Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen einer Ausgangsimpulsfolge mit konstantem Impuls Pause-Verhältnis aus einer Eingangsimpulsfolge mit variablem Impuls-Pause-Verhältnis und variabler Folgefrequenz sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.
In impulsverarbeitenden Systemen ist es oft notwendig, eintreffende Impulsfolgen vor deren weiteren Verarbeitung beispielsweise mit einem bestimmten, vorgeschriebenen Impuls-Pause-Verhältnis zu versehen. Dies ist z. B. in Fern meldeanlagen der Fall, wo auf der ankommenden Seite von Leitungen mit Wechselstromsignalisierung die Impulsverzerrungen wieder korrigiert werden müssen. Für eine einwandfreie Weiterverarbeitung der Wahlinformation ist eine Korrektur auf konstantes Impuls-Pause-Verhältnis anzustreben.
Aus der DT-AS 1 221 689 ist eine derartige elektronische Korrekturschaltung bekannt, die das Verhältnis der Impulsdauer zur zugehörigen Pausendauer in Impulsfolgen auf vorgebbare Werte festlegt, wobei dieses Verhältnis von der jeweiligen Periodendauer der zu korrigierenden Impulsfolge abhängig und nicht konstant ist. Davon ausgehend besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die das Impuls-Pause-Verhältnis einer Impulsfolge selbsttätig auf einen gewünschten, im Gegensatz zur erwähnten bereits bekannten Anordnung von der jeweiligen Periodendauer der zu korrigierenden Impulsfolge unabhängigen, konstanten Wert korrigiert.
Die erfindungsgemässe Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, dass auf jeden Eingangsimpuls jeweils ein Impuls mit im Vergleich zur kleinsten auftretenden Periodendauer der Eingangsimpulsfolge kleinerer, konstanter Impulsdauer erzeugt wird, und dass auf die abfallende Flanke dieser Impulse je ein Impuls erzeugt wird, dessen Dauer durch ein Zeitglied mit in Abhängigkeit von der jeweiligen Periodendauer der Eingangsimpulsfolge veränderbarer Zeitkonstante bestimmt ist.
Anhand von Zeichnungen wird das erfindungsgemässe Verfahren beispielsweise näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 1 Einzelheiten einer zur Durchführung des Verfahrens geeigneten Schaltungsanordnung und Fig. 2 den Verlauf von an verschiedenen Punkten dieser Anordnung auftretenden Spannungen.
Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung weist in einem Schaltungsteil A an ihrem Eingang eine erste Kippstufe FF1 mit einem vorgeschalteten Inversionsglied auf. Im vorliegenden Beispiel ist eine D-Kippstufe verwendet. Auf das Inversionsglied gelangende abfallende Impulsflanken vermögen die Kippstufe zu setzen, d. h. deren Normalausgang Q (nicht invertierender Ausgang) nimmt ein einer logischen 1 entsprechendes Potential an. Die Rücksetzung der Kippstufe erfolgt durch eine ansteigende Impulsflanke am Rückstelleingang R. Der Norm al ausgang Q dieser ersten Kippstufe FF1 ist über einen Widerstand R2 auf die Basis eines Transistors T1 geführt, der einen Kollektorwiderstand R3 aufweist.
Der Kollektoranschluss des Transistors T1 ist einerseits über einen Kondensator C1 mit dem positiven Pol der Speisegleichspannungsquelle und anderseits mit dem invertierenden Eingang E einer ersten Vergleichsschaltung V1 (Komparator) verbunden. Durch ein aus Widerständen R4, R5, R6, R7 bestehendes Netzwerk ist am nichtinvertierenden Eingang E der ersten Vergleichsschaltung V1 eine Referenzspannung Urs festgelegt. Der Ausgang der ersten Vergleichsschaltung V1 ist mit dem Rückstelleingang R der ersten Kippstufe FF1 verbunden.
In einem Schaltungsteil B ist eine zweite Kippstufe FF2, ebenfalls eine D-Kippstufe, vorhanden, deren Steuereingang mit dem Inversausgang Q der ersten bistabilen Kippstufe FF1 verbunden ist. Der Normalausgang Q dieser zweiten Kippstufe FF2 ist über einen Widerstand R8 mit der Basis eines Transistors T2 verbunden, der zwei in Serie geschaltete Kollektorwiderstände R9 und R10 aufweist. Der Kollektoranschluss des Transistors T2 ist einerseits über einen Kondensator C2 mit dem negativen Pol der Speisegleichspannungs quelle und anderseits mit dem invertierenden Eingang E einer zweiten Vergleichsschaltung V2 verbunden, an deren nichtinvertierendem Eingang E durch ein aus den Widerständen R11, R12, R13 und R14 bestehendes Netzwerk eine Referenzspannung Ure festgelegt ist. Der Ausgang der zweiten Vergleichsschaltung V2 ist auf den Rückstelleingang R der zweiten Kippstufe FF2 geführt.
Parallel zum Widerstand R10 ist die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors T3 geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand R1 mit dem Normalausgang Q der ersten Kippstufe FF1 verbunden ist. Der Normalausgang Q der zweiten Kippstufe FF2 bildet den Ausgang der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung. Die erwähnten Kollektorwiderstände R3 und R10 der Transistoren T1 bzw.
T2 sind variabel, um eine gewünschte Entladezeitkonstante für die Kondensatoren C1 und C2 einstellen zu können.
Die Wirkungsweise der erfindungsgemässen Anordnung ist folgende: Die erste Kippstufe FF1 nimmt an ihrem Normal ausgang Q jeweils auf die fallenden Flanken der Eingangsimpulsfolge (Fig. 2a) ein Potential an, das den Transistor T1 sperrt. Dadurch kann sich der Kondensator C1 des ersten Zeitgliedes R3, C1 über den Widerstand R3 aufladen.
Erreicht die Kondensatorspannung den Wert der am nichtinvertierenden Eingang E der ersten Vergleichsschaltung V1 festgelegten Referenzspannung Urs, ändert am Ausgang der ersten Vergleichsschaltung V1 das Potential von logisch 0 auf logisch 1 , so dass die erste Kippstufe FF1 in ihre Ausgangslage (Fig. 2b) zurückversetzt und der Transistor T1 wiederum leitend wird, was den Ausgang der ersten Vergleichsschaltung V1 wiederum ein dem Wert logisch 0 entsprechendes Potential annehmen lässt.
Der Entladevorgang des Kondensators C2 des zweiten Zeitgliedes R9, R10, C2 wird über den Transistor T3 von der ersten Kippstufe FF1 beeinflusst. Wenn der Normalausgang Q dieser Kippstufe FF1 ein Potential entsprechend logisch 0 aufweist, ist der Transistor T3 gesperrt. Beim Übergang von logisch 1 auf logisch 0 am Normalausgang Q der ersten Kippstufe FF1 nimmt der Normalausgang Q der zweiten Kippstufe FF2 den Wert logisch 1 an, was die Sperrung des Transistors T2 bewirkt. Damit kann sich der Kondensator C2 über die Widerstandskombination R9, R10 entladen. Wird während diesem Entladevorgang die erste Kippstufe FF1 wiederum gesetzt, dann gelangt der Transistor T3 in den leitenden Zustand, womit der Widerstand R10 des zweiten Zeitgliedes annähernd kurzgeschlossen ist.
Die dadurch verringerte Entladezeitkonstante des Kondensators C2 hat eine Beschleunigung des Entladevorganges zur Folge (Fig. 2c). Erreicht die Spannung über dem Kondensator C2 den Wert der am nichtinvertierenden Eingang E der zweiten Vergleichsschaltung V2 vorgegebenen Referenzspannung Ure, gibt die zweite Vergleichsschaltung V2 einen die zweite Kippstufe FF2 rücksetzenden Impuls ab. Am Normalausgang Q der zweiten Kippstufe FF2 ist die bezüglich dem Impuls-Pause-Verhältnis gegenüber der am Eingang der Anordnung eintreffenden Eingangsimpulsfolge korrigierte Ausgangsimpulsfolge (Fig. 2d) entnehmbar. Die Impulsdauer des letzten Impulses dieser korrigierten Impulsfolge kann auf einen beliebigen gewünschten Wert festgelegt werden.
Die beschriebene Schaltungsanordnung korrigiert demzufolge das impulsförmige Eingangssignal in zwei Schritten: Im Schaltungsteil A erfolgt starre Korrektur , indem die einzelnen Impulse der Impulsfolge auf eine bestimmte, einheitliche Impulslänge gebracht werden. Im Schaltungsteil B unterliegen diese Impulse einheitlicher Länge zusätzlich einer elastischen Korrektur, d. h. das Impuls-Pause-Verhältnis der Impulsfolge wird auf einen gewünschten, konstanten Wert korrigiert, der vom Verhältnis der beiden Widerstände R9 und R10 abhängig ist. Dabei ist der Grad der elastischen Korrektur abhängig von der jeweiligen Periodendauer des Eingangssignals, indem diese Korrektur um so grösser ist, je kleiner die jeweilige Periodendauer ist.
Im folgenden wird kurz auf den Zusammenhang zwischen den in der beschriebenen Schaltungsanordnung zu wählenden Zeitkonstanten und dem am Ausgang der Anordnung gewünschten Impuls-Pause-Verhältnis eingegangen. Dazu werden folgende Symbole verwendet: Ts = C1R3 Zeitkonstante der starren Korrektur Tel = C2(R9+R10) erste Zeitkonstante der elastischen
Korrektur Te2 = C2R9 zweite Zeitkonstante der elastischen
Korrektur ts Impulsdauer der durch die erste Kipp stufe FF1 erzeugten Impulse te = tel+te2 Impulsdauer der am Normalausgang der zweiten Kippstufe FF2 abge gebenen Impulse T Periodendauer der zu korrigierenden
Impulsfolge H Impuls-Pause-Verhältnis der Impuls folge am Ausgang der Anordnung
Aus Fig. 2 ist für das Tastverhältnis der korrigierten Im pulsfolge die Beziehung
H= telfte2 (1)
T- (tel + te2) zu entnehmen.
Für die Impulsdauer ts der durch die erste
Kippstufe FF1 erzeugten Impulse ergibt sich ts = Ts In ks (2) wobei für (R6 + R7) > R5 gilt: ks ¯ (R4 + R5)/R4. Die Anteile tel und te2 der Impulsdauer der am Normalausgang Q der zweiten Kippstufe FF2 auftretenden Impulse bestimmen sich zu tel = T-ts (3) und te2 = Te2 (In ke- te1 ) (4)
Tel wobei in der Gleichung (4) für (R13 + 14) R11 gilt: ke (R11 + R12)/R12.
Setzt man die in den Gleichungen (2), (3) und (4) enthaltenen Beziehungen in die Gleichung (1) ein, ergibt sich für das Impuls-Pause-Verhältnis T Te2 -1 (5)
Ts In ks - Te2 In ke+ Tel (T-Ts In ks) und aus a H/d T = O folgt für ein konstantes Impuls-Pause Verhältnis
Te2 = ts (6) ts lnke+
Tel
Unter Berücksichtigung der weiteren Bedingungen ts < Tmin und te2 2 O, d. h. tel = Tmax - ts Tel in ke lassen sich aus den genannten Beziehungen die zur Erzeugung eines gewünschten, konstanten Impuls-Pause-Verhältnisses H notwendigen Grössen bestimmen.