sein, wenn die Diskriminator-kennlinie des analogen Regelteils trapezförmig ist.

Anhand des Blockschaltbildes nach Fig. 1 und der Diagramme nach den Fig. 2 bis 4 wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert.

Das Prinzip des Nachsteuer Verfahrens veranschaulicht der 35 Blockstromlauf nach Fig. 1. Von dem nachzusteuernden Oszillator 11 wird über einen synchronen Frequenzwandler 14 eine interne Referenzfrequenz fR abgeleitet. Ihre Phase wird in einem digitalen Phasendiskriminator 1 mit der Phase der Normalfrequenz fN verglichen. In den Nachsteuereinrichtungen für 40 die TF-Grundgeneratoren erfolgt der Phasenvergleich bei fR = fN = 300 kHz.

Der digitale Phasendiskriminator 1 hat zwei Kanäle 2,3. In jedem dieser Kanäle wird eine Schwebung von fR und fN gebildet. Dreht man die Phase z. B. von fR in einem der beiden 45 Kanäle um 90° gegenüber dem anderen, dann sind auch die Schwebungen A und B in den beiden Kanälen um 90° phasenverschoben. Das Vorzeichen der Phasenverschiebung kehrt sich bei Wechsel des Vorzeichens der Frequenzdifferenz von fR und fN ebenfalls um. Man kann daher einen der beiden Kanäle so dazu benützen, den Betrag der Phasendifferenz von fR und fN zu messen und aus dem anderen das zugehörige Vorzeichen gewinnen.

Für jede n-te Schwebungsperiode liefert der Betrag-Kanal einen Impuls. Dieser Impuls schaltet einen elektronischen Zäh- 55 1er 8 vorzeichenrichtig um einen Schritt auf- oder abwärts. Ein Digital-Analog-Wandler 9 erzeugt eine dem Zählerstand entsprechende Gleichspannung (Gleichstrom), die einer als Frequenzstellglied vorgesehenen Varaktordiode im Oszillator zugeführt wird. Der Zählerstand ist daher ein Mass für die t>o erfolgte Frequenzkorrektur. Er bleibt bei einem Ausfall der Normalfrequenz beliebig lange erhalten. Unterbrechungen in der Normalfrequenzübertragung haben also keinen Einfluss auf die Kurzzeitfrequenzstabilität des Oszillators 11. Hierin liegt der wesentliche Vorteil des digitalen Verfahrens. «

Liegt eine Frequenzdifferenz zwischen fR und fN vor, dann werden in den Zähler so lange Impulse in einer Richtung eingezählt, bis die Frequenzkorrekur am Oszillator den Frequenzfehler ausgeregelt hat. Als Folge der Digitalisierung der Frequenzkorrektur mus s jedoch im allgemeinen ein Restfehler ^ 1 Schritt verbleiben. Er führt dazu, dass im eingeschwungenen Zustand die Frequenz des Oszillators um ihren Sollwert pendelt. Die Häufigkeit der dann abwechselnd positiven und negativen Korrekturschritte hängt ab von der Zeitkonstante der Regelung und beträgt im Mittel einen Schritt in 2T Sekunden, wenn T die Regelzeitkonstante bedeutet.

Dem Pendeln der Frequenz entspricht auch ein Pendeln der Phase bzw. der Phasenlaufzeit zwischen dem Normalfrequenz fN und der Vergleichsfrequenz fR. Es beträgt etwa 1 Periode der Vergleichsfrequenz. Schaltet man in den Betrag-Kanal des Phasendiskriminators einen Frequenzteiler 6, dann erhöht sich die Zeitkonstante der Regelung um den Teilungsfaktor und die Phasenschwankung entsprechend. Ein derartiger Frequenzteiler 6 bietet die Möglichkeit, die Häufigkeit der Korrekturschritte an die Frequenzinstabilität des Oszillators anzupassen, da man bestrebt sein wird, die Kurzzeitfrequenzstabilität des Oszillators durch zu häufige Pendelschritte nicht unnötig zu verschlechtern.

Für die Nachsteuerung von Präzisionsoszillatoren liegt hierin der Nachteil, dass die Zeitkonstante des digitalen Regelkreises an die schlechtesten Oszillatoren der Serie angepasst werden muss, und somit die besten Oszillatoren häufiger geschaltet werden als notwendig. Wie später gezeigt wird, werden die Korrekturschritte im digitalen Regelkreis mit einer bestimmten Häufigkeit auch zu einem Phasenschlupf führen, so dass der Restfehler der Frequenz des nachgesteuerten Generators auch über lange Zeiträume nicht zu null wird. Bei der Nachsteuereinrichtung für die 12-MHz-Grundgeneratoren liegt dieser mittlere Frequenzfehler bei etwa 2 • 10~10, also etwa eine Grössenordnung unter der Schrittgrösse.

Durch Weglassen des in diesen Regelkreis eingefügten Frequenzteilers 1:16 könnte der mittlere Frequenzfehler auf etwa 1,2 • 10~ureduziert werden. Allerdings erhöht sich dann die mittlere Häufigkeit der (Pendel-)Schritte von 1 Schritt in 11 Stunden auf 1 Schritt in 0,7 Stunden.

Die hier geschilderten Nachteile des digitalen Regelkreises lassen sich vermeiden, wenn man zusätzlich einen analogen Regelkreis einführt, dessen Ziehbereich etwa ± 1 Schritt des digitalen Regelkreises entspricht. Durch den ausserordentlich kleinen Ziehbereich des analogen Regelkreises ist die Verkopp-lung des Grundgenerators 11 mit der zugeführten Normalfrequenz sehr gering. Die hohe Kurzzeit-Frequenzstabilität des Grundgenerators 11 bleibt daher erhalten.

Der analoge Regelkreis ist in Fig. 1 ebenfalls eingezeichnet. Die dreieckförmige Schwebungsspannung am Punkt B des Vorzeichen-Zweiges im digitalen Phasendiskriminator 1 wird trapezförmig begrenzt und über einen RC-Tiefpass 13 der Ausgangsspannung des Digital-Analog-Wandlers 9 hinzuaddiert. Die analoge Regelgrösse bewirkt, dass der im digitalen Regelkreis verbleibende Restfehler bis auf null ausgeregelt wird. Bei Ausfall der Normalfrequenz nimmt die analoge Regelspannung ihren Mittelwert ein. Der Frequenzfehler kann also maximal einen Stellschritt betragen.

Dieser Restfehler lässt sich in einfacher Weise verkleinern, wenn man die analoge Regelspannung bei Ausfall der Normalfrequenz in einem Analogspeicher festhält. Am einfachsten gelingt die Realisierung mit einem Kondensatorspeicher. Die Anforderungen an diesen Speicher sind nicht hoch, da ein Fehler ja nur bezogen auf den kleinen analogen Regelbereich, also bezogen auf zwei Stellschritte eingeht.

Bei der Nachsteuereinrichtung für die 60-MHz-Grundgene-ratoren beträgt der analoge Regelbereich maximal ± 10~9. Im Versuch Hessen sich Speicherverluste 0,5% pro Stunde unschwer realisieren. Das entspricht einer Frequenzdrift von maximal 5 • 10-'2 pro Stunde.

In Fig. 2 ist der Verlauf der Schwebungen im Phasendiskri-

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minator und ihre relative Phasenlage dargestellt. Im Betrag-Kanal 2 des digitalen Phasendiskriminators 1 wird die dreieck-förmige Schwebung A gebildet, im Vorzeichen-Kanal die um 90° verschobene Schwebung B. Auf der Abszisse ist die Schwe-bungsphase <p = 2 n (fR-f}>j)t aufgetragen. fR > fN bedeutet daher in Fig. 2 ein Fortschreiten auf der Abszisse von links nach rechts, fR< fN ein Fortschreiten von rechts nach links. Die Schwebungsspannung A steuert einen Schmitt-Trigger 5, der pro Schwebungsperiode einen Korrekturimpuls an den digitalen Zähler abgibt (n = 1). Ist fR > fN, wird dieser Schmitt-Trigger 5 in den Schaltpunkten V (i = ... -2, -1,0,1,2...) in die «Vorbereitungslage» gekippt und in den zugehörigen Schaltpunkten S,- wieder in die «Ruhelage» zurückkehren und dabei jeweils einen Korrekturimpuls in den Zähler einzählenJst fR < fN, dann erfolgt die Vorbereitung in den Punkten V; und das Schalten in den Punkten S,. _

Da die Punkte Sj jeweils mit negativen und die Punkte Si jeweils mit positiven Halbwellen der Schwebung B zusammenfallen, kann diese benützt werden, um den Zählvorgang jeweils «abwärts» oder «aufwärts» zu steuern.

Ausgehend von einem bestimmten Anfangsfehler der Frequenz werden in einer Richtung so viele Schwebungsperioden durchlaufen, als Korrekturschritte erforderlich sind, um den Frequenzfehler auszuregeln. Nehmen wir an, der letzte Korrekturschritt sei im Punkt So erfolgt und habe den vorher noch positiven Restfehler der Frequenz überkompensiert, so dass nunmehr ein negativer Restfehler vorhanden sei. Die Phase der Schwebung wird dann von Punkt So über Vo nach So wandern. Dort erfolgt wieder eine Korrektur in positiver Richtung usw. Die Phase pendelt also zwischen den Punkten So und So hin und her.

Die Pendelschritte werden so lange andauern, bis beispielsweise durch positive Frequenzdrift des Oszillators 11 der Frequenzfehler am Punkt So so gross geworden ist, dass er gerade noch korrigiert werden kann. Der sehr geringe negative Frequenzfehler nach der Korrektur wird nun durch die anhaltende positive Drift der Oszillatorfrequenz kompensiert, noch bevor der Schaltpunkt §o erreicht wird. Die Schwebungsrichtung kehrt um. _ _

Erfolgt die Richtungsumkehr im Bereich (Vo, So), ist der Schmitt-Trigger 5 bereits wieder in die Vorbereitungslage gekippt und im Punkt So erfolgt ein erneuter Korrekturschritt. Erfolgt die Richtungsumkehr im Bereich (So, Vo) so kann der Schmitt-Trigger 5 erst wieder im Punkt Vi in die Vorbereitungslage kippen und die Frequenzkorrektur kann erst im Punkt Si geschehen. Es tritt ein Schlupfverlust von einer Periode der Normalfrequenz auf. Ist in den Betrag-Kanal des Phasendiskriminators ein Frequenzteiler 1 :n eingeschaltet, pendelt die Phase innerhalb n Perioden der Schwebung und ein Phasenschlupf kann bis zu n Perioden betragen.

Der Zusammenhang zwischen der Phasendifferenz Acp und der Phasenlaufzeitdifferenz Ax von fR und fN ergibt sich zu

AT =

Acp

WT.

fR~fN

~*r~

«1 ).

Um zu verhindern, dass Phasenjitter auf der Normalfrequenz zur Auslösung falscher Korrekturschritte führt, muss zwischen den Schaltpotentialen V und S eine Hystérésis vorgesehen werden. Man wird bestrebt sein, diese Hystérésis so gross wie möglich zu machen, um maximale Störunterdrük-kung zu erreichen.

In Fig. 2 entspricht die Hystérésis ein Drittelnder Schwebungsperiode, d. h. 120° (Abstand Vo, So bzw. Vo, So). Phasenjitter der Normalfrequenz mit einem Hub kleiner ± 60° kann daher den Abstand von Vorbereitungs- und Schaltpunkt nicht mehr überstreichen und demnach auch nicht zu fälschlicher Auslösung von Korrekturschritten führen. Schnelles Phasenjitter wird durch ein Tiefpassfilter am Ausgang des Phasendiskri-5 minators unterdrückt und kann auch über den Wert ± 60° hinausgehen, ohne den Nachsteuervorgang zu stören.

Aus der Schwebungsspannung B des Vorzeichenkanals gewinnt man durch Begrenzen die Regelspannung C. Die 10 Begrenzung ist so eingestellt, dass der steile Verlauf innerhalb der Vorbereitungspunkte (Vj, V;) liegt. Es ist darauf zu achten, dass das Vorzeichen der Neigung dem stabilen Ast der analogen Regelkennlinie entspricht, ansonsten muss die Phase der Schwebung C um 180° gedreht werden.

15 Am Ende eines Einschwingvorganges der digitalen Regelung verursacht der letzte Korrekturschritt z. B. im Punkt So eine Umkehr der Schwebungsrichtung, bei einem maximalen Restfehler der Frequenz von 1 Schritt Da der analoge Regelbereich zwei Korrekturschritte beträgt, wirdder Oszillator im 20 linearen Teil der Schwebung C (Bereich Vo, Vo) gefangen.

Durch Frequenzdrift des Oszillators wandert nunmehr der Arbeitspunkt bis zu einem Endpunkt des analogen Regelbereiches (Vo bzw. Vo). Erst bei Fortbestehen der Frequenzdrift entsteht ein kleiner Frequenzfehler, der die Phase bis zum Punkt So 25 bzw. So driften lässt. Unter der Voraussetzung, dass die Kurzzeitstabilität des Oszillators und der Normalfrequenz bei einer Phasendrift von Vo nach So (bzw. Vo nach So) einen Frequenzfehler A f/f 11 Schritt garantiert, muss der Korrekturschritt im Punkt So (bzw. So) immer ausreichen, die Phase in den Ziehbe-» reich der analogen Regelung zurückzuführen. Phasenschlupf kann demnach nicht auftreten.

In Fig. 3 ist das Einschwingverhalten einer rein digitalen Nachsteuereinrichtung (strichlierte Kurve) und der neuen Nachsteuereinrichtung mit digitalem und analogem Regelkreis i3 (durchgezogene Kurve) dargestellt. A f/f / er bezeichnet die auf die Schrittgrösse bezogene Frequenzablage, t/T die auf die Zeitkonstante des digitalen Regelkreises bezogene Zeit. Als stetige Näherung ergibt sich jeweils ein exponentieller Kurvenverlauf, der die Zeitkonstante wie folgt definiert:

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Digitale Regelung: T = To/ a Digital-Analoge-Regelung:TDA = (1 + a)To/a t0: Phasenlaufzeit pro Schwebungsperiode (3,33 jis bei Phasen-45 vergleich auf der 300-kHz-Ebene und ohne Frequenzteiler im Betrag-Kanal)

er: Schrittgrösse a: Bereich des linearen Astes der Schwebung im analogen Phasendiskriminator, bezogen auf die Schwebungsperiode (1/6 in m Fig. 2).

In der gewählten Darstellung wird die Sollfrequenz zum Zeitpunkt null erreicht. Wenn man die Frequenzinstabilität des nachgesteuerten Generators ausser Betracht lässt, wird ab diesem Zeitpunkt bei nur digitaler Regelung die Frequenz um den 55 Sollwert pendeln.

Beim kombinierten Regelkreis erfolgt nach dem Fangen des Oszillators etwa zum Zeitpunkt 1 die vollständige Ausregelung des Frequenzfehlers. Obwohl die Zeitkonstante des digital-analogen Regelkreises grösser ist als die des rein digitalen, wird die Sollfrequenz schneller erreicht. Dem Regelvorgang ist eine trapezförmige Schwebung überlagert, die auf das Durchpumpen des analogen Regelkreises im nicht gefangenen Zustand zurückzuführen ist.

Die Eigenschaften des nachgesteuerten Grundgenerators 65 lassen sich durch den Frequenz- und den Phasenlaufzeitfehler in Abhängigkeit von der Messzeit beschreiben. Die erreichbare Genauigkeit hängt ab von der Frequenzstabilität der Normalfrequenz und des Oszillators.

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In Fig. 4 ist der Zusammenhang zwischen Frequenzinstabili- tors ohne Schlupf korrigiert wird. Geht man mit der Schritt-tät und Phasenlaufzeitfehler für den 60-MHz-Grundgenerator. grosse unter die durch die A f/f-Kurve bestimmte Grenze, so in den Kurven A TOsz und A f/f Osz dargestellt. Die wannenför- muss mit Schlupf gerechnet werden.

mige Kurve der relativen Frequenzabweichung des Oszillators Die untere Grenze für den Phasenlaufzeitfehler zwischen wird links durch einen mit der Messzeit proportional fallenden 5 Frequenzvergleichspilot (fN) und Oszillatorfrequenz ist durch Ast begrenzt, der im wesentlichen auf additives weisses Rau- das Jitter des Frequenzvergleichspilots (A x-Pilot) bestimmt. Es sehen zurückzuführen ist. Der mittlere, etwa horizontal verlau- muss kleiner sein, als der Abstand zwischen Vi, Si bzw. Vj, S;, im fende Teil ist vorwiegend auf multiplikatives Rauschen und vorgenannten Fall also kleiner als 1,1 jis, damit es nicht zur stö-Temperatureinflüsse zurückzuführen und der rechte, mit der renden Auslösung von Regelschritten führt.

Messzeit proportional steigende Ast entspricht dem Alterungs-10 Im Netz der DBP ist z. B. das maximale Phasenlaufzeitjitter verlauf. Aus der Kurve für die Frequenzinstabilität gewinnt durch Wahltonstörungen am Frequenzvergleichspilot 60 kHz man die Kurve für die Phasenlaufzeit durch Multiplikation mit bedingt. Es kann nach Pflichtenheft maximal 0,6 jxs Spitze -der Messzeit, entsprechend der Beziehung Spitze betragen. Diese Phasenlaufzeitschwankung ist als

A t-Pilot in Fig. 4 ebenfalls eingetragen und bestimmt die schraf-15 fierte Grenze a für den Arbeitspunkt S der Regelung. Sie ent-n~ _ Af % . spricht der Dimensionierung mit minimaler Phasenlaufzeitdif-

^ £ * ferenz zwischen Oszillator und Frequenzvergleichspilot bzw.

kürzester Regelzeitkonstante.

Die untere, schraffierte Grenze b bestimmt die kleinstmög-Für einen Phasenvergleich bei 300 kHz beträgt die Phasen- 20 liehe Schrittgrösse und der rechte, ansteigende Ast c die maxi-laufzeit zwischen den Endpunkten des linearen Regelbereiches mal zulässige Zeitkonstante, entsprechend der grösstmögli-(V;, V() und den Schaltpunkten (Si, 3j) etwa ein Drittel der chen Unterdrückung von Kurzzeitstörungen des Frequenzver-

Schwebungsperiode, also 1,1 (xs; (siehe Fig. 2). Wenn also der gleichspilotes.

Oszillator den linearen Regelbereich verlässt, muss er bis zum Um'möglichst hohe Kurzzeitfrequenzstabilität im Weitver-

Erreichen des nächstgelegenen Schaltpunktes 1,1 p,s Phasen- 25 kehrsnetz zu verwirklichen, ist anzustreben, die Normalfre-laufzeit überwinden. Das ist nur möglich, wenn in dieser Zeit quenz möglichst nicht mehr mit dem Frequenzvergleichspilot ein gewisser Frequenzfehler vorhanden ist. Aus dem Dia- 60 kHz, sondern mit den Piloten 300 kHz ( 12-MHz-System)

gramm nach Fig. 4 ist zu ersehen, dass 1,1 jis Phasenlaufzeitdif- bzw. 4200 kHz (60-MHz-System) zu übertragen. Dadurch wird ferenz einem mittleren Frequenzfehler < 10-10 entsprechen. sich der Sicherheitsabstand zur linken Grenze a des zulässigen Wählt man die Schrittgrösse 8 = 5- 10-10 (Punkt S), so hat man 30 Arbeitspunktbereiches der Regelung entsprechend vergrös-genügend Sicherheit, dass spontane Frequenzdrift des Oszilla- sern.

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4 Blatt Zeichnungen

Claims

617804 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur phasengenauen Synchronisation von Grundgeneratoren in trägerfrequenten Nachrichtenübertragungssystemen auf eine in Weitverkehrsnetzen übertragene Normalfrequenz, dadurch gekennzeichnet, dass eine digitale phasengenaue Frequenznachstellung zur Grobeinstellung mit einer analogen Frequenznachstellung zur Feineinstellung kombiniert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Grobeinstellung eine digitale Phasenregelschleife benützt wird, die pro Schwebungsperiode zwischen Normalfrequenz und Referenzfrequenz des mitzuziehenden Oszillators einen digitalen Stellschritt zur Frequenzkorrektur abgibt, und dass zusätzlich eine analoge Phasenregelschleife benützt wird, deren Ziehbereich etwa dem doppelten Regelschritt des digitalen Regelkreises entspricht, und dass die Mitte des analogen Regelbereichs in der Mitte zwischen den beiden, einer Schwebungsperiode zugehörigen Ansprechpunkten des digitalen Regelkreises liegt, und dass bei Überschreiten des analogen Regelbereichs ein weiterer Regelschritt durch den digitalen Regelkreis ausgelöst wird, der ein Zurückkehren der Phase der Referenzfrequenz des mitzuziehenden Oszillators etwa in die Mitte des Stellbereichs der analogen Phasenregelung bewirkt, und dass die so gebildete Regelgrösse gespeichert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich zur digitalen Speicherung eine Speicherung der analogen Regelgrösse vorgenommen wird, die den Mittelwert der analogen Regelgrösse innerhalb eines vorgesehenen Zeitraums vor Ausfall der Normalfrequenz speichert.

4. Frequenznachsteuereinrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Normalfrequenz (fN) bei den Kanälen (2,3) eines zweikanaligen Phasendiskriminators (1) direkt und die vom nachzuziehenden Oszillator abgeleitete Vergleichsfrequenz (fR) dem einen Kanal (2) des Phasendiskriminators (1) ebenfalls direkt und dem anderen Kanal (3) um 90° phasenverschoben zugeführt ist, dass die Ausgänge der beiden Kanäle (2,3) des Phasendiskriminators (1) über Schwellwertdetektoren (5,7) an einen Vor-Rückwärts-Zähler (8) geführt sind, dass der Zähler (8) ausgangsseitig über einen Digital-Analogwandler (9) und eine Addierstufe (10) auf eine Zieheinrichtung des Oszillators (11) einwirkt, dass am Ausgang des anderen Kanals (3) des Phasendiskriminators ein Spannungsbegrenzer (12) liegt, der ausgangsseitig über einen Tiefpass (13) mit der Addierstufe verbunden ist.

5. Frequenznachsteuereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schwellwertdetektoren (5,7) Schmitt-Trigger sind.

6. Frequenznachsteuereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass dem Schwellwertdetektor (5) in dem einen Kanal (2) des digitalen Phasendiskriminators (1) ein Frequenzteiler (6) nachgeschaltet ist.

7. Frequenznachsteuereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Tiefpass (13) ein RC-Tiefpass ist, der als Kondensatorspeicher ausgebildet ist.

8. Frequenznachsteuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass bei Ausfall der Normalfrequenz der Kondensatorspeicher vom analogen Regelteil abgetrennt ist.

9. Frequenznachsteuereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Diskriminatorkennlinie des analogen Regelteils trapezförmig ist.